JPH11501198A

JPH11501198A - 直列接続されたパワー半導体用の保護回路

Info

Publication number: JPH11501198A
Application number: JP8526200A
Authority: JP
Inventors: ビュレンガ，ボ
Original assignee: エービービーリサーチリミテッド
Priority date: 1995-03-02
Filing date: 1996-03-01
Publication date: 1999-01-26
Also published as: SE9500761D0; WO1996027230A1; US5946178A; EP0812487A1

Abstract

(57)【要約】任意の個数のパワー半導体（Ｔ１，Ｄ１）の直列接続中にあって、直列接続されたパワー半導体（Ｔ１，Ｄ１）のチェーン（Ｐ₁，．．．Ｐ_N）中の１個のパワー半導体両端に過電圧が生ずる危険性を減ずるための、過渡現象保護タイプの過電圧保護装置（ＳＫ）であって、ここにおいて、前記過電圧保護装置（ＳＫ）は少なくとも１個のコンデンサー（Ｃ）を含んでおり、また前記過電圧保護装置（ＳＫ）はパワー半導体（Ｔ１，Ｄ１）両端の電圧が指定された電圧レベル（Ｖ_prot）を越えた時に駆動されるようになっており、それによって、前記コンデンサー（Ｃ）の仕事が、前記パワー半導体両端の電圧が指定された電圧レベル（Ｖ_prot）を越えた時に、前記パワー半導体両端の電圧の時間微分（ｄＶ_CE／ｄｔ）を制限することである、過電圧保護装置（ＳＫ）。本過電圧保護装置はチェーン中の個々のパワー半導体両端の余りに大きな電圧成長を制限する。

Description

【発明の詳細な説明】直列接続されたパワー半導体用の保護回路技術分野本発明は、電圧分割によって高電圧をビルドアップするように複数のパワー半導体を直列につないだ場合に、なかでもそのようなパワー半導体をターンオンおよびオフさせる時に発生する、パワー半導体両端の過電圧の危険を減らすことを意図する過渡現象保護タイプの過電圧保護装置に関する。背景技術現在、例えば、電動機駆動用の静止形的変換器、スイッチ式電源装置、無停電電力システム、等の多くの用途において自己整流型の変換器が使用されている。そのような用途において、発生する比較的高い電圧をビルドアップさせるために、通常は個別パワー半導体が用いられる。しかし、いくつかの用途では、そのような高い電圧をスイッチオフまたはオンすることが必要なことがあり、それを単一のパワー半導体で処理することはできない。従って、パワー半導体を良好な電圧分割で以て直列接続できる必要がある。パワー要素を直列接続することに注目する応用例として、高電圧電動機、トラクション電動機、あるいは高電圧発生器用の変換器について述べることにする。さらに、電力の分配および送電の分野にも、非常に高い電圧（典型的には２０−５００ｋＶ）がスイッチオンまたはオフされる応用が存在する。そこでは、高電圧直流電流（ＨＶＤＣ）の送電用の制御整流器およびインバーターとして、なかでも高電圧変換器が用いられる。送電および分配用の用途では、今後ますます電圧源タイプの自己整流型変換器が広く使用されるものと考えられる。ＨＶＤＣのほかに、例えば、無効電力補償、位相角制御、回路網高品質化（例えば、非線形負荷によって誘起される高調波の補償）、フェーズエラー時の相間電力送電等のための変換器についても言及しなければならない。より一般的な表現で言えば、これらの変換器は、電力の流れを制御することによって、既存の交流システムにおいて回路網高品質化およびより優れた有効性を提供するために用いられる。自己整流型の変換器には、例えばＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラートランジスタ（ＢＪＴ）、あるいはダーリントン接続のトランジスタのようなトランジスタタイプの制御可能なパワー半導体や、ＧＴＯサイリスタータイプのゲートターンオフパワー半導体が用いられる。より大電力領域では、特にＧＴＯサイリスターおよびＩＧＢＴトランジスタが、それぞれ現在最も注目されている部品である。ＩＧＢＴトランジスタはますますより大きいパワーを取り扱うようになるだろうし、大電力および高電圧用としての変換器において、ＧＴＯサイリスターを置換あるいは補助するようになっていくであろうと予想されている。しかしながら、ＩＧＢＴあるいはＧＴＯを部品とした場合、パワー半導体の直列接続において、部品間で電圧の分布を均一に保つことは困難である。このことは特に、電流のターンオフに関して言えることであるが、電圧の分割に関してもブロックやターンオン時に問題が発生する。ＩＧＢＴの場合、ＩＧＢＴは電圧をビルドアップし電流を制限するので、直流中間リンクキャパシターの短絡が考えられる場合には良好な電圧分割が必要となる。これらを一緒に考慮すると、これらのことが、ＧＴＯまたはＩＧＢＴタイプの直列接続パワー部品を使った商用の応用の数が非常に少ないままであるという事実につながっている。ターンオフに関連する問題は、直列接続されたパワー部品が完全に同期して電圧をビルドアップしない傾向があるという事実から発生する。ある部品が他のものよりも早くターンオフすれば、そのことが原因となって、バルブ、すなわち直列接続された部品のチェーンの中で、早期にターンオフするそれらの部品に過大な電圧が発生する。同様な問題はパワー部品のターンオン時にも発生する可能性がある。ある部品が他のものよりも遅れてターンオンすることが、遅れてターンオンする部品の両端に短時間の過電圧が発生することにつながる。しかし、バルブのターンオン時の問題は、バルブのターンオフの場合のそれと比べて通常は小さい問題である。さらに、バルブのブロック時には、ある部品のリーク電流が他のものよりも少ないことから、バルブチェーン中のそれらの部品の両端により高い電圧が生ずる。しかし、チェーン中の各パワー部品と並列に抵抗性の電圧分割器を配置することによって、この問題は通常は容易に克服することができる。直流中間リンクキャパシターの短絡時には、ＩＧＢＴの場合、部品のバラツキが原因となって、あるＩＧＢＴが他のものよりも低い電流レベルから電圧をビルドアップし始めるため、電圧の分割が不均一となり、ある部品の両端に過大な電圧が生ずるという問題が発生する。電圧源タイプの、強制整流型の変換器では、ターンオフパワー半導体（例えば、ＩＧＢＴあるいはＧＴＯ）と並列に、逆並列のダイオードが通常含まれている。このダイオードは、直列接続されたパワー半導体チェーンの中で、ターンオフパワー半導体が電流を流す方向とは逆方向に電流を流す（図１）。上述のダイオードがターンオフして電圧をビルドアップすると、この場合にも電圧分割に関する問題が発生する。上述の逆並列のダイオードは、チェーン中の直列接続されたダイオード両端電圧の不均一な分割によって引き起こされる過大な電圧から保護されるべきパワー半導体を、それ自体が構成する。この明細書では、直列接続されたパワー半導体という概念がまた、その制御可能なターンオフパワー半導体の両端に並列に接続されたパワー半導体を含んでいる。しかし通常は、パワー半導体（ＧＴＯ、ＩＧＢＴ）のターンオフ時の電圧分割は、取り扱いが最も困難な事例である。ＧＴＯ応用（パワー半導体の直列接続ではない）において、ＧＴＯと並列にいわゆるＲＣＤスナッバーを設けるのが普通である。図２はＲＣＤスナッバーの例を示しており、ここにおいて、ＤＵは駆動ユニットを、Ｔ１はＧＴＯを、Ｄ１は逆並列のダイオードを、そしてＳＮはスナッバーを示している。このようなスナッバーはＧＴＯ両端の電圧上昇速度を制限することを目的としており、それはＧＴＯの電流処理能力を増大させ、それのターンオフ損失を低減させる。ＲＣＤスナッバーはまた、そのような部品を直列接続した場合の電圧分割を改善する。しかし、良好な電圧分割を得るためには、スナッバー中に含まれるコンデンサーを大きなものに選ぶべきであり、そのことはスナッバーの損失が通常はあまりに大きくなりすぎて手に負えなくなることを意味する。特許出願第ＳＥ８８０１１４０−８号は、制御パルス生成時に個々に遅延を導入することによって、非常に大きなスナッバーコンデンサーを選ぶことを必要とせずに電圧分割を改善する方法を開示している。この方法は、この場合はバリスターである過電圧保護装置の、サイリスター毎に測定される温度と、測定に基づいてサイリスターのターンオフ時間の個々の遅延を実現するために用いられる信号とに依存している。ＩＧＢＴの応用（直列接続ではない）では、より簡単なタイプのスナッバー装置を使用するか、あるいはスナッバーを全く使用しないのが普通である。この理由は、ＩＧＢＴがターンオフ時に処理できる電圧上昇速度が、通常ＧＴＯよりも速いからである。しかし、何らかのインダクタンスを有する回路で電流が整流される時に常に生ずる電圧ピークを制限するための何らかのタイプの過電圧保護装置を備えることはしばしば望ましいことである（例えば、１９９１年７月発行のＥＰＥＪｏｕｒｎａｌ誌、第１巻、第１号に記載された”インバーター回路のＩＧＢＴモジュールの保護（ＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎｏｆＩＧＢＴＭｏｄｕｌｅｓｉｎＩｎｖｅｒｔｅｒＣｉｒｃｕｉｔｓ）”を参照）。上述のタイプのような過電圧に関して有効な保護装置の一例は直流中間リンクへ電荷を帰還させるクランピングキャパシターである（図３）。このタイプのスナッバーはＩＧＢＴ両端にビルドアップする電圧がクランピングキャパシターの充電電圧に到達するまではその電圧を制限しない。このため、スナッバー中の損失は非常に小さくなり、同時にターンオフに関連する過電圧も効果的に制限される。しかし、ＩＧＢＴの直列接続に関しては、他のものよりも早期にターンオフする個々の部品を保護して、余りに高い電圧が生じないようにする何らかのタイプの過電圧保護が必要である。従って、受動的な過電圧保護装置を実現するための自然な選択は、ＧＴＯ応用と同じタイプのスナッバー、すなわちＲＣＤスナッバーを使用することになる。しかし、すべての直列接続されたＩＧＢＴを正確に同じ時点でターンオフさせることは通常は難しいので、そのようなＲＣＤスナッバー中の損失は容易に比較的大きなものとなる。過電圧保護装置はまた能動的なものでもよい。能動的過電圧保護装置というのは、保護装置が部品の制御に影響を及ぼし、従って部品両端の電圧が上昇し過ぎた時に、その導電性を再び増大させるような保護装置のことである。ＩＧＢＴ用の能動的過電圧保護装置を実現するための自然な選択は非常に簡単で、コレクターとゲートとの間にダイオードと直列にツェナーダイオードを接続することである（図４）。この方法は、例えば、１９９４年のＩＥＥＥに発表された”大電流ＩＧＢＴモジュール用のスイッチング電圧過渡現象保護方式（ＳｗｉｔｃｈｉｎｇＶｏｌｔａｇｅＴｒａｎｓｉｅｎｔＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎＳｃｈｅｍｅｓｆｏｒＨｉｇｈＣｕｒｒｅｎｔＩＧＢＴＭｏｄｕｌｅｓ）”に述べられている。この概念の欠点は、この論文の著者によれば、保護部品中の浮遊容量がターンオフプロセスに悪い影響を与えることと、この保護方法が通常の電流のターンオフ時のターンオフ損失を増大させるということである。能動的保護装置はまたその他の形態でも存在する。そのようなタイプのものは、例えば、能動的スナッバーである。能動的スナッバーは、例えば、ＩＧＢＴのゲートとコレクターとの間にコンデンサーと抵抗とを含むものであり（図５）、それの目的はターンオンおよびターンオフ時それぞれの電圧の時間微分を制限することである。この方法は、例えば、ＩＥＥＥＴｒａｎｓｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ誌の１９９１年４月、第６巻、第２号に記載された” 電力用絶縁ゲートバイポーラートランジスタ（ＩＧＢＴ）用の駆動回路に対する要求事項の調査（ＡｎＩｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎｏｆｔｈｅＤｒｉｖｅＣｉｒｃｕｉｔＲｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓｆｏｒｔｈｅＰｏｗｅｒＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＩＧＢＴ））”に述べられている。発明の概要本発明は、直列接続されたパワー半導体のチェーン中にある１個のパワー半導体の両端の過電圧の危険性を減ずるための過渡現象保護タイプの過電圧保護装置に関するものであって、ここにおいて、本過電圧保護装置は少なくとも１個のコンデンサーを含んでおり、さらに本過電圧保護装置は前記パワー半導体両端の電圧が限定された電圧レベル（Ｖ_prot）を越えた時に駆動されるようになっている。本保護装置が駆動される度に、上述のコンデンサーに電流が流されて、前記コンデンサーが充電される。保護事象が発生すると、前記パワー半導体両端の電圧が前記電圧レベルＶ_prot以上へ上昇する。およそ次の関係が成立する。パワー半導体両端の電圧Ｖ_CE（ｔ）＝Ｖ_prot＋Ｑ（ｔ）／Ｃ、ここでＱ（ｔ）は、容量Ｃを有する前記コンデンサー中を保護動作中に通過する電荷量である。このコンデンサーの仕事は、前記パワー半導体両端の電圧が指定された電圧レベルＶ_protを越えた時に、パワー半導体両端における電圧の時間微分ｄＶ_CE／ｄｔを制限することである。本発明に従う過電圧保護装置は、チェーン中の個々の部品両端の余りに大きな電圧上昇を制限するので、本発明は任意の数のパワー半導体の直列接続を可能にする。もちろん、本過電圧保護装置は少なくとも１個のパワー半導体部品を含むモジュールを保護するように接続することができて、ここにおいて、いくつかのモジュールを直列接続することによって、バルブチェーン中に発生する任意の高電圧をビルドアップすることができる。本過電圧保護装置は、受動的保護装置としても、あるいは能動的保護装置としても接続することができる。さらに、同一の部品あるいは同一のモジュールを保護するために、２つのタイプの保護装置を組み合わせることも可能である。受動的保護装置として接続される場合、本装置はパワー半導体またはパワー半導体モジュールと並列に接続される（図６）。その場合、保護されるモジュール中に含まれるパワー半導体は任意のタイプのもの（例えば、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、ＭＣＴ、ダイオード、あるいはそれらの組み合わせ）でよい。能動的保護装置として接続される場合、本装置はパワー半導体モジュール中の制御可能なパワー半導体のゲート／ベースとコレクターとの間に接続される（図７）。従って、制御可能なパワー半導体はトランジスタタイプのもの（例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＢＪＴ、あるいはダーリントン接続のトランジスタ）だけである。さらに、本過電圧保護装置は、前記コンデンサーと直列接続されたダイオードを含んでおり、それは、モジュールが電流を流し始めた時に、モジュール中のパワー半導体のターンオンの間に前記コンデンサーが完全に放電してしまうのを防止する。本過電圧保護装置の駆動後に、前記コンデンサーが放電して到達する電圧レベルを決定するために、電圧コントローラーが関与してくる。過電圧保護装置中の前記コンデンサーおよび保護ダイオードは互いに直列に接続される。保護ダイオードの向きは、パワー半導体モジュールが導通状態にある時にコンデンサーの放電を阻止する向きである。通常は、前記コンデンサー両端の電圧を制御する前記電圧コントローラーは、前記コンデンサー、前記電圧コントローラー、および前記パワー半導体モジュールが閉回路を構成するように接続されて（図８）、その結果、パワー半導体モジュールがターンオンされて、パワー半導体モジュール両端の電圧が低くなった時にだけ、電圧コントローラーが能動的となる。さらに、前記コンデンサーと上述のコントローラーとが閉回路を構成するように電圧コントローラーを接続することも可能であり（図９）、その結果、パワー半導体モジュールの状態とは無関係に電圧コントローラーが能動的になる。その他、本発明のその他の特徴は以下の特許請求の範囲から明らかになるであろう。下記において、パワー半導体という用語はパワー半導体モジュールを意味するものとしても使用され、それに従ってモジュール中に含まれる個々のパワー半導体は部品という用語で呼ぶことにする。個別パワー半導体の各々が本発明に従う過電圧保護装置によって保護されるようになった、パワー半導体の直列接続の特長は、主として、モジュール中の部品のターンオンおよびターンオフの間、および短絡過程の間の個々のパワー半導体装置両端の過電圧の危険性が減ずることである。このことは、同期性の要求、なかでもターンオフ時（ターンオン時にも）のそれはより少なく、より妥当なものとなることを意味する。従って、ターンオフ、ターンオン、および短絡時にすべてのパワー半導体が概ね同一の振る舞いをするという要求はより穏やかなものとなって、このことは、なかでも部品の制御に対する要求を減ずる効果を持つ。さらに、各々の駆動回路間で、より大きな差異が許容されるようになる。さもなければ、概ね同一の振る舞いをする部品を選び出し、駆動回路を調節することがそれぞれ必要になる恐れがある。このことは工業的な用途においては困難なことであり、さらに工業分野においては、一定の期間使用した後で、欠陥のある部品や駆動回路を交換することが必要であろう。本発明で説明した受動的過電圧保護装置の特長は、図２に従う従来のＲＣＤスナッバーと比べた場合、次のように要約することができる： −コンデンサーＣが完全に放電する必要がないので、Ｃの同じ値に対してスナッバー損失はずっと少なくなる。本発明で説明した能動的過電圧保護装置の特長は、ゲートとコレクターとの間にダイオードと直列につながれたツェナーダイオードを含む従来の能動的保護装置（図４）と比べた場合、次のように要約することができる： −本発明に従う過電圧保護装置は短絡の心配がない。すなわち、ツェナーダイオードの故障がＩＧＢＴの短絡につながることがない。 −本保護装置は電圧の時間微分のみを低レベルに制限するので、直流的な観点から、ＩＧＢＴはそのフル電圧まで使用することができる。 −保護動作時に、電流は高電圧のツェナーダイオードまたは過渡現象保護ダイオードを通って流れる必要がないので、信頼性が向上する。さらに、これらの部品において、保護機能に対して悪い影響を与える直列抵抗や浮遊容量のような非理想的なものは省かれる。 −電流増幅器と組み合わせることによって、保護部品中のストレスをさらに減ずることができる。そのため、保護装置の物理的な寸法はさらに縮小できる。 −能動的スナッバーと組み合わせることによって、保護レベルを越えた時にパワー半導体の高速応答が得られる。本発明で説明した、受動的なものと能動的なものとを組み合わせた過電圧保護装置の特徴は、能動的なもののみの保護装置と比べて次のように要約することができる。いくつかの保護レベルの導入によって、バルブ中の受動的保護装置が、例えば、高電圧ＩＧＢＴのテール電流の違いを考慮して、保護動作後に電圧を低レベルへ迅速に減少させるようにすれば、ターンオフ直後のバルブ中の電圧分割は改善されることになる。図面の簡単な説明図１は、制御可能な、あるいはターンオフパワー半導体デバイスの両端に逆並列に接続されたダイオードを含む、従来の直列接続パワー半導体モジュールの１つのチェーンを示す。図１ａは、本発明に従う過電圧保護装置を、パワー半導体の直列接続中の、各Ｐ_N位置に用いた利用分野の一例として、６個のバルブ分岐を有する変換器を示す。図１ｂは、本発明に従う過電圧保護装置によって保護されるべきパワー半導体モジュールを含む位置Ｐ_Nを示す。図２は、例えばＧＴＯ応用で使用される、いわゆるＲＣＤスナッバーと呼ばれる従来のスナッバーを示す。図３は、ＩＧＢＴのターンオフの間に過電圧を防止するために使用されるクランプタイプの従来の帰還スナッバーを示す。図４は、ＩＧＢＴ用の能動的過電圧保護装置としての１つの可能性を示す。図５は、ＩＧＢＴ用のいわゆる能動的スナッバーを示す。図６は、受動的保護装置として接続された、本発明に従う過渡現象保護タイプの過電圧保護装置を示す。図７は、能動的保護装置として接続された、本発明に従う過渡現象保護タイプの過電圧保護装置を示す。図８は、受動的保護装置として接続された、本発明に従う過渡現象保護タイプの過電圧保護装置を示しており、ここにおいて、コンデンサー、電圧コントローラー、およびパワー半導体が閉回路を構成するように電圧コントローラーが接続されている。図９は、受動的保護装置として接続された、本発明に従う過渡現象保護タイプの過電圧保護装置を示しており、ここにおいて、コンデンサーと電圧コントローラーとが閉回路を構成するように電圧コントローラーが接続されている。図１０は、ターンオフ過程中の、２個の直列接続された部品両端の典型的な電流および電圧波形を示しており、ここにおいて、本発明に従う過電圧保護装置は受動的保護装置として接続されている。図１１は、ターンオフ過程中の、２個の直列接続されたパワー半導体両端の典型的な電流および電圧波形を示しており、ここにおいて、本発明に従う過電圧保護装置は能動的保護装置として接続されている。図１２ａは、能動的スナッバーと組み合わされた本発明に従う能動的過電圧保護装置を示す。図１２ｂは、２個の電圧コントローラーを備えた、修正された過電圧保護装置を示す。図１２ｃは、能動的スナッバーおよび能動的過電圧保護装置の両方の保護レベルを示す。本過電圧保護装置は、本発明に従って２つの保護レベルを与えられることができる。図１２ｄは、能動的過電圧保護装置中のスナッバー中の抵抗を示しており、ここにおいて、このスナッバー抵抗はスナッバーを通る電流の向きに依存して変化する。図１３は、本発明に従う能動的過電圧保護装置を示しており、ここにおいて、電流信号がトランジスタによって増幅されるようになっている。図１４は、短絡過程中の、２個の直列接続されたパワー半導体両端の典型的な電流および電圧波形を示しており、ここにおいて、本発明に従う過電圧保護装置は図１３のように接続されている。図１５は、能動的なものと受動的なものとを組み合わせた保護装置として接続された、本発明に従う過電圧保護装置に関する、いくつかの異なる保護レベルを示す。図１６は、本発明に従って、能動的なものと受動的なものとを組み合わせた過電圧保護装置の例を示す。図１７は、ターンオフ過程中の、２個の直列接続されたパワー半導体両端の典型的な電流および電圧波形を示しており、ここにおいて、本発明に従う過電圧保護装置は図１６のように接続されている。図１８は、パワー半導体モジュール中のパワー半導体を制御するための駆動ユニットの例を示す。好適実施例の説明本発明は以下に本発明の複数の実施例に関して説明されよう。本発明の利用分野の一例として、図１ａに従えば、６個のバルブ分岐Ｖ₁−Ｖ₆を備えたいわゆる６パルスブリッジが模式的に示されており、ここにおいて、各バルブは直列接続されたパワー半導体のチェーンを１個含んでいる。この場合、この変換器は電圧源タイプの、自己整流型の３相変換器である。ブリッジは、インダクタ−Ｌ_R、Ｌ_S、Ｌ_Tを介した地点Ｒ、Ｓ、Ｔ、およびコンデンサーＣ_Tへつながれた直流端子ＰおよびＮにおいて３相の交流電圧回路網へ接続されるようになっている。上述のことから、個々のバルブ分岐Ｖ₁はそれぞれ、任意の個数の位置Ｐ₁，．．．，Ｐ_Nを含んでおり、ここにおいて、各位置は少なくとも１個のパワー半導体部品Ｔ１を備えたパワー半導体モジュールを含んでおり、各半導体部品Ｔ１は本発明に従う過電圧保護装置ＳＫによって保護されるようになっている。さらに、図１ｂは位置Ｐ_Nを示しており、これはこの場合、パワー半導体モジュールを含んでおり、それはＩＧＢＴ部品Ｔ１と逆並列のダイオードＤ１とで構成されており、それらが過電圧に対して保護すべきパワー半導体を構成している。ＩＧＢＴは、ＩＧＢＴのゲートとエミッターとの間につながれた駆動回路ＤＵによって制御される。ＩＧＢＴおよび逆並列のダイオードのそれぞれと並列に抵抗Ｒ_Sが接続されており、それはバルブがブロック状態にある時に電圧分割器として働く。個別パワー半導体モジュールの各々を、従って一連のモジュールの中に含まれる個別パワー半導体部品Ｔ１，Ｔ２，．．．およびＤ１，Ｄ２，．．．，をそれぞれ、直列になったパワー半導体の非同期のターンオンまたはターンオフに関連して発生する可能性がある過電圧、およびそれによって直列になったパワー半導体モジュールの任意のものの両端に生ずる許容できない電圧レベルから保護するために、各パワー半導体には図６に従う過電圧保護装置ＳＫが備えられている。図６では、保護装置は受動的保護装置として接続されており、それはＩＧＢＴのコレクターおよびエミッターへそれぞれつながれている。保護装置はまた、能動的保護装置としても接続することができ、それによってこの例の中の保護装置はＩＧＢＴのそれぞれコレクターとゲートとの間へつながれる。このことは図７に示されている。過電圧保護装置ＳＫはいくつかの異なる方法で構成することができる。すべての変形に共通することは、保護装置が充電されるコンデンサーＣと保護用ダイオードＤとを含むことであり、これらは、図８に従えば、互いに直列につながれており、ここで、保護用ダイオードＤの向きは、パワー半導体Ｔ１がそれの導通状態にある時に、コンデンサーＣの放電を阻止する向きである。コンデンサーＣは通常、常に周期的にダイオードＤを流れる電流によって充電されている。パワー半導体チェーンのターンオフの間に、もしも１つのパワー半導体Ｔ１が同じチェーン中の他のものよりも早期にターンオフすれば、パワー半導体両端に短時間現れる過電圧がダイオードＤを通して強制的に電流を流し、それによってコンデンサーＣを充電する。それによって、部品Ｔ１およびＤ１を含む付随するパワー半導体モジュールは過電圧に晒されることから保護される。他方、これら直列接続のターンオンの間には、１つのパワー半導体Ｔ１が他のものよりも幾分遅れてターンオンする危険性があり、それによってこのパワー半導体Ｔ１は短時間、過電圧に晒される危険を冒すことになる。この場合にも、電流がダイオードＤを通って流れ、コンデンサーＣを充電するため、付随するパワー半導体モジュール両端の過電圧の危険性は最小限に抑えられる。コンデンサーＣと直列になったダイオードＤの仕事は、付随するパワー半導体Ｔ１のターンオン時に、コンデンサーＣが完全に放電することを妨げることである。電圧コントローラーＳが加えられて、過電圧保護装置ＳＫの駆動後に、コンデンサーをどの電圧レベルまで放電させるかが決められる。通常は、図８に従うコンデンサー両端の電圧を制御する電圧コントローラーＳは、コンデンサーＣ、電圧コントローラーＳ、およびパワー半導体Ｔ１が閉回路を構成するように接続されており、このことは、この電圧コントローラーがパワー半導体がターンオンし、パワー半導体両端の電圧が低レベルである時にのみ能動的であることを意味する。通常はこの接続が好まれる。直流的な観点からは、電圧コントローラーが動作を開始する電圧とは関係なく、パワー半導体はそれの最も高い電圧レベルまで利用できる。さらに、電圧コントローラーＳ中の故障がパワー半導体の短絡につながることはなく、このことは高電圧用に設計された直列接続された部品用の保護装置においては非常に重要な特性である。電圧コントローラーＳを含むループの中の電流はループ中の抵抗体Ｒによって制限できる。さらに、コンデンサーＣと電圧コントローラーとが閉回路を構成するように、図９に従って電圧コントローラーＳを接続することもできる。これは、電圧コントローラーがパワー半導体Ｔ１の状態とは無関係に能動的であることを意味する。これはコントローラーを低電流処理能力しか持たない部品で実現できるという長所を有する。さらにこの場合、電圧コントローラーＳは直列抵抗Ｒを含むことができる。本発明の別の修正例では、電圧コントローラーＳは外部制御信号の影響下でのみ駆動される、あるいは逆に、電圧コントローラーは外部制御信号の影響下で停止される。電圧コントローラーＳの１つの修正例では、それはツェナー特性を備えたＰ− Ｎ接合を含む半導体部品Ｚを含んでいる（図８、図９）。ここで、半導体デバイスの抵抗は、電圧コントローラーＳが駆動される電圧において減少する。そのようなダイオードＺは通常、ツェナーダイオードあるいは過渡的保護ダイオードと呼ばれる。もし電圧コントローラーＳが大きな平均電力を処理できるものであれば、例えば、線形領域で駆動されるＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴのような高電圧トランジスタを備えた電圧コントローラーを設けることが有利である。その場合、ツェナーダイオードを用いて、トランジスタが導通を開始し、電圧を制御し始める電圧を制御することができる。受動的保護装置として接続された場合は、パワー半導体Ｔ１のターンオフの間、電圧が保護レベルＶ_protを越える時は、パワー半導体を通る電流の大部分は通常は整流されてコンデンサーＣへ流れる。従って、パワー半導体両端の電圧の時間微分は低い値へ減少する。電圧の時間微分は、整流される電流の大きさと振幅によって決まる（図１０）。整流された電流がコンデンサーへ流れる時に、大きな電圧のオーバーシュートＶＰが発生するのを防止するためには、パワー半導体Ｔ１、ダイオードＤ、およびコンデンサーＣで構成される電流ループが可能な限り最も少ないインダクタンスを有することが特に重要である。図１０は電流および電圧の波形を時間の関数として示しており、保護レベルＶ_protおよび変換器の直流電流Ｖ_DCの平均レベルを示している。それぞれの半導体モジュール両端の電圧はＶ_CE1およびＶ_CE2として示されている（図１）。過電圧保護装置ＳＫを能動的保護装置として接続した場合、通常はパワー半導体Ｔ１を通る電流の一部だけが整流されてコンデンサーＣへ流れる。しかし、この電流はゲートに影響を及ぼし、そのためパワー半導体の伝導度が増大して、そのことが電圧の時間微分の低いレベルへの低下につながる。ＩＧＢＴに関しては、このことは、電圧が保護レベルを越えれば直ちに、電圧の時間微分を、ＩＧＢＴを流れる電流とは相対的に無関係なレベルにまで減らすことを可能とする（図１１）。保護装置ＳＫの応答時間を短縮するために、能動的保護装置を、コンデンサーＣ_SNおよび抵抗Ｒ_SNを含む能動的スナッバーと組み合わせることが適当であろう（図１２ａ、図１２ｃ）。この理由は、能動的スナッバーがターンオンおよびターンオフの両方の間の電圧時間微分を制限するためのものであり、それは保護レベルを越えた時にＩＧＢＴが制御可能な範囲にあることを意味し、これによってパワー半導体Ｔ１が保護信号に迅速に応答できるようになるからである。もしもターンオン過程では１つのやり方で電圧時間微分を制限し、またターンオフ過程では別のやり方で電圧時間微分を制限したいのであれば、能動的過電圧保護装置中のスナッバー中の抵抗Ｒ_SNを、異なる並列接続された抵抗で以て置換すればよい。その抵抗は、ダイオードによって与えられるものであって、スナッバーＳＮを通る電流の方向に依存して、Ｒ_SNに対して異なる抵抗値を提供するものである（図１２ｄ）。能動的過電圧保護装置の１つの変形において、保護回路は２つの異なる保護レベル、Ｖ_prot1およびＶ_prot2の電圧においてトリップすることが許容されており、これにより電圧時間微分は図１２ｃに従って、２段階で減少する。このことは、例えば、図１２ｂに示されたように、保護回路のコンデンサーＣと並列に直列接続されたツェナーダイオードＺ１およびコンデンサーＣ１を接続することによって実現できよう。能動的保護装置のコレクターＣとゲートＧとの間の電流の必要性をさらに減らすために、電流信号の増幅を導入することができる。これはコレクターとゲートとの間の回路に対するインダクタンスの影響を減らして、コンデンサーおよびツェナーダイオードの部品寸法を減らすことができるという特長を有する。電流増幅器と組み合わせた過電圧保護装置の例が図１３に示されている。電流増幅を備えた能動的保護装置は、もしも保護装置が、部品に対して有害なレベルＶ_SOAにまで電圧が上昇することなしに、より長時間（例えば、１０μｓ）駆動されることが望ましければ、さらに興味深い手段である。電圧源変換器中の中間リンクキャパシターの短絡は、このタイプの過電圧保護装置が直列接続されたＩＧＢＴにとって興味深いそのようなケースの１つである。そのような短絡の間、電流は非常に急峻に上昇して、ＩＧＢＴそれ自体が電圧のビルドアップを開始し、電流を制限し始めるレベルにまで到達する。しかし、ＩＧＢＴが電圧のビルドアップを開始する電流レベルは部品毎に異なるであろう。これは、ＩＧＢＴの製造における差異（例えば、スレッショルド電圧の変動）、あるいは温度の変動や対応する駆動回路からの駆動電圧の変動のような外部因子によるものかもしれない。しかし、ある部品は過電圧保護装置が駆動されるような高電圧をビルドアップさせる傾向がある。そのような場合には、短絡が検出され、それに対する対応がとられるまでにある程度の時間が経過して、そのことのために、短絡保護装置はかなり長時間、例えば１０μｓの間作動している必要があろう（図１４）。これは、保護作用が０．１−１μｓの程度だけ有効であるような通常のターンオフの場合と対照的である。既に述べたように、保護装置ＳＫは、能動的なものと受動的なものとを組み合わせて接続してもよい。その場合には、各保護装置が異なる電圧レベルにおいて駆動されるようにできる。適当な方法としては、能動的保護装置を受動的なものよりも高い電圧レベルで駆動されるようにするものである（図１５）。受動的保護装置が初期の段階（すなわち、能動的保護装置が駆動された時点）で電流の余りに大きな部分をビルドアップしないように、受動的保護装置の中にダイオードＤ２およびコンデンサーＣ２と直列に抵抗Ｒ２を導入してもよい（図１６）。そのような接続は（例えば、高電圧ＩＧＢＴのターンオフ時に）、電流がまだ大きい、ターンオフ過程の部分で、余りに大きな過渡的電圧から部品を保護することを能動的保護装置が許容されることを意味する。ＩＧＢＴを流れる電流が低下すると、受動的保護装置が駆動されて、部品両端の電圧を、受動的保護装置に関する保護レベルによって決まる別のより低い電圧レベルへ減少させる。図１６の例では、受動的保護装置（ＳＫ）と能動的保護装置（ＳＫ）のそれぞれのダイオードＤと電圧コントローラーＳとがそれぞれ図示のように１つの部品Ｄ_skpおよびＤ_skaとして組み合わされているが、もちろんこのようにしなくても構わない。通常、高電圧ＩＧＢＴはかなり大きな、いわゆるテール電流を示し、それは部品毎に異なる。テール電流は比較的小さな電流（通常は動作電流のほんの数％である）であって、時間とともに指数関数的に減衰する。しかし、このテール電流は、ターンオフ後の長時間にわたって、異なる部品間での電圧分割に影響する。従って、受動的保護装置はテール電流の差異を補償して、それらの電流の差異によって引き起こされる電圧レベルの差異を減少させるように働く。このことは、ターンオフの直後に、パワー半導体がより低い電圧レベルを取り（図１７）、そのことによってパワー半導体Ｔ１の寿命が増大することを意味する。長時間、高い直流ストレスに晒されたパワー半導体は破壊の危険性が増大することが証明されている。従来技術に従った駆動ユニットが図１８に示されている。ここで、駆動ユニットＤＵは既に述べた本発明の異なる複数の実施例に従うパワー半導体Ｔ１を制御するために用いられている。駆動ユニットへの制御信号が２つのスイッチＳ１およびＳ２をそれぞれ制御する。それらのスイッチは交代で開閉して、出力Ｇにおいて、電圧源Ｖ１およびＶ２の助けを借りて、制御されるパワー半導体を導通状態あるいはターンオフ状態にセットするような電圧の信号を与える。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】１９９６年１０月１日【補正内容】請求の範囲１．同期してターンオンおよび同期してターンオフすべき少なくとも２個の直列接続されたターンオフパワー半導体（Ｔ１，Ｔ２）を含む半導体アセンブリーであって、ここにおいて、個別パワー半導体の各々（Ｔ１，Ｔ２）が、少なくとも１個の過電圧保護装置（ＳＫ）によって過電圧から保護されており、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が前記半導体のコレクターとエミッター／ゲートとの間に電圧ビルドアップ層と並列に接続されていること、前記電圧超過保護装置が１個のコンデンサー（Ｃ）と１個の整流器（Ｄ）とを直列に含んでおり、そのため、前記整流器が、前記パワー半導体が導通状態にある時に前記コンデンサーの放電を防止すること、および前記過電圧保護装置が限定された電圧レベル（Ｖ_prot）において駆動されること、を特徴とする半導体アセンブリー。２．請求項第１項記載の半導体アセンブリーであって、前記コンデンサー（Ｃ）の仕事が、前記パワー半導体両端の電圧が指定された電圧レベル（Ｖ_prot）を越えた時に前記パワー半導体両端の電圧の時間微分（ｄＶ_CE／ｄｔ）を制限することであることを特徴とする半導体アセンブリー。３．請求項第１項記載の半導体アセンブリーであって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が保護すべきパワー半導体（Ｔ１，Ｔ２）のエミッターとコレクターのコンタクト間に並列につながれているため、前記保護装置が受動的であると言われることを特徴とする半導体アセンブリー。４．請求項第３項記載の半導体アセンブリーであって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が、過電圧保護装置（ＳＫ）の駆動後に、前記コンデンサー（Ｃ）が放電して到達する電圧レベルを決める電圧コントローラー（Ｓ）を含んでいることを特徴とする半導体アセンブリー。５．請求項第４項記載の半導体アセンブリーであって、前記コンデンサー（Ｃ）および前記電圧コントローラー（Ｓ）および保護すべき前記パワー半導体が直列につながれて閉回路をなしていることを特徴とする半導体アセンブリー。６．請求項第４項記載の半導体アセンブリーであって、前記コンデンサー（Ｃ）と前記電圧コントローラー（Ｓ）とが閉回路を構成していることを特徴とする半導体アセンブリー。７．請求項第１項記載の半導体アセンブリーであって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が保護すべきパワー半導体（Ｔ１，Ｔ２）のコレクターとゲートのコンタクト間につながれているため、前記保護装置が能動的であると言われることを特徴とする半導体アセンブリー。８．請求項第７項記載の半導体アセンブリーであって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が、前記コンデンサー（Ｃ）と直列につながれた、前記パワー半導体（Ｔ１，Ｔ２，．．．）が導通状態にある時に前記コンデンサー（Ｃ）の放電を防止する整流器（Ｄ）を含んでいることを特徴とする半導体アセンブリー。９．請求項第８項記載の半導体アセンブリーであって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が、過電圧保護装置（ＳＫ）の駆動後、前記コンデンサー（Ｃ）が放電して到達する電圧レベルを決める電圧コントローラー（Ｓ）を含んでいることを特徴とする半導体アセンブリー。１０．請求項第７項ないし第９項のうちの任意の請求項記載の半導体アセンブリーであって、前記コンデンサー（Ｃ）を通る電流を電流増幅器（Ａ）で増幅することを特徴とする半導体アセンブリー。１１．請求項第７項ないし第１０項のうちの任意の請求項記載の半導体アセンブリーであって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が互いに異なる保護レベル（Ｖ_pr _ot1 およびＶ_prot2）にある少なくとも２つの段階で駆動されることを特徴とする半導体アセンブリー。１２．請求項第１項ないし第１１項のうちの任意の請求項記載の半導体アセンブリーであって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）の両端にスナッバーが並列につながれていることを特徴とする半導体アセンブリー。１３．請求項第１２項記載の半導体アセンブリーであって、前記スナッバーが、直列につながれた１個のコンデンサー（Ｃ_SN）と１個の抵抗（Ｒ_SN）とを含んでいることを特徴とする半導体アセンブリー。１４．請求項第１３項記載の半導体アセンブリーであって、前記抵抗（Ｒ_SN）が、前記スナッバーを通る電流の方向に依存して、（Ｒ_SN）に対して異なる抵抗値を付与するための、少なくとも１個の抵抗と少なくとも１個のダイオードとを含む閉回路を含んでいることを特徴とする半導体アセンブリー。１５．請求項第２項ないし第６項、および請求項第８項ないし第１４項のうちの任意の請求項記載の半導体アセンブリーであって、パワー半導体用の前記過電圧保護装置（ＳＫ）が受動的保護回路と能動的保護回路の両方を含んでいることを特徴とする半導体アセンブリー。１６．請求項第１５項記載の半導体アセンブリーであって、前記能動的保護装置が前記受動的保護装置よりも高い電圧レベルにおいて駆動されることを特徴とする半導体アセンブリー。１７．先行する任意の請求項記載の半導体アセンブリーであって、前記電圧コントローラー（Ｓ）が外部制御信号の影響下でのみ駆動されることを特徴とする半導体アセンブリー。１８．先行する任意の請求項記載の半導体アセンブリーであって、前記電圧コントローラー（Ｓ）が、ツェナー特性を備えたｐ−ｎ接合を含む少なくとも１個の半導体デバイス（Ｚ，Ｚ１，Ｄ_ska，Ｄ_skp）を含んでおり、ここにおいて、前記半導体デバイスの抵抗値が前記電圧コントローラー（Ｓ）が駆動される電圧レベルにおいて減少することを特徴とする半導体アセンブリー。１９．請求項第１８項記載の半導体アセンブリーであって、前記電圧コントローラー（Ｓ）が駆動された時に電流を流し始める、少なくとも１個のトランジスタタイプの半導体を前記電圧コントローラーが含んでいることを特徴とする半導体アセンブリー。２０．請求項第１項記載の半導体アセンブリーであって、前記パワー半導体（Ｔ１，Ｔ２）が制御可能なパワートランジスタであって、任意のタイプのＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＢＪＴ、あるいはダーリントン接続のトランジスタを含んでいることを特徴とする半導体アセンブリー。２１．請求項第１項記載の半導体アセンブリーであって、前記パワー半導体（Ｔ１，Ｔ２）がゲートターンオフサイリスターであって、任意のタイプのＧＴＯあるいはＭＣＴトランジスタを含んでいることを特徴とする半導体アセンブリー。２２．請求項第１項記載の半導体アセンブリーであって、前記パワー半導体が、制御可能なパワートランジスタ（Ｔ１）あるいはゲートターンオフサイリスター（Ｔ１）と、それと並列につながれた少なくとも１個の整流器（Ｄ１）とを含んでいることを特徴とする半導体アセンブリー。

Claims

【特許請求の範囲】１．少なくとも２つの直列接続されたパワー半導体（Ｔ１，Ｔ２，．．．Ｄ１，Ｄ２，．．．）を含む半導体接続であって、ここにおいて、個々のパワー半導体が、少なくとも１つの過電圧保護装置（ＳＫ）によって過電圧から保護されており、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が少なくとも１個のコンデンサー（Ｃ）を含むこと、および前記過電圧保護装置が限定された電圧レベル（Ｖ_prot）において駆動されることを特徴とする半導体接続。２．請求項第１項記載の半導体接続であって、前記コンデンサー（Ｃ）の仕事が、前記パワー半導体（Ｔ１，Ｔ２，．．．Ｄ１，Ｄ２，．．．）両端の電圧が前記指定された電圧レベル（Ｖ_prot）を越えた時に、前記パワー半導体両端の電圧の時間微分ｄＣＶＥ／ｄｔを制限することであることを特徴とする半導体接続。３．請求項第１項記載の半導体接続であって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が保護されるべきパワー半導体（Ｔ１，Ｔ２，．．．Ｄ１，Ｄ２，．．．）と並列につながれており、従って、前記保護装置が受動的であると呼ばれることを特徴とする半導体接続。４．請求項第３項記載の半導体接続であって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が、コンデンサー（Ｃ）と直列につながれた、パワー半導体（Ｔ１，Ｔ２，．．．）が導通状態にある時に、コンデンサー（Ｃ）が放電することを防止する整流器（Ｄ）を含んでいることを特徴とする半導体接続。５．請求項第３項記載の半導体接続であって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が、過電圧保護装置（ＳＫ）の駆動後、コンデンサー（Ｃ）が放電して到達する電圧レベルを決める電圧コントローラー（Ｓ）を含んでいることを特徴とする半導体接続。６．請求項第４項および第５項記載の半導体接続であって、前記コンデンサー（Ｃ）、前記電圧コントローラー（Ｓ）、および保護すべきパワー半導体が直列につながれて閉回路を構成していることを特徴とする半導体接続。７．請求項第４項および第５項記載の半導体接続であって、前記コンデンサー（Ｃ）と前記電圧コントローラーとが閉回路を構成していることを特徴とする半導体接続。８．請求項第１項記載の半導体接続であって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が、保護すべきパワー半導体（Ｔ１，Ｔ２，．．．Ｄ１，Ｄ２，．．．）の中に含まれる制御可能な部品のゲートと前記コントローラーとの間につながれており、従って前記保護装置が能動的と呼ばれることを特徴とする半導体接続。９．請求項第８項記載の半導体接続であって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が、コンデンサー（Ｃ）と直列につながれた、パワー半導体（Ｔ１，Ｔ２，．．．）が導通状態にあるときに、コンデンサー（Ｃ）が放電することを防止するための整流器（Ｄ）を含んでいることを特徴とする半導体接続。１０．請求項第８項記載の半導体接続であって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が、過電圧保護装置（ＳＫ）の駆動後、コンデンサー（Ｃ）が放電されて到達する電圧レベルを決める電圧コントローラー（Ｓ）を含んでいることを特徴とする半導体接続。１１．請求項第９項および第１０項記載の半導体接続であって、前記コンデンサー（Ｃ）と前記電圧コントローラー（Ｓ）とが直列につながれて、保護すべきパワー半導体（Ｔ１，Ｔ２，．．．Ｄ１，Ｄ２，．．．）の中に含まれる制御可能な部品のゲートとコレクターとの間につながれていることを特徴とする半導体接続。１２．請求項第８項ないし第１１項のうちの任意の請求項記載の半導体接続であって、電流増幅器（Ａ）で以てコンデンサー（Ｃ）を通る電流を増幅することを特徴とする半導体接続。１３．請求項第８項ないし第１２項のうちの任意の請求項記載の半導体接続であって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）が互いに異なる保護レベルにある少なくとも２つの段階（Ｖ_prot1およびＶ_prot2）において駆動されることを特徴とする半導体接続。１４．請求項第１項ないし第１３項のうちの任意の請求項記載の半導体接続であって、前記過電圧保護装置（ＳＫ）の両端にスナッバーが並列接続されていることを特徴とする半導体接続。１５．請求項第１４項記載の半導体接続であって、前記スナッバーが、直列につながれたコンデンサー（Ｃ_SN）および抵抗（Ｒ_SN）を含んでいることを特徴とする半導体接続。１６．請求項第１５項記載の半導体接続であって、前記抵抗（Ｒ_SN）が、前記スナッバーを通る電流の方向に依存して、（Ｒ_SN）に対して異なる抵抗値を付与するための、少なくとも１個の抵抗と少なくとも１個のダイオードとを含む閉回路を含んでいることを特徴とする半導体接続。１７．請求項第２項ないし第６項、および請求項第８項ないし第１６項のうちの任意の請求項記載の半導体接続であって、パワー半導体用の過電圧保護装置（ＳＫ）が受動的保護回路と能動的保護回路の両方を含んでいることを特徴とする半導体接続。１８．請求項第１７項記載の半導体接続であって、前記能動的保護装置が前記受動的保護装置よりも高い電圧レベルにおいて駆動されることを特徴とする半導体接続。１９．先行する任意の請求項記載の半導体接続であって、前記電圧コントローラー（Ｓ）が外部制御信号の影響下でのみ駆動されることを特徴とする半導体接続。２０．先行する任意の請求項記載の半導体接続であって、前記電圧コントローラー（Ｓ）が、ツェナー特性を備えたｐ−ｎ接合を含む少なくとも１個の半導体デバイス（Ｚ，Ｚ１，Ｄ_ska，Ｄ_skp）を含んでおり、ここにおいて、前記半導体デバイスの抵抗値が前記電圧コントローラー（Ｓ）が駆動される電圧レベルにおいて減少することを特徴とする半導体接続。２１．請求項第２０項記載の半導体接続であって、前記電圧コントローラー（Ｓ）が駆動された時に電流を流し始める、少なくとも１個のトランジスタタイプの半導体を前記電圧コントローラーが含んでいることを特徴とする半導体接続。２２．請求項第１項記載の半導体接続であって、前記パワー半導体（Ｔ１，Ｔ２，．．．）が制御可能なパワートランジスタであって、任意のタイプのＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＢＪＴ、あるいはダーリントン接続のトランジスタを含んでいることを特徴とする半導体接続。２３．請求項第１項記載の半導体接続であって、前記パワー半導体（Ｔ１，Ｔ２，．．．）がゲートターンオフサイリスターであって、任意のタイプのＧＴＯあるいはＭＣＴトランジスタを含んでいることを特徴とする半導体接続。２４．請求項第１項記載の半導体接続であって、前記パワー半導体が、制御可能なパワートランジスタ（Ｔ１）あるいはゲートターンオフサイリスター（Ｔ１）と、それと並列につながれた少なくとも１個の整流器（Ｄ１）とを含んでいることを特徴とする半導体接続。