JPH10248237A

JPH10248237A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH10248237A
Application number: JP9048679A
Authority: JP
Inventors: Akio Hirata; 昭生平田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1997-03-04
Filing date: 1997-03-04
Publication date: 1998-09-14
Anticipated expiration: 2017-03-04
Also published as: JP3462032B2

Abstract

(57)【要約】【課題】電力変換装置を構成する電圧駆動形の高速スイ
ッチングデバイス１５のスイッチング動作を速くして、
しかもスイッチング動作時の電圧変化率及び電流変化率
を抑制し、スイッチング損失を低減させ、スナバ回路の
容量を低減し、サージ電圧を抑制して外部機器へ与える
ノイズ障害を軽減する。【解決手段】ゲート抵抗２１を介して制御２端子Ｇ−Ｅ
１間に与えられる指令電圧Ｖg により高速スイッチング
デバイス１５の主回路２端子Ｃ−Ｅ間が導通状態或いは
非導通状態となりコレクタ電圧ＶCEが変化すると、コン
デンサ２２と抵抗２３でなる指令電圧補正手段に電流ｉ
s が流れ、主回路２端子Ｃ−Ｅ間の電圧変化率ｄＶCE／
ｄｔを所定値内に抑制するように指令電圧Ｖg を補正す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電圧駆動形の高速ス
イッチングデバイスを用いた電力変換装置に係り、特
に、該高速スイッチングデバイスのスイッチング特性を
充分に活用できるように改善した電力変換装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】スイッチングデバイスを用いた電力変換
装置として種々の回路方式が用いられているが、図１０
に交流電動機等を駆動するＰＷＭ制御インバータ装置と
して一般的に用いられている電力変換装置を示す。

【０００３】この電力変換装置は、交流電源端子１１よ
り供給される交流電力を整流器１２で直流電力に変換
し、直流フィルタコンデンサ１３で平滑化して、スイッ
チングデバイス１５を用いたインバータ１４をＰＷＭ制
御によりスイッチング動作させ、平滑化された直流電力
をパルス幅変調して交流電力に変換し、交流電動機等の
負荷１６に交流電力を供給するＰＷＭ制御インバータ装
置として機能する。

【０００４】スイッチングデバイス１５として、サイリ
スタやＧＴＯなどが一般的に用いられているが、これら
のスイッチングデバイスのスイッチング時間は数マイク
ロ秒で、電流変化率も比較的に小さく、発生するサージ
電圧も比較的に小さい。

【０００５】近年、これらのサイリスタやＧＴＯより短
いスイッチング時間で高速動作するＩＧＢＴやＭＯＳ−
ＦＥＴ、更にはＩＥＧＴなどの、電圧駆動形の高速スイ
ッチングデバイスが上述スイッチングデバイス１５とし
て用いられ、各方面に適用されるようになってきてい
る。

【０００６】これらの高速スイッチングデバイスは、Ｇ
ＴＯと比較して、一桁以上短いスイッチング時間で高速
にスイッチング動作を行い、主回路の電流変化率も非常
に大きくなり、主回路のインダクタンスを大幅に低減し
なければ、サージ電圧も非常に大きくなる。このように
サージ電圧が増大すると、高速スイッチングデバイス自
身に定格を越える電圧が印加されて、過電圧で破壊する
危険があり、更に、大きなノイズ源として周辺機器に対
して悪影響を与える場合がある。

【０００７】図１１は高速スイッチングデバイスの一例
として、ＩＧＢＴモジュール１５を示したもので、以下
ＩＧＢＴモジュール１５を高速スイッチングデバイスと
同義語として用いる。

【０００８】このＩＧＢＴモジュール１５は、ＩＧＢＴ
１７とダイオード１８が逆並列に接続されて構成され、
コレクタ端子Ｃ、エミッタ端子Ｅ、ゲート端子Ｇ、制御
用エミッタ端子Ｅ１を備え、ゲート抵抗２１を介して端
子Ｇ−Ｅ１間に与えられるゲート電圧Ｖg に基づいてＩ
ＧＢＴ１７がオン・オフし、ＩＧＢＴモジュール１５の
Ｃ−Ｅ端子間がオン（導通）状態或いはオフ（非導通）
状態となるスイッチング動作が行われる。なお、１９は
ＩＧＢＴモジュール１５のゲート容量、２０、２０ａは
ＩＧＢＴモジュール内部の配線に生じる浮遊インダクタ
ンスを示している。

【０００９】このようなＩＧＢＴモジュール１５の場
合、端子Ｇ−Ｅ１間の内部抵抗は無限大に近くゲート容
量１９で内部インピーダンスが決定され、ゲート抵抗２
１を介してゲート電圧Ｖg を与える場合、ゲート容量１
９に流れる充放電電流によってゲート電圧Ｖg の変化率
ｄＶg ／ｄｔが影響を受ける。

【００１０】図１２は正極性のゲート電圧Ｖg0が与えら
れ、オフ状態からオン状態へスイッチング動作するとき
の、ゲート電流ｉg 、コレクタ電流Ｉc と、図１０のよ
うにＩＧＢＴモジュール１５が直列接続されたときの相
手側のＩＧＢＴモジュール１５の端子Ｃ−Ｅ間に生じる
電圧Ｖd の波形例を示したものである。

【００１１】図１３は上述とは逆に負極性のゲート電圧
Ｖg0が与えられ、オン状態からオフ状態へスイッチング
動作するときの、ゲート電流ｉg 、コレクタ電流Ｉc 、
コレクタ電圧ＶCEの波形例を示したものである。

【００１２】これらの波形図から解るように、ゲート抵
抗２１の入力側に正極性或いは負極性のゲート電圧が与
えられ、ゲート容量１９の充放電による正極性或いは負
極性のゲート電流ｉg が流れた時点から所定の遅れ時間
ｔd （ターンオンディレイタイムｔd(on) 或いはターン
オフディレイタイムｔd(off)）が経過してから実際のス
イッチング動作が開始される。

【００１３】なお、端子Ｇ−Ｅ１間の内部インピーダン
スが比較的に大きいのでゲート電圧Ｖg を正確に測定す
ることが難しくゲート電流ｉg で示している。このよう
な高速スイッチングデバイス１５は、ゲート抵抗２１の
値を大きくしてゲート容量１９に流れるゲート電流ｉg
を減少させると遅れ時間ｔd が長くなり主回路の電流変
化率ｄＩc ／ｄｔが小さくなり、逆にゲート抵抗２１の
値を小さくしてゲート電流ｉg を増加させると遅れ時間
ｔd が短くなり主回路の電流変化率ｄＩc ／ｄｔが大き
くなることが知られており、電流変化率ｄＩc ／ｄｔが
適度な値になるようにゲート抵抗２１の値を選定し、ス
イッチング動作によるサージ電圧がＩＧＢＴ１７の許容
電圧（ＳＷＳＯＡ：スイッチング安全動作領域）を越え
ないように設定している。

【００１４】ＩＧＢＴモジュール１５の外部回路に存在
する配線のインダクタンスによるサージ電圧はスナバ回
路によって抑制されるが、モジュール内部に存在する配
線インダクタンス２０、２０ａによって生じるサージ電
圧を抑制することも重要である。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】現状のＩＧＢＴなどの
高速スイッチングデバイスを用いてＰＷＭ制御を行う場
合、装置定格電流の通電による導通損失Ｐc とスイッチ
ング動作時に生じるスイッチング損失Ｐs がほぼ等しく
なるように変調（スイッチング）周波数が選定されてお
り、品質の良い正弦波の交流電力を得るために変調周波
数を増加させるとスイッチング損失Ｐs が増加し、サー
ジ電圧も増大するという問題がある。

【００１６】また、高速スイッチングデバイスの外部回
路の配線インダクタンスによるサージ電圧をスナバ回路
によって吸収させるにしても、主回路の電流変化率が大
きいとスナバ回路の容量も大きくなり装置外形が大きく
なり、電力損失も大きくなるなどの影響があり、必ずし
も高速スイッチングデバイスのスイッチング特性を充分
に活かした制御が行われていない。更に速いスイッチン
グ速度の高速スイッチングデバイスが開発される方向に
あるが、そのスイッチング特性を充分に活かした高速ス
イッチングデバイス応用技術が求められている。

【００１７】本発明は上述事情に鑑みてなされたもの
で、その目的とするところは、高速スイッチングデバイ
スのスイッチング動作を速くして、しかもスイッチング
動作時の電流変化率を抑制し、スイッチング損失を低減
させ、スナバ回路の容量を低減し、サージ電圧を抑制し
て外部機器へ与えるノイズを軽減することができるよう
にスイッチング動作を改善した電力変換装置を提供する
ことにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の電力変換装置は以下のように構成する。（請求項１）制御２端子間に与えられる指令電圧に基
づいて主回路２端子間が導通状態或いは非導通状態とな
る高速スイッチングデバイスを使用した電力変換装置に
おいて、前記主回路２端子間の電圧に基づいて前記指令
電圧を補正する指令電圧補正手段を備え、スイッチング
時の前記主回路２端子間の電圧変化率を所定値内に抑制
する。（請求項２）更に、前記指令電圧はゲート抵抗を介し
て制御２端子間に与えられ、前記指令電圧補正手段はコ
ンデンサと抵抗の直列回路を前記主回路２端子の一方の
主回路端子と前記制御２端子の一方の制御端子間に接続
して構成し、前記主回路２端子間の電圧変化率に基づい
て前記指令電圧を補正する。（請求項３）更に、前記指令電圧補正手段は、前記主
回路２端子間の電圧の所定電圧以上の領域において該電
圧に基づいて前記指令電圧を補正し、前記主回路２端子
間の電圧の所定電圧以上の領域においてスイッチング時
の前記主回路２端子間の電圧変化率を所定値内に抑制す
る。（請求項４）更に、前記指令電圧補正手段は、前記主
回路２端子間の電圧の所定電圧以上の領域においてスイ
ッチング時の前記主回路２端子間の電圧変化率を所定値
内に抑制すると共にピーク値を抑制する。（請求項５）更に、前記高速スイッチングデバイスを
パッケージとして構成し、前記指令電圧補正手段を前記
パッケージ内部に収納する。（請求項６）更に、前記指令電圧補正手段は、制御指
令に基づいて前記指令電圧を補正する機能を有効とする
手段を備え、高速スイッチングデバイスがスイッチング
動作するとき、所定期間のみ前記指令電圧を補正する機
能を有効とする。（請求項７）更に、前記指令電圧はゲート抵抗を介し
て制御２端子間に与えられ、前記指令電圧補正手段は、
前記主回路２端子間の電圧に基づいて前記制御２端子間
にバイパス電流を流して指令電圧を補正する制御手段を
備える。（請求項８）更に、前記高速スイッチングデバイスを
パッケージとして構成し、少なくとも前記指令電圧補正
手段の一部を前記パッケージ内部に収納する。（請求項９）更に、前記制御手段は、制御指令に基づ
いてバイパス電流を流す機能を有効とする手段を備え、
高速スイッチングデバイスがスイッチング動作すると
き、所定期間のみバイパス電流を流す機能を有効とす
る。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１、２に係る実施
例を図１に示す。図１は、本発明の電力変換装置を構成
する要部、すなわち、高速スイッチングデバイス（ＩＧ
ＢＴモジュール）１５の周辺回路の構成を示したもの
で、コンデンサ２２と抵抗２３の直列回路を高速スイッ
チングデバイス１５のコレクタ端子Ｃとゲート端子Ｇ間
に接続して構成する。その他は従来（図１１）と同じで
同一符号で示している。また、図１の構成は図１０のよ
うなＰＷＭ制御インバータ装置など種々の電力変換装置
に適用することができる。

【００２０】上記構成において、オン或いはオフのため
のゲート電圧Ｖg0が与えられ、ゲート抵抗２１を介して
高速スイッチングデバイス１５のゲート端子Ｇと制御用
エミッタ端子Ｅ１間に指令電圧Ｖg が与えられると、Ｉ
ＧＢＴ１７がオン（導通）或いはオフ（非導通）して主
回路電流Ｉc の通電或いはしゃ断が行われる。

【００２１】このように高速スイッチングデバイス１５
がオフからオンへ或いはオンからオフへスイッチング動
作するとき、コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅ間のコレ
クタ電圧ＶCEが減少或いは増大するように変化して、コ
ンデンサ２２と抵抗２３の直列回路にコレクタ電圧ＶCE
の変化率に比例した電流ｉs が流れる。この電流ｉsは
端子Ｇ−Ｅ１間の指令電圧Ｖg を変化させ、ＩＧＢＴ１
７の導電率を変化させ、コレクタ電圧ＶCEの変化率を抑
制するように作用する。

【００２２】例えば、図２に示すように、高速スイッチ
ングデバイス１５がオン（導通）状態において、時刻ｔ
1 で負極性のゲート電圧Ｖg0が与えられたとき、ゲート
抵抗２１を通じて負極性のゲート電流ｉg1が流れ始め、
図示しない指令電圧Ｖg が負方向に変化し、ターンオフ
ディレイタイムｔd(off)が経過した時刻ｔ2 からＩＧＢ
Ｔ１７の導電率が減少し始め端子Ｃ−Ｅ間のコレクタ電
圧ＶCEが上昇方向に変化する。このように時刻ｔ2 から
コレクタ電圧ＶCEが上昇方向に変化すると、コンデンサ
２２と抵抗２３の直列回路にコレクタ電圧ＶCEの上昇率
（変化率）に比例した充電電流ｉs が流れ、この充電電
流ｉs は端子Ｇ−Ｅ１間に流れる負のゲート電流ｉg1を
打ち消すように作用する。従って、図示しない指令電圧
Ｖg の変化を妨げるように作用し、コレクタ電圧ＶCEの
上昇率を所定値に抑制するように作用し、結果としてコ
レクタ電流Ｉc の減少率（変化率）を抑制する。

【００２３】コレクタ電圧ＶCEが所定の変化率で上昇
し、図示しないスナバ回路のコンデンサの充電電圧以上
に達すると、コレクタ電流Ｉc がスナバ回路のコンデン
サ側へ分流（転流）してＩＧＢＴ１７に流れるコレクタ
電流Ｉc はコレクタ電圧ＶCEの変化率に対応した電流変
化率で減少する。このように、コレクタ電圧ＶCEの変化
率を所定値に抑制することによって、コレクタ電圧ＶCE
とコレクタ電流Ｉc の積で決まる瞬時電力損失の最大値
が減少する。

【００２４】また、図３に示すように、高速スイッチン
グデバイス１５がオフ（非導通）状態において、正極性
のゲート電圧Ｖg0が与えられたとき、ゲート抵抗２１を
通じて正極性のゲート電流ｉg1が流れ始め、ターンオン
ディレイタイムｔd(on) が経過した時刻からＩＧＢＴ１
７の導電率が増大し始め、端子Ｃ−Ｅ間のコレクタ電圧
ＶCEが減少方向に変化し、コンデンサ２２からコレクタ
電圧ＶCEの変化率に比例した放電電流ｉs が流れ、この
放電電流ｉs は端子Ｇ−Ｅ１間に流れる正のゲート電流
ｉg1を打ち消すように作用する。従って、コレクタ電圧
ＶCEの減少率を所定値に抑制するように作用し、結果と
してコレクタ電流Ｉc の上昇率（変化率）を抑制する。

【００２５】なお、電圧Ｖd は図１０のようにＩＧＢＴ
モジュール１５が直列接続されたときの相手側の高速ス
イッチングデバイス１５の端子Ｃ−Ｅ間に生じる電圧の
波形を示し、コレクタ電圧ＶCEと同様に緩やかに上昇す
ることを示している。

【００２６】本実施例によれば、ゲート抵抗２１の値を
小さくして遅れ時間ｔd を短縮しスイッチング時間を短
縮するように動作させてもコレクタ電圧ＶCEの変化率を
所定値に抑制することが可能となる。従って、スイッチ
ング動作時のコレクタ電流の変化率を所定値内に抑制す
ることができ、サージ電圧を安全動作領域内に抑制し、
スイッチング損失Ｐs の瞬時値の最大損失を減少させる
ことができ、スナバ回路の容量を低減することが可能と
なり、ＰＷＭ制御の変調周波数を増加させ、より品質の
良い交流電力を供給することが可能となる。

【００２７】図４は本発明の請求項３、４に係る実施例
を示したもので、高速スイッチングデバイス１５のコレ
クタ電圧ＶCEの所定電圧以上の領域において電圧変化率
を抑制すると共にピーク値を抑制するようにした例であ
る。

【００２８】図４において、２４はゼナーダイオード等
の定電圧素子で、コンデンサ２２と抵抗２５の並列回路
に直列接続され、これらの直列回路が高速スイッチング
デバイス１５のコレクタ端子Ｃとゲート端子Ｇ間に接続
される。

【００２９】上記構成により、コレクタ電圧ＶCEが定電
圧素子２４の制限電圧で定まる所定電圧以上になると、
コンデンサ２２と抵抗２５の並列回路に電流ｉs が流
れ、この電流ｉs により電圧変化率ｄＶCE／ｄｔを抑制
すると共にコレクタ電圧ＶCEのピーク値を抑制するよう
に端子Ｇ−Ｅ１間に流れるゲート電流ｉg1が補正され
る。

【００３０】例えば、図５に示すように、高速スイッチ
ングデバイス１５がオン状態において、時刻ｔ1 でオフ
指令（負極性）のゲート電圧が与えられると、ゲート抵
抗２１を介して高速スイッチングデバイス１５の端子Ｇ
−Ｅ１間にゲート電流ｉg1が流れ、ターンオフディレイ
タイム後の時刻ｔ2 からゲート抵抗２１の値で定まる電
圧変化率でコレクタ電圧ＶCEが定電圧素子２４の制限電
圧まで急速に増大する。時刻ｔ21でコレクタ電圧ＶCEが
制限電圧を越えると、コンデンサ２２と抵抗２５の並列
回路に電流ｉs が流れ始め、端子Ｇ−Ｅ１間に流れる負
極性のゲート電流ｉg1を減少させるように作用する。こ
の場合、コンデンサ２２に流れる充電電流はコレクタ電
圧ＶCEの電圧上昇率を抑制するように作用し、抵抗２５
に流れる電流はコレクタ電圧ＶCEのピーク値を抑制する
ように作用する。従って、時刻ｔ21よりコレクタ電圧Ｖ
CEの電圧上昇率ｄＶCE／ｄｔが所定値に抑制されると共
にピーク値が制限電圧に近い値に抑制される。

【００３１】なお、時刻ｔ2 からｔ21の間でコレクタ電
圧ＶCEがスナバコンデンサの充電電圧を越えるとコレク
タ電流Ｉc がスナバ回路側へ分流してコレクタ電流Ｉc
が急速に減少し、時刻21から電圧上昇率に対応した変化
率で減少する。

【００３２】また、図４の場合、定電圧素子２４の制限
電圧は高速スイッチングデバイス１５の主回路に印加さ
れる直流電圧より少し高い値に選定される。本実施例に
よれば、前述と同様にスイッチング時間を短くし、ター
ンオフ時に主回路のダンピング特性によって生じる過電
圧領域において電圧上昇率を抑制し、ノイズ障害を軽減
することが可能となり、また、過電圧のピーク値が抑制
される結果としてスナバ回路も小さくでき、スイッチン
グ損失Ｐs も減少する。

【００３３】一般的にサージ電圧は高速スイッチングデ
バイス１５の主回路に印加される直流電圧の１．４〜２
倍近い値まで上昇し、そのピーク電圧とその付近での電
圧上昇率が他の装置へ悪影響を与えるので、制限電圧以
上の範囲でコレクタ電圧ＶＣＥの上昇率を抑制し、その
ピーク値を抑制することによって、他の装置へ与えるノ
イズ障害を軽減することができる。

【００３４】なお、抵抗２５は高速スイッチングデバイ
ス１５のオン動作中又はオフ動作中にコンデンサ２２の
電荷を放電させる作用をも行うものである。図６は上記
実施例の変形例を示したもので、電圧指令補正手段とし
て、コンデンサ２２と抵抗２３と定電圧素子２４の直列
回路を高速スイッチングデバイス１５のコレクタ端子Ｃ
とゲート端子Ｇ間に接続したものである。

【００３５】この実施例の如く、回路構成を変更しても
コレクタ電圧ＶＣＥの所定値以上の範囲において電圧上
昇率を抑制する作用が得られ、コンデンサ２２に抵抗２
５を接続すればコレクタ電圧ＶCEのピーク値を抑制する
作用が得られ、図４と同様の効果が得られる。

【００３６】なお、コンデンサ２２の充電電荷はＩＧＢ
Ｔ１７のオン動作中に、抵抗２３、定電圧素子２４、図
示しないゲート制御回路、ゲート抵抗２１を介して放電
される。

【００３７】本発明の請求項５に係る実施例を図７に示
す。一般的にＩＧＢＴ１７とダイオード１８でなる高速
スイッチングデバイスは、プラスチックを使用したモジ
ュールパッケージや、両面冷却できるフラッとパッケー
ジなどに収納されており、この実施例は、パッケージと
して構成される高速スイッチングデバイス１５の内部に
図４に示した電圧指令補正手段を収納する例を示したも
のである。

【００３８】本実施例によれば、前述と同様の効果が得
られると共に、高速スイッチングデバイス１５の周辺部
品が少なくなり、シンプルでコンパクトな電力変換装置
とすることができる。

【００３９】また、このパッケージ内部に図１や図６に
示した電圧指令補正手段を収納しても前述と同様の効果
が得られる。本発明の請求項６に係る実施例を図８に示
す。

【００４０】図８において、２６はオン、オフ指令のゲ
ート電圧Ｖg0を与えるゲート制御回路、２７はゲート制
御回路２６から与えられるスイッチ指令Ｓに基づいてオ
ン、オフするスイッチである。

【００４１】この実施例は、ゲート制御回路２６から与
えられるスイッチ指令Ｓに基づいてスイッチ２７をオン
させ、コンデンサ２２と抵抗２３の直列回路に流れる電
流ｉs により指令電圧Ｖg を補正する作用（機能）を有
効とするもので、高速スイッチングデバイス１５をスイ
ッチング動作させるとき、所望の期間のみ電圧変化率を
抑制するようにしたものである。

【００４２】例えば、図５に示す時刻ｔ1 からｔ3 の期
間のみスイッチ指令Ｓを与え、時刻ｔ3 以降のコレクタ
電圧ＶCEが外部要因で変動してもゲート電流ｉg1の補正
動作を行わないようにする。

【００４３】本実施例によれば、高速スイッチングデバ
イス１５をスイッチング動作させるとき、所望期間のみ
ゲート電圧Ｖg を補正する機能を有効とすることができ
るので、定電圧素子２４の制限電圧を主回路の定格電圧
より低い値に設定して電圧上昇率を抑制する作用を早め
に行なわせ、ピーク電圧を定格電圧内に抑制することが
可能となり、上記所望期間を除く期間の外乱に対して補
正動作を禁止し安定した動作とすることができる。

【００４４】なお、スイッチ指令Ｓは、高速スイッチン
グデバイス１５がオンからオフに或いはオフからオンに
スイッチング動作する時のみスイッチ２７をオンさせる
ように与えることがきる。

【００４５】本発明の請求項７〜９に係る実施例を図９
に示す。図９において、２８は抵抗３１に生じる電圧降
下に基づいて端子Ｇ−Ｅ１間に与えられる電圧指令Ｖg
を補正する電圧補正回路である。

【００４６】この実施例は、抵抗２３とコンデンサ２２
と抵抗３１の直列回路が高速スイッチングデバイス１５
のコレクタ端子Ｃと制御用エミッタ端子Ｅ１間に接続さ
れ、コレクタ電圧ＶCEが変化するとき、コンデンサ２２
に流れる電流ｉs によって抵抗３１に生じる電圧降下Ｖ
s により電圧補正回路２８が端子Ｇ−Ｅ１間に与えられ
る電圧指令Ｖg を補正してコレクタ電圧ＶCEの変化率を
所定値内に抑制するように作用する。

【００４７】例えば、高速スイッチングデバイス１５が
オンの状態においてオフ（負極性）のゲート電圧Ｖg0が
与えられ、ＩＧＢＴ１７がターンオフしてオフ状態に移
行するとき、コレクタ電圧ＶCEが急速に上昇してコンデ
ンサ２２に充電電流ｉs が流れ、抵抗３１に正極性の電
圧降下Ｖs が生じると、電圧補正回路２８は端子Ｇ−Ｅ
１間に与えられる電圧指令Ｖg によるバイパス電流ｉb
を流して負方向に変化する電圧指令Ｖg の変化率を抑制
する。

【００４８】すなわち、増幅器２９と抵抗３０を介して
電圧降下Ｖs の絶対値に比例した負極性のバイパス電流
ｉb を流し、ゲート抵抗２１と電圧補正回路２８の内部
抵抗でゲート電圧Ｖg0を分圧するように作用させ、コレ
クタ電圧ＶCEの変化率（上昇率）を所定値に抑制する。

【００４９】高速スイッチングデバイス１５がオフ状態
においてオン（正極性）のゲート電圧が与えられ、ＩＧ
ＢＴ１７がオン状態に移行する場合は正極性のバイパス
電流ｉb が流れ、前述と同様に作用して、コレクタ電圧
ＶCEの変化率（減少率）が所定値内に抑制される。

【００５０】なお、コンデンサ２２と抵抗２３の直列回
路は図５、図７に示すように定電圧素子２４を直列接続
して構成し、コレクタ電圧ＶCEの所定電圧以上の範囲で
補正動作を行わせるようにすることができる。

【００５１】また、パッケージとして構成される高速ス
イッチングデバイス１５の内部に電圧指令補正手段の全
部或いは一部（例えば、電圧補正回路２８のみ）を収納
するように構成することができる。

【００５２】また、電圧補正回路２８にスイッチ指令Ｓ
に基づいて電圧補正回路２８の機能を有効とする手段を
設け、図８の実施例と同様にスイッチング動作時に所定
期間のみバイパス電流ｉb を流すようにして安定したス
イッチング動作を行わせることができる。

【００５３】以上の実施例では、高速スイッチングデバ
イスとして、ＩＧＢＴとダイオードを収納したＩＧＢＴ
モジュールで説明したが、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＥＧＴ等
の電圧駆動形の高速スイッチングデバイスであれば本発
明を適用することが可能であり、本発明では特にＩＧＢ
Ｔに限定するものではない。

【００５４】

【発明の効果】本発明によれば、電圧駆動形の高速スイ
ッチングデバイスを使用して電力変換装置を構成する場
合、簡潔な構成で高速スイッチングデバイスのスイッチ
ング動作を速くして、しかもスイッチング動作時の電圧
変化率及び電流変化率を抑制することが可能となり、ス
イッチング損失を低減させ、スナバ回路をコンパクト化
し、装置形状を小形化することができ、外部機器へ与え
るノイズ障害を軽減することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の請求項１、２に係る実施例の要部構成
図。

【図２】上記実施例のターンオフ時の作用を説明するた
めの波形図。

【図３】上記実施例のターンオン時の作用を説明するた
めの波形図。

【図４】本発明の請求項３、４に係る実施例の要部構成
図。

【図５】上記実施例のターンオフ時の作用を説明するた
めの波形図。

【図６】本発明の請求項３、４に係る別の実施例の要部
構成図。

【図７】本発明の請求項５に係る実施例の要部構成図。

【図８】本発明の請求項６に係る実施例の要部構成図。

【図９】本発明の請求項７〜９に係る実施例の要部構成
図。

【図１０】スイッチングデバイスを用いた一般的な電力
変換装置の構成図。

【図１１】高速スイッチングデバイスを用いた従来の電
力変換装置の要部構成図。

【図１２】上記従来装置のターンオン時の作用を説明す
るための波形図。

【図１３】上記従来装置のターンオフ時の作用を説明す
るための波形図。

【符号の説明】

１２…整流器１３…直流フ
ィルタコンデンサ１４…ＰＷＭ制御インバータ１５…高速ス
イッチングデバイス１６…負荷１７…ＩＧＢ
Ｔ１８…ダイオード１９…ゲート
容量２０、２０ａ…配線インダクタンス２１…ゲート
抵抗２２…コンデンサ２３、２５、
３０、３１…抵抗２４…定電圧素子２６…ゲート
制御回路２７…スイッチ２８…電圧補
正回路２９…増幅器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】制御２端子間に与えられる指令電圧に基づ
いて主回路２端子間が導通状態或いは非導通状態となる
高速スイッチングデバイスを使用した電力変換装置にお
いて、前記主回路２端子間の電圧に基づいて前記指令電
圧を補正する指令電圧補正手段を備え、スイッチング時
の前記主回路２端子間の電圧変化率を所定値内に抑制す
ることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】請求項１に記載の電力変換装置において、
前記指令電圧はゲート抵抗を介して制御２端子間に与え
られ、前記指令電圧補正手段はコンデンサと抵抗の直列
回路を前記主回路２端子の一方の主回路端子と前記制御
２端子の一方の制御端子間に接続して構成し、前記主回
路２端子間の電圧変化率に基づいて前記指令電圧を補正
することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】請求項１に記載の電力変換装置において、
前記指令電圧補正手段は、前記主回路２端子間の電圧の
所定電圧以上の領域において該電圧に基づいて前記指令
電圧を補正し、前記主回路２端子間の電圧の所定電圧以
上の領域においてスイッチング時の前記主回路２端子間
の電圧変化率を所定値内に抑制することを特徴とする電
力変換装置。
【請求項４】請求項３に記載の電力変換装置において、
前記指令電圧補正手段は、前記主回路２端子間の電圧の
所定電圧以上の領域においてスイッチング時の前記主回
路２端子間の電圧変化率を所定値内に抑制すると共にピ
ーク値を抑制することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の
電力変換装置において、前記高速スイッチングデバイス
をパッケージとして構成し、前記指令電圧補正手段を前
記パッケージ内部に収納することを特徴とする電力変換
装置。
【請求項６】請求項１に記載の電力変換装置において、
前記指令電圧補正手段は、制御指令に基づいて前記指令
電圧を補正する機能を有効とする手段を備え、高速スイ
ッチングデバイスがスイッチング動作するとき、所定期
間のみ前記指令電圧を補正する機能を有効とすることを
特徴とする電力変換装置。
【請求項７】請求項１に記載の電力変換装置において、
前記指令電圧はゲート抵抗を介して制御２端子間に与え
られ、前記指令電圧補正手段は、前記主回路２端子間の
電圧に基づいて前記制御２端子間にバイパス電流を流し
指令電圧を補正する制御手段を備えることを特徴とする
電力変換装置。
【請求項８】請求項７に記載の電力変換装置において、
前記高速スイッチングデバイスをパッケージとして構成
し、少なくとも前記指令電圧補正手段の一部を前記パッ
ケージ内部に収納することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】請求項７に記載の電力変換装置において、
前記制御手段は、制御指令に基づいてバイパス電流を流
す機能を有効とする手段を備え、高速スイッチングデバ
イスがスイッチング動作するとき、所定期間のみバイパ
ス電流を流す機能を有効とすることを特徴とする電力変
換装置。