JPH05161253A - 半導体電力変換装置のスナバ回路 - Google Patents
半導体電力変換装置のスナバ回路Info
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- JPH05161253A JPH05161253A JP3323522A JP32352291A JPH05161253A JP H05161253 A JPH05161253 A JP H05161253A JP 3323522 A JP3323522 A JP 3323522A JP 32352291 A JP32352291 A JP 32352291A JP H05161253 A JPH05161253 A JP H05161253A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】スイッチング素子のタ−ンオン時に発生するス
イッチング損失に及ぼす影響が少ない個別ＲＣＤ充放電
形スナバ回路を得る。 【構成】半導体電力変換装置のブリッジ構成されてなる
半導体スイッチング素子それぞれに並列接続されたスナ
バダイオ−ドおよびスナバコンデンサの直列ア−ムと、
スナバダイオ−ドに並列接続された放電抵抗ア−ムとか
らなり、半導体スイッチング素子のタ−ンオフ時および
タ−ンオン時に生ずる過渡過電圧を低減するものにおい
て、放電抵抗ア−ムがスナバコンデンサの放電電流の立
ち上がりを抑制する直列インダクタンスを含むものとす
る。また、放電抵抗ア−ムが、直列インダクタンスを有
する巻線形放電抵抗器からなるもの、放電抵抗器と所定
の大きさのインダクタンスを有する接続線との直列体か
らなるもの、放電抵抗器と所定の大きさのインダクタン
スを有するリアクトルとの直列体からなるものとする。
イッチング損失に及ぼす影響が少ない個別ＲＣＤ充放電
形スナバ回路を得る。 【構成】半導体電力変換装置のブリッジ構成されてなる
半導体スイッチング素子それぞれに並列接続されたスナ
バダイオ−ドおよびスナバコンデンサの直列ア−ムと、
スナバダイオ−ドに並列接続された放電抵抗ア−ムとか
らなり、半導体スイッチング素子のタ−ンオフ時および
タ−ンオン時に生ずる過渡過電圧を低減するものにおい
て、放電抵抗ア−ムがスナバコンデンサの放電電流の立
ち上がりを抑制する直列インダクタンスを含むものとす
る。また、放電抵抗ア−ムが、直列インダクタンスを有
する巻線形放電抵抗器からなるもの、放電抵抗器と所定
の大きさのインダクタンスを有する接続線との直列体か
らなるもの、放電抵抗器と所定の大きさのインダクタン
スを有するリアクトルとの直列体からなるものとする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、インバ−タ，チョッ
パ−などの半導体電力変換装置において半導体スイッチ
ング素子を過渡過電圧から保護するために設けられるス
ナバ回路に関する。
パ−などの半導体電力変換装置において半導体スイッチ
ング素子を過渡過電圧から保護するために設けられるス
ナバ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】サイリスタ，トランジスタ等の半導体ス
イッチング素子（以下スイッチング素子ともよぶ）を用
いた半導体電力変換装置では、スイッチング素子が導通
状態から非導通状態に移行する（以下タ−ンオフとよ
ぶ）際、または非導通状態から導通状態に移行する（以
下ターンオンとよぶ）際スイッチング素子に加わる過渡
過電圧を低減し、素子の電圧破壊を防止するために、ス
イッチング素子に並列にスナバ回路が接続される。
イッチング素子（以下スイッチング素子ともよぶ）を用
いた半導体電力変換装置では、スイッチング素子が導通
状態から非導通状態に移行する（以下タ−ンオフとよ
ぶ）際、または非導通状態から導通状態に移行する（以
下ターンオンとよぶ）際スイッチング素子に加わる過渡
過電圧を低減し、素子の電圧破壊を防止するために、ス
イッチング素子に並列にスナバ回路が接続される。
【０００３】図６は従来のスナバ回路の一例を示す接続
図であり、１はサイリスタ，トランジスタなどのスイッ
チング素子、２はスイッチング素子に逆並列接続された
帰還ダイオ−ドであり、スイッチング素子１にはスナバ
回路３が並列接続される。スナバ回路３は、個別ＲＣＤ
充放電形スナバと呼ばれる回路であり、スナバコンデン
サ４およびスナバダイオ−ド５の直列ア−ム６と、スナ
バダイオ−ド５に並列接続された放電抵抗７とで構成さ
れ、スイッチング素子１のタ−ンオフ時には直列ア−ム
に流れる充電電流によりスナバコンデンサが充電される
ことにより過渡過電圧を吸収し、タ−ンオン時には放電
抵抗７およびスイッチング素子１を介してスナバコンデ
ンサ４の充電電荷を完全に放電するよう構成される。こ
のように構成された個別ＲＣＤ充放電形スナバ３は、ス
イッチング素子１毎に個別に設けられるのでスイッチン
グ素子に近接配置でき、回路のインダクタンスを小さく
できるので、タ−ンオフ時にスイッチング素子に印加さ
れる過渡過電圧の低減性能に優れ、比較的大容量のスイ
ッチング素子や高速スイッチング素子の保護回路として
広く用いられる。
図であり、１はサイリスタ，トランジスタなどのスイッ
チング素子、２はスイッチング素子に逆並列接続された
帰還ダイオ−ドであり、スイッチング素子１にはスナバ
回路３が並列接続される。スナバ回路３は、個別ＲＣＤ
充放電形スナバと呼ばれる回路であり、スナバコンデン
サ４およびスナバダイオ−ド５の直列ア−ム６と、スナ
バダイオ−ド５に並列接続された放電抵抗７とで構成さ
れ、スイッチング素子１のタ−ンオフ時には直列ア−ム
に流れる充電電流によりスナバコンデンサが充電される
ことにより過渡過電圧を吸収し、タ−ンオン時には放電
抵抗７およびスイッチング素子１を介してスナバコンデ
ンサ４の充電電荷を完全に放電するよう構成される。こ
のように構成された個別ＲＣＤ充放電形スナバ３は、ス
イッチング素子１毎に個別に設けられるのでスイッチン
グ素子に近接配置でき、回路のインダクタンスを小さく
できるので、タ−ンオフ時にスイッチング素子に印加さ
れる過渡過電圧の低減性能に優れ、比較的大容量のスイ
ッチング素子や高速スイッチング素子の保護回路として
広く用いられる。
【０００４】図７は従来の個別ＲＣＤ充放電形スナバ回
路を備えた単相の電圧形インバ−タを簡略化して示す接
続図であり、単相ブリッジ接続された４個のスイッチン
グ素子１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄからなる電圧形インバ−
タは、スイッチング素子それぞれに個別ＲＣＤ充放電形
スナバ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄが並列接続される。ま
た、図にはスイッチング素子１Ａ，１Ｄがタ−ンオンし
た時にスイッチング素子１Ａに流れる電流（アノ−ド電
流）Ｉd の通流経路を矢印で示してある。ＶAKをスイッ
チング素子に印加される電圧（Ａ−Ｋ間電圧）、Ｉdcを
電源からの供給電流、Ｉc をスナバコンデンサ４の放電
電流とすると、Ｉd ＝Ｉdc＋Ｉc の関係があり、スイッ
チング素子１Ａにはそのタ−ンオン時に、電源からの供
給電流Ｉdcと放電抵抗７でピ−ク値が抑制されるスナバ
コンデンサの放電電流Ｉc との和に相当する電流Ｉd が
流れる。
路を備えた単相の電圧形インバ−タを簡略化して示す接
続図であり、単相ブリッジ接続された４個のスイッチン
グ素子１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄからなる電圧形インバ−
タは、スイッチング素子それぞれに個別ＲＣＤ充放電形
スナバ３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄが並列接続される。ま
た、図にはスイッチング素子１Ａ，１Ｄがタ−ンオンし
た時にスイッチング素子１Ａに流れる電流（アノ−ド電
流）Ｉd の通流経路を矢印で示してある。ＶAKをスイッ
チング素子に印加される電圧（Ａ−Ｋ間電圧）、Ｉdcを
電源からの供給電流、Ｉc をスナバコンデンサ４の放電
電流とすると、Ｉd ＝Ｉdc＋Ｉc の関係があり、スイッ
チング素子１Ａにはそのタ−ンオン時に、電源からの供
給電流Ｉdcと放電抵抗７でピ−ク値が抑制されるスナバ
コンデンサの放電電流Ｉc との和に相当する電流Ｉd が
流れる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】スイッチング素子に
は、そのタ−ンオフおよびタ−ンオン時にスイッチング
損失といわれる損失が発生することはよく知られてい
る。図８はスイッチング素子のタ−ンオフの動作を示す
タイムチャ−ト、図９はスイッチング素子のタ−ンオン
時の動作を示すタイムチャ−トである。スイッチング素
子のＡ−Ｋ間電圧ＶAKおよびアノ−ド電流Ｉd は、瞬時
に１００％から０へ，また瞬時に０から１００％へと変
化できず、有限の時間Δｔをかけてタ−ンオフまたはタ
−ンオン動作する。その結果、スイッチング素子にはΔ
ｔ時間中に変化する電圧Ｖakと電流Ｉd の瞬時値の積を
時間Δｔ時間について時間積分した値に相当するスイッ
チング損失がスイッチング動作毎に発生する。これらの
スイッチング損失は不可避なものであるが、装置の変換
効率の面から、また損失熱の廃熱処理の面からも最小限
に抑制することが求められている。ところで、従来の個
別ＲＣＤ充放電形スナバ回路を備えたスイッチング素子
の場合、アノ−ド電流Ｉd は、電源からの供給電流Ｉdc
とスナバコンデンサの放電電流Ｉc との和となるため、
この放電電流Ｉc がスイッチング損失に影響する。
は、そのタ−ンオフおよびタ−ンオン時にスイッチング
損失といわれる損失が発生することはよく知られてい
る。図８はスイッチング素子のタ−ンオフの動作を示す
タイムチャ−ト、図９はスイッチング素子のタ−ンオン
時の動作を示すタイムチャ−トである。スイッチング素
子のＡ−Ｋ間電圧ＶAKおよびアノ−ド電流Ｉd は、瞬時
に１００％から０へ，また瞬時に０から１００％へと変
化できず、有限の時間Δｔをかけてタ−ンオフまたはタ
−ンオン動作する。その結果、スイッチング素子にはΔ
ｔ時間中に変化する電圧Ｖakと電流Ｉd の瞬時値の積を
時間Δｔ時間について時間積分した値に相当するスイッ
チング損失がスイッチング動作毎に発生する。これらの
スイッチング損失は不可避なものであるが、装置の変換
効率の面から、また損失熱の廃熱処理の面からも最小限
に抑制することが求められている。ところで、従来の個
別ＲＣＤ充放電形スナバ回路を備えたスイッチング素子
の場合、アノ−ド電流Ｉd は、電源からの供給電流Ｉdc
とスナバコンデンサの放電電流Ｉc との和となるため、
この放電電流Ｉc がスイッチング損失に影響する。
【０００６】図１０は図７に示す電圧形インバ−タにお
けるタ−ンオン動作を示すタイムチャ−トであり、直流
電源１０から供給される電流Ｉdcはその立ち上がりが、
電源コンデンサ２からの長い配線のインダクタンスの影
響を受けて鈍化し、さらに必要に応じて設けられるアノ
−ドリアクトルの影響を受けてさらに鈍化するため、Ｉ
dcが０から１００％に到達するに要する時間が、スイッ
チング素子のＡ−Ｋ間電圧ＶAKが１００％から０に低下
するに要する時間Δｔより長くなり、Ｉdcの変化速度ｄ
ｉ／ｄｔが小さくなる。これに対してスナバコンデンサ
４の放電電流Ｉ c は、スナバ回路３がスイッチング素子
に近接配置され、その配線のインダクタンスが小さいた
めに電流の立ち上がりが急峻で、その変化速度ｄｉ／ｄ
ｔが電流Ｉdcのそれに比べて著しく大きくなる。その結
果、Δｔ時間中に生ずるスイッチング素子１のスイッチ
ング損失Ｐに占めるスナバコンデンサの放電電流Ｉc の
影響が大きくなるため、個別ＲＣＤ充放電形スナバ３を
設けることにより、タ−ンオン時のスイッチング損失が
増大するという不都合が発生する。
けるタ−ンオン動作を示すタイムチャ−トであり、直流
電源１０から供給される電流Ｉdcはその立ち上がりが、
電源コンデンサ２からの長い配線のインダクタンスの影
響を受けて鈍化し、さらに必要に応じて設けられるアノ
−ドリアクトルの影響を受けてさらに鈍化するため、Ｉ
dcが０から１００％に到達するに要する時間が、スイッ
チング素子のＡ−Ｋ間電圧ＶAKが１００％から０に低下
するに要する時間Δｔより長くなり、Ｉdcの変化速度ｄ
ｉ／ｄｔが小さくなる。これに対してスナバコンデンサ
４の放電電流Ｉ c は、スナバ回路３がスイッチング素子
に近接配置され、その配線のインダクタンスが小さいた
めに電流の立ち上がりが急峻で、その変化速度ｄｉ／ｄ
ｔが電流Ｉdcのそれに比べて著しく大きくなる。その結
果、Δｔ時間中に生ずるスイッチング素子１のスイッチ
ング損失Ｐに占めるスナバコンデンサの放電電流Ｉc の
影響が大きくなるため、個別ＲＣＤ充放電形スナバ３を
設けることにより、タ−ンオン時のスイッチング損失が
増大するという不都合が発生する。
【０００７】この発明の目的は、スイッチング素子のタ
−ンオン時に発生するスイッチング損失に及ぼす影響が
少ない個別ＲＣＤ充放電形スナバ回路を得ることにあ
る。
−ンオン時に発生するスイッチング損失に及ぼす影響が
少ない個別ＲＣＤ充放電形スナバ回路を得ることにあ
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、この発明によれば、半導体電力変換装置のブリッジ
構成されてなる半導体スイッチング素子それぞれに並列
接続されたスナバダイオ−ドおよびスナバコンデンサの
直列ア−ムと、前記スナバダイオ−ドに並列接続された
放電抵抗ア−ムとからなり、前記半導体スイッチング素
子のタ−ンオフ時およびタ−ンオン時に生ずる過渡過電
圧を低減するものにおいて、前記放電抵抗ア−ムが前記
スナバコンデンサの放電電流の立ち上がりを抑制する直
列インダクタンスを含むものとする。
に、この発明によれば、半導体電力変換装置のブリッジ
構成されてなる半導体スイッチング素子それぞれに並列
接続されたスナバダイオ−ドおよびスナバコンデンサの
直列ア−ムと、前記スナバダイオ−ドに並列接続された
放電抵抗ア−ムとからなり、前記半導体スイッチング素
子のタ−ンオフ時およびタ−ンオン時に生ずる過渡過電
圧を低減するものにおいて、前記放電抵抗ア−ムが前記
スナバコンデンサの放電電流の立ち上がりを抑制する直
列インダクタンスを含むものとする。
【０００９】また、放電抵抗ア−ムが、所定の大きさの
直列インダクタンスを有する巻線形放電抵抗器からなる
もの。または、放電抵抗器と、所定の大きさのインダク
タンスを有する接続線との直列体からなるもの。あるい
は、放電抵抗器と、所定の大きさのインダクタンスを有
するリアクトルとの直列体からなるもののいずれかで構
成されてなるものとする。
直列インダクタンスを有する巻線形放電抵抗器からなる
もの。または、放電抵抗器と、所定の大きさのインダク
タンスを有する接続線との直列体からなるもの。あるい
は、放電抵抗器と、所定の大きさのインダクタンスを有
するリアクトルとの直列体からなるもののいずれかで構
成されてなるものとする。
【００１０】
【作用】この発明の構成において、個別ＲＣＤ充放電形
スナバの放電抵抗ア−ムが、スナバコンデンサの放電電
流の立ち上がりを抑制する直列インダクタンスを含むよ
う構成したことにより、スイッチング素子のタ−ンオン
時にスナバコンデンサの放電電流の立ち上がり、および
その変化速度ｄｉ／ｄｔを抑制し、電圧と電流それぞれ
の瞬時値の積の時間積分値で与えられるスイッチング損
失を抑制する機能が得られる。また、付加するインダク
タンスの上限値をタ−ンオンから次のタ−ンオフまでの
最小時間でスナバコンデンサを完全に放電でき、かつ放
電抵抗ア−ムとスナバコンデンサで構成されるＬＲＣ放
電回路が振動条件にならないよう回路定数を決めること
により、過渡過電圧の抑制機能に影響を及ぼすことなく
スイッチング損失を低減する機能が得られる。
スナバの放電抵抗ア−ムが、スナバコンデンサの放電電
流の立ち上がりを抑制する直列インダクタンスを含むよ
う構成したことにより、スイッチング素子のタ−ンオン
時にスナバコンデンサの放電電流の立ち上がり、および
その変化速度ｄｉ／ｄｔを抑制し、電圧と電流それぞれ
の瞬時値の積の時間積分値で与えられるスイッチング損
失を抑制する機能が得られる。また、付加するインダク
タンスの上限値をタ−ンオンから次のタ−ンオフまでの
最小時間でスナバコンデンサを完全に放電でき、かつ放
電抵抗ア−ムとスナバコンデンサで構成されるＬＲＣ放
電回路が振動条件にならないよう回路定数を決めること
により、過渡過電圧の抑制機能に影響を及ぼすことなく
スイッチング損失を低減する機能が得られる。
【００１１】また、放電抵抗ア−ムを、所定の大きさの
直列インダクタンスを有する巻線形放電抵抗器で構成す
れば、巻線抵抗器のインダクタンスを利用して部品点数
を増やすことなくスイッチング損失を低減する機能が得
られる。また、放電抵抗ア−ムを例えばソリッド形の放
電抵抗器と所定の大きさのインダクタンスを有する接続
線との直列体で構成すれば、接続線の長さを増し，かつ
これをリング状に形成することにより所望のインダクタ
ンス分を有する放電抵抗ア−ムを得ることができる。さ
らに、放電抵抗ア−ムを、放電抵抗器と所定の大きさの
インダクタンスを有するリアクトルとの直列体で構成す
れば、小型なリアクトルにより安定したインダクタンス
分を有する放電抵抗ア−ムを形成できる。
直列インダクタンスを有する巻線形放電抵抗器で構成す
れば、巻線抵抗器のインダクタンスを利用して部品点数
を増やすことなくスイッチング損失を低減する機能が得
られる。また、放電抵抗ア−ムを例えばソリッド形の放
電抵抗器と所定の大きさのインダクタンスを有する接続
線との直列体で構成すれば、接続線の長さを増し，かつ
これをリング状に形成することにより所望のインダクタ
ンス分を有する放電抵抗ア−ムを得ることができる。さ
らに、放電抵抗ア−ムを、放電抵抗器と所定の大きさの
インダクタンスを有するリアクトルとの直列体で構成す
れば、小型なリアクトルにより安定したインダクタンス
分を有する放電抵抗ア−ムを形成できる。
【００１２】
【実施例】以下、この発明を実施例に基づいて説明す
る。図１はこの発明の実施例になる半導体電力変換装置
のスナバ回路を示す接続図であり、以下従来技術と同じ
構成部分には同一参照符号を付すことにより、重複した
説明を省略する。図において、逆並列接続された帰還ダ
イオ−ド２を有するスイッチング素子１には並列に個別
ＲＣＤ充放電形スナバ回路１３が接続される。スナバ回
路１３は、スナバコンデンサ４とスナバダイオ−ド５の
直列ア−ムと、スナバダイオ−ド５に並列接続された放
電抵抗ア−ム１８とで構成され、放電抵抗ア−ム１８に
巻線形放電抵抗器１７を用いることにより、その抵抗分
Ｒとインダクタンス分Ｌとにより、スイッチング素子の
タ−ンオン時における放電電流Ｉc の変化速度ｄｉ／ｄ
ｔが所望の値に抑制される。
る。図１はこの発明の実施例になる半導体電力変換装置
のスナバ回路を示す接続図であり、以下従来技術と同じ
構成部分には同一参照符号を付すことにより、重複した
説明を省略する。図において、逆並列接続された帰還ダ
イオ−ド２を有するスイッチング素子１には並列に個別
ＲＣＤ充放電形スナバ回路１３が接続される。スナバ回
路１３は、スナバコンデンサ４とスナバダイオ−ド５の
直列ア−ムと、スナバダイオ−ド５に並列接続された放
電抵抗ア−ム１８とで構成され、放電抵抗ア−ム１８に
巻線形放電抵抗器１７を用いることにより、その抵抗分
Ｒとインダクタンス分Ｌとにより、スイッチング素子の
タ−ンオン時における放電電流Ｉc の変化速度ｄｉ／ｄ
ｔが所望の値に抑制される。
【００１３】図２はこの発明の異なる実施例を示す接続
図であり、スナバ回路２３の放電抵抗ア−ム２８が、例
えばソリッド形の放電抵抗器２７Ｒと、インダクタンス
分Ｌを有する接続線２７Ｌとの直列回路で構成された点
が前述の実施例と異なっており、接続線の長さの決め方
により、スイッチング素子のタ−ンオン時における放電
電流Ｉc の変化速度ｄｉ／ｄｔが所望の値に抑制され
る。
図であり、スナバ回路２３の放電抵抗ア−ム２８が、例
えばソリッド形の放電抵抗器２７Ｒと、インダクタンス
分Ｌを有する接続線２７Ｌとの直列回路で構成された点
が前述の実施例と異なっており、接続線の長さの決め方
により、スイッチング素子のタ−ンオン時における放電
電流Ｉc の変化速度ｄｉ／ｄｔが所望の値に抑制され
る。
【００１４】図３はこの発明の他の実施例を示す接続図
であり、スナバ回路３３の放電抵抗ア−ム３８が、例え
ばソリッド形の放電抵抗器３７Ｒと、直列リアクトル，
可飽和リアクトル等のリアクトル３７Ｌとの直列体とし
て構成された点が前述の各実施例と異なっており、リア
クトルが持つ安定したリアクタンス分により、スイッチ
ング素子のタ−ンオン時における放電電流Ｉc の変化速
度ｄｉ／ｄｔが所望の値に抑制される。
であり、スナバ回路３３の放電抵抗ア−ム３８が、例え
ばソリッド形の放電抵抗器３７Ｒと、直列リアクトル，
可飽和リアクトル等のリアクトル３７Ｌとの直列体とし
て構成された点が前述の各実施例と異なっており、リア
クトルが持つ安定したリアクタンス分により、スイッチ
ング素子のタ−ンオン時における放電電流Ｉc の変化速
度ｄｉ／ｄｔが所望の値に抑制される。
【００１５】図４はこの発明のスナバ回路を備えた単相
インバ−タを示す接続図、図５は図４に示すインバ−タ
のタ−ンオン動作を示すタイムチャ−トである。図にお
いて、直流電源１０および電源コンデンサ９を直流入力
側として単相ブリッジ接続されたスイッチング素子１
Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄには、それぞれ並列接続されたス
ナバ回路１３（またはスナバ回路２３，３３であってよ
い）が並列接続される。
インバ−タを示す接続図、図５は図４に示すインバ−タ
のタ−ンオン動作を示すタイムチャ−トである。図にお
いて、直流電源１０および電源コンデンサ９を直流入力
側として単相ブリッジ接続されたスイッチング素子１
Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄには、それぞれ並列接続されたス
ナバ回路１３（またはスナバ回路２３，３３であってよ
い）が並列接続される。
【００１６】上述のように構成された単相インバ−タに
おいて、例えばスイッチング素子１Ａおよび１Ｄがタ−
ンオンする場合、スイッチング素子のＡ−Ｋ間電圧が１
００％から０に低下する過程で、スイッチング素子１Ａ
には図中矢印で示す方向に電源からの供給電流Ｉdcおよ
びスナバコンデンサの放電電流Ｉc の和に相当するアノ
−ド電流Ｉd が流れる。この時、直流電源から供給され
る電流Ｉdcはその立ち上がりが、電源コンデンサ２から
の長い配線のインダクタンスの影響やアノ−ドリアクト
ルの影響を受けて鈍化するため、Ｉdcが０から１００％
に到達するに要する時間が、スイッチング素子のＡ−Ｋ
間電圧ＶAKが１００％から０に低下するに要する時間Δ
ｔより長くなり、Ｉdcの変化速度ｄｉ／ｄｔが小さくな
る。また、スナバコンデンサ４の放電電流Ｉc は、スナ
バ回路１３の放電抵抗ア−ム１８が巻線形放電抵抗１７
で構成されてインダクタンス分Ｌが付加されることによ
り、その立ち上がりが抑制され、放電電流Ｉc の変化速
度ｄｉ／ｄｔも供給電流Ｉ dcにおけると同様に小さくな
る。したがって、両電流の和からなるアノ−ド電流Ｉd
もその変化速度ｄｉ／ｄｔが抑制され、電圧ＶAKおよび
電流Ｉd それぞれの瞬時値の積を時間Δｔについて時間
積分して得られるスイッチング損失Ｐが大幅に抑制され
る。その結果、個別ＲＣＤ充放電形スナバ３を設けるこ
とにより、タ−ンオン時のスイッチング損失が増大する
という不都合が排除され、変換効率が高く，廃熱処理が
容易な半導体電力変換装置を得ることができる。
おいて、例えばスイッチング素子１Ａおよび１Ｄがタ−
ンオンする場合、スイッチング素子のＡ−Ｋ間電圧が１
００％から０に低下する過程で、スイッチング素子１Ａ
には図中矢印で示す方向に電源からの供給電流Ｉdcおよ
びスナバコンデンサの放電電流Ｉc の和に相当するアノ
−ド電流Ｉd が流れる。この時、直流電源から供給され
る電流Ｉdcはその立ち上がりが、電源コンデンサ２から
の長い配線のインダクタンスの影響やアノ−ドリアクト
ルの影響を受けて鈍化するため、Ｉdcが０から１００％
に到達するに要する時間が、スイッチング素子のＡ−Ｋ
間電圧ＶAKが１００％から０に低下するに要する時間Δ
ｔより長くなり、Ｉdcの変化速度ｄｉ／ｄｔが小さくな
る。また、スナバコンデンサ４の放電電流Ｉc は、スナ
バ回路１３の放電抵抗ア−ム１８が巻線形放電抵抗１７
で構成されてインダクタンス分Ｌが付加されることによ
り、その立ち上がりが抑制され、放電電流Ｉc の変化速
度ｄｉ／ｄｔも供給電流Ｉ dcにおけると同様に小さくな
る。したがって、両電流の和からなるアノ−ド電流Ｉd
もその変化速度ｄｉ／ｄｔが抑制され、電圧ＶAKおよび
電流Ｉd それぞれの瞬時値の積を時間Δｔについて時間
積分して得られるスイッチング損失Ｐが大幅に抑制され
る。その結果、個別ＲＣＤ充放電形スナバ３を設けるこ
とにより、タ−ンオン時のスイッチング損失が増大する
という不都合が排除され、変換効率が高く，廃熱処理が
容易な半導体電力変換装置を得ることができる。
【００１７】なお、放電抵抗ア−ムに付加するインダク
タンスの上限値は、スイッチング素子のタ−ンオンから
次のタ−ンオフまでの最小時間でスナバコンデンサを完
全に放電でき、かつ放電抵抗ア−ムとスナバコンデンサ
で構成されるＬＲＣ放電回路が振動条件にならないよう
その値が決められることにより、過渡過電圧の抑制機能
に影響を及ぼすことなくスイッチング損失を低減するこ
とができる。
タンスの上限値は、スイッチング素子のタ−ンオンから
次のタ−ンオフまでの最小時間でスナバコンデンサを完
全に放電でき、かつ放電抵抗ア−ムとスナバコンデンサ
で構成されるＬＲＣ放電回路が振動条件にならないよう
その値が決められることにより、過渡過電圧の抑制機能
に影響を及ぼすことなくスイッチング損失を低減するこ
とができる。
【００１８】
【発明の効果】この発明は前述のように、個別ＲＣＤ充
放電形のスナバ回路の放電抵抗ア−ムが、スナバコンデ
ンサの放電電流の立ち上がりを抑制する直列インダクタ
ンスを含むよう構成した。その結果、スイッチング素子
のタ−ンオン時にスナバコンデンサの放電電流の立ち上
がり、およびその変化速度ｄｉ／ｄｔを抑制し、電圧と
電流それぞれの瞬時値の積の時間積分値で与えられるス
イッチング素子のスイッチング損失を抑制できるので、
放電電流の抑制手段を持たない従来の個別ＲＣＤ充放電
形スナバで問題になった、個別ＲＣＤ充放電形スナバを
設けることによりタ−ンオン時のスイッチング損失が増
大するという不都合が排除され、したがって、装置の変
換効率が高く、かつ熱処理の容易化により冷却装置が小
型化された半導体電力変換装置を経済的にも有利に提供
することができる。
放電形のスナバ回路の放電抵抗ア−ムが、スナバコンデ
ンサの放電電流の立ち上がりを抑制する直列インダクタ
ンスを含むよう構成した。その結果、スイッチング素子
のタ−ンオン時にスナバコンデンサの放電電流の立ち上
がり、およびその変化速度ｄｉ／ｄｔを抑制し、電圧と
電流それぞれの瞬時値の積の時間積分値で与えられるス
イッチング素子のスイッチング損失を抑制できるので、
放電電流の抑制手段を持たない従来の個別ＲＣＤ充放電
形スナバで問題になった、個別ＲＣＤ充放電形スナバを
設けることによりタ−ンオン時のスイッチング損失が増
大するという不都合が排除され、したがって、装置の変
換効率が高く、かつ熱処理の容易化により冷却装置が小
型化された半導体電力変換装置を経済的にも有利に提供
することができる。
【００１９】一方、放電抵抗ア−ムを所定の大きさの直
列インダクタンスを有する巻線形放電抵抗器で構成すれ
ば、巻線抵抗器のインダクタンスを利用して部品点数を
増やすことなくスイッチング損失を低減する機能が得ら
れ、また放電抵抗ア−ムを例えばソリッド形の放電抵抗
器と所定の大きさのインダクタンスを有する接続線との
直列体で構成すれば、接続線の長さを増し，かつこれを
リング状に形成することにより所望のインダクタンス分
を有する放電抵抗ア−ムを得ることができ、さらに放電
抵抗ア−ムを放電抵抗器と所定の大きさのインダクタン
スを有するリアクトルとの直列体で構成すれば、小型な
リアクトルにより安定したインダクタンス分を有する放
電抵抗ア−ムを形成できるので、構成が簡素でスイッチ
ング損失の低減効果が高い個別ＲＣＤ充放電形スナバ回
路を備えた半導体電力変換装置を経済的に有利に提供で
きる利点が得られる。
列インダクタンスを有する巻線形放電抵抗器で構成すれ
ば、巻線抵抗器のインダクタンスを利用して部品点数を
増やすことなくスイッチング損失を低減する機能が得ら
れ、また放電抵抗ア−ムを例えばソリッド形の放電抵抗
器と所定の大きさのインダクタンスを有する接続線との
直列体で構成すれば、接続線の長さを増し，かつこれを
リング状に形成することにより所望のインダクタンス分
を有する放電抵抗ア−ムを得ることができ、さらに放電
抵抗ア−ムを放電抵抗器と所定の大きさのインダクタン
スを有するリアクトルとの直列体で構成すれば、小型な
リアクトルにより安定したインダクタンス分を有する放
電抵抗ア−ムを形成できるので、構成が簡素でスイッチ
ング損失の低減効果が高い個別ＲＣＤ充放電形スナバ回
路を備えた半導体電力変換装置を経済的に有利に提供で
きる利点が得られる。
【図１】この発明の実施例になる半導体電力変換装置の
スナバ回路を示す接続図
スナバ回路を示す接続図
【図２】この発明の異なる実施例を示す接続図
【図３】この発明の他の実施例を示す接続図
【図４】この発明のスナバ回路を備えた単相インバ−タ
を示す接続図
を示す接続図
【図５】図４に示すインバ−タのタ−ンオン動作を示す
タイムチャ−ト
タイムチャ−ト
【図６】従来のスナバ回路の一例を示す接続図
【図７】従来の個別ＲＣＤ充放電形スナバ回路を備えた
単相の電圧形インバ−タを簡略化して示す接続図
単相の電圧形インバ−タを簡略化して示す接続図
【図８】スイッチング素子のタ−ンオフ動作を示すタイ
ムチャ−ト
ムチャ−ト
【図９】スイッチング素子のタ−ンオン動作を示すタイ
ムチャ−ト
ムチャ−ト
【図１０】図７に示す電圧形インバ−タにおけるタ−ン
オン動作を示すタイムチャ−ト
オン動作を示すタイムチャ−ト
１ 半導体スイッチング素子 ２ 帰還ダイオ−ド ３ スナバ回路 ４ スナバコンデンサ ５ スナバダイオ−ド ６ 直列ア−ム ７ 放電抵抗 ９ 電源コンデンサ １０ 直流電源 １３ スナバ回路 １７ 巻線形放電抵抗器 １８ 放電抵抗ア−ム ２３ スナバ回路 ２７Ｒ 放電抵抗器 ２７Ｌ 接続線（インダクタンスＬ） ２８ 放電抵抗ア−ム ３３ スナバ回路 ３７Ｒ 放電抵抗器 ３７Ｌ リアクトル ３８ 放電抵抗ア−ム ＶAK Ａ−Ｋ間電圧 Ｉdc 電源からの供給電流 Ｉd アノ−ド電流 Ｉc スナバコンデンサの放電電流 Ｐ スイッチング損失
Claims (4)
- 【請求項１】半導体電力変換装置のブリッジ構成されて
なる半導体スイッチング素子それぞれに並列接続された
スナバダイオ−ドおよびスナバコンデンサの直列ア−ム
と、前記スナバダイオ−ドに並列接続された放電抵抗ア
−ムとからなり、前記半導体スイッチング素子のタ−ン
オフ時およびタ−ンオン時に生ずる過渡過電圧を低減す
るものにおいて、前記放電抵抗ア−ムが前記スナバコン
デンサの放電電流の立ち上がりを抑制する直列インダク
タンスを含むことを特徴とする半導体電力変換装置のス
ナバ回路。 - 【請求項２】放電抵抗ア−ムが、所定の大きさの直列イ
ンダクタンスを有する巻線形放電抵抗器からなることを
特徴とする請求項１記載の半導体電力変換装置のスナバ
回路。 - 【請求項３】放電抵抗ア−ムが、放電抵抗器と、所定の
大きさのインダクタンスを有する接続線との直列体から
なることを特徴とする請求項１記載の半導体電力変換装
置のスナバ回路。 - 【請求項４】放電抵抗ア−ムが、放電抵抗器と、所定の
大きさのインダクタンスを有するリアクトルとの直列体
からなることを特徴とする半導体電力変換装置のスナバ
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3323522A JPH05161253A (ja) | 1991-12-09 | 1991-12-09 | 半導体電力変換装置のスナバ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3323522A JPH05161253A (ja) | 1991-12-09 | 1991-12-09 | 半導体電力変換装置のスナバ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05161253A true JPH05161253A (ja) | 1993-06-25 |
Family
ID=18155632
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3323522A Pending JPH05161253A (ja) | 1991-12-09 | 1991-12-09 | 半導体電力変換装置のスナバ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05161253A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006345666A (ja) * | 2005-06-10 | 2006-12-21 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2008206282A (ja) * | 2007-02-20 | 2008-09-04 | Densei Lambda Kk | スナバ回路 |
| US8269331B2 (en) | 2005-03-23 | 2012-09-18 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power semiconductor module |
| JP2012244898A (ja) * | 2011-05-16 | 2012-12-10 | Vincotech Gmbh | コンバータモジュールにおけるスイッチング損失の低減 |
| CN102820782A (zh) * | 2012-09-18 | 2012-12-12 | 中国兵器工业第二0二研究所 | 带有功率开关元件保护电路的直流升压变换器 |
| CN111769530A (zh) * | 2020-05-21 | 2020-10-13 | 东北电力大学 | 大规模风电接入的柔性直流输电故障电流协同抑制方法 |
| JP2020180943A (ja) * | 2019-04-26 | 2020-11-05 | 日亜化学工業株式会社 | 発光ダイオードの検査装置 |
| CN113394962A (zh) * | 2020-03-13 | 2021-09-14 | 夏普株式会社 | 缓冲电路及电源装置 |
| JP2021170867A (ja) * | 2020-04-14 | 2021-10-28 | シャープ株式会社 | スナバ回路および電源装置 |
| US11956870B2 (en) | 2019-12-18 | 2024-04-09 | Nichia Corporation | Light-source device |
-
1991
- 1991-12-09 JP JP3323522A patent/JPH05161253A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8269331B2 (en) | 2005-03-23 | 2012-09-18 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power semiconductor module |
| JP2006345666A (ja) * | 2005-06-10 | 2006-12-21 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2008206282A (ja) * | 2007-02-20 | 2008-09-04 | Densei Lambda Kk | スナバ回路 |
| JP2012244898A (ja) * | 2011-05-16 | 2012-12-10 | Vincotech Gmbh | コンバータモジュールにおけるスイッチング損失の低減 |
| US8934275B2 (en) | 2011-05-16 | 2015-01-13 | Vincotech Gmbh | Switching loss reduction in converter modules |
| CN102820782A (zh) * | 2012-09-18 | 2012-12-12 | 中国兵器工业第二0二研究所 | 带有功率开关元件保护电路的直流升压变换器 |
| JP2020180943A (ja) * | 2019-04-26 | 2020-11-05 | 日亜化学工業株式会社 | 発光ダイオードの検査装置 |
| US11956870B2 (en) | 2019-12-18 | 2024-04-09 | Nichia Corporation | Light-source device |
| CN113394962A (zh) * | 2020-03-13 | 2021-09-14 | 夏普株式会社 | 缓冲电路及电源装置 |
| JP2021170867A (ja) * | 2020-04-14 | 2021-10-28 | シャープ株式会社 | スナバ回路および電源装置 |
| CN111769530A (zh) * | 2020-05-21 | 2020-10-13 | 东北电力大学 | 大规模风电接入的柔性直流输电故障电流协同抑制方法 |
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