JPH06284749A - スナバレス・インバータ - Google Patents
スナバレス・インバータInfo
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- JPH06284749A JPH06284749A JP5093661A JP9366193A JPH06284749A JP H06284749 A JPH06284749 A JP H06284749A JP 5093661 A JP5093661 A JP 5093661A JP 9366193 A JP9366193 A JP 9366193A JP H06284749 A JPH06284749 A JP H06284749A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching elements
- semiconductor switching
- circuit
- inverter
- series circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 高速スイッチングにおける電圧サージやスイ
ッチング・ノイズおよびスイッチング損失を抑制する。 【構成】 交互にオン・オフして交流の出力電流を送出
する２つの半導体スイッチング素子１と２より成る直列
回路、前記半導体スイッチング素子１と２の直列回路に
並列接続した半導体スイッチング素子３と４の直列回
路、前記半導体スイッチング素子１と２の接合点と３と
４の接合点間に挿入されたリアクタ５とコンデンサ６よ
り成る直列回路、および前記半導体スイッチング素子１
と２および３と４の直列回路に並列接続した直流電源７
によって構成した。 【効果】 共振回路の損失や発熱量も少なく、高速スイ
ッチング素子によるソフト・スイッチングを実現でき
る。
ッチング・ノイズおよびスイッチング損失を抑制する。 【構成】 交互にオン・オフして交流の出力電流を送出
する２つの半導体スイッチング素子１と２より成る直列
回路、前記半導体スイッチング素子１と２の直列回路に
並列接続した半導体スイッチング素子３と４の直列回
路、前記半導体スイッチング素子１と２の接合点と３と
４の接合点間に挿入されたリアクタ５とコンデンサ６よ
り成る直列回路、および前記半導体スイッチング素子１
と２および３と４の直列回路に並列接続した直流電源７
によって構成した。 【効果】 共振回路の損失や発熱量も少なく、高速スイ
ッチング素子によるソフト・スイッチングを実現でき
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、半導体スイッチング
素子のスイッチング時に発生する電圧サージおよびスイ
ッチング・ノイズを抑制するために設けるスナバ回路を
必要とせずスナバ損失をなくした高効率，低ノイズイン
バータに関するものである。
素子のスイッチング時に発生する電圧サージおよびスイ
ッチング・ノイズを抑制するために設けるスナバ回路を
必要とせずスナバ損失をなくした高効率，低ノイズイン
バータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ハーフブリッジ形の単相ＰＷＭインバー
タの回路構成は図３に示す通りであり、半導体スイッチ
ング素子１０４と１０５にはそれぞれ抵抗１０６とコン
デンサ１０７、および抵抗１０８とコンデンサ１０９よ
り成るスナバ回路が設けられている。半導体スイッチン
グ素子１０４がオンの時の出力電圧は＋Ｅｄとなり、半
導体スイッチング素子１０５がオンの時の出力電圧は−
Ｅｄとなるので、変調回路１１０からの制御信号によっ
て半導体スイッチング素子１０４と１０５のオン・オフ
を制御し、出力電圧が＋Ｅｄの期間と−Ｅｄの期間との
比を変えることによって所望の出力電圧を得ている。
タの回路構成は図３に示す通りであり、半導体スイッチ
ング素子１０４と１０５にはそれぞれ抵抗１０６とコン
デンサ１０７、および抵抗１０８とコンデンサ１０９よ
り成るスナバ回路が設けられている。半導体スイッチン
グ素子１０４がオンの時の出力電圧は＋Ｅｄとなり、半
導体スイッチング素子１０５がオンの時の出力電圧は−
Ｅｄとなるので、変調回路１１０からの制御信号によっ
て半導体スイッチング素子１０４と１０５のオン・オフ
を制御し、出力電圧が＋Ｅｄの期間と−Ｅｄの期間との
比を変えることによって所望の出力電圧を得ている。
【０００３】上述したインバータ回路においては、半導
体スイッチング素子１０４と１０５が交互にオン・オフ
制御されているが、インバータ回路内に存在する寄生イ
ンダクタンスと寄生容量により、スイッチングを行う際
に大きな電流サージと電圧サージが発生し、これらサー
ジによってスイッチング損失が生じる。インバータを小
型・軽量化するために高速なスイッチング素子が使用さ
れているが、この高速スイッチング素子がターンオフす
る時に発生する電圧サージｄｖ／ｄｔに対する過電圧保
護とスイッチング・ノイズの抑制およびスイッチング損
失軽減のためにスナバ回路が設けられている。このスナ
バ回路はターンオフ時にスイッチにバイパス回路を提供
し、寄生インダクタンスに蓄積されたエネルギーを吸収
し、スイッチの電圧をクランプし、サージを抑えるもの
であるが、スナバ回路としての電力損失もあり、この損
失はスイッチング周波数に比例して増大する。また、そ
れぞれの半導体スイッチング素子ごとにスナバ回路を設
ける必要があるので回路構成が複雑となり、高価格なも
のとなる。
体スイッチング素子１０４と１０５が交互にオン・オフ
制御されているが、インバータ回路内に存在する寄生イ
ンダクタンスと寄生容量により、スイッチングを行う際
に大きな電流サージと電圧サージが発生し、これらサー
ジによってスイッチング損失が生じる。インバータを小
型・軽量化するために高速なスイッチング素子が使用さ
れているが、この高速スイッチング素子がターンオフす
る時に発生する電圧サージｄｖ／ｄｔに対する過電圧保
護とスイッチング・ノイズの抑制およびスイッチング損
失軽減のためにスナバ回路が設けられている。このスナ
バ回路はターンオフ時にスイッチにバイパス回路を提供
し、寄生インダクタンスに蓄積されたエネルギーを吸収
し、スイッチの電圧をクランプし、サージを抑えるもの
であるが、スナバ回路としての電力損失もあり、この損
失はスイッチング周波数に比例して増大する。また、そ
れぞれの半導体スイッチング素子ごとにスナバ回路を設
ける必要があるので回路構成が複雑となり、高価格なも
のとなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述したスナバ回路に
代えて、高速スイッチングにおけるスイッチング損失と
スイッチング・ノイズを逓減させるために、ＬＣ共振回
路とＰＷＭインバータを結合させてＰＷＭインバータが
スイッチングの時に限って共振させ、ゼロ電圧スイッチ
ングを実現できるゼロ電圧スイッチングＰＷＭインバー
タが開発されており、ターンオン電流サージの抑制にも
有効である。しかし乍ら、共振形インバータの共振リア
クタには出力電流に重畳して共振電流が流れるので、共
振リアクタで発生する損失が多く、この損失は出力電流
の増加に比例するので効率低下が著しくなる。また、回
路構成が複雑であって部品点数も多いので、大型化を招
き、高価格となる。この発明は、上述した従来技術によ
っては解決できない、高速スイッチングに伴う各種障害
に対処できる保護手段を備えたスナバレス・インバータ
を提供しようとするものである。
代えて、高速スイッチングにおけるスイッチング損失と
スイッチング・ノイズを逓減させるために、ＬＣ共振回
路とＰＷＭインバータを結合させてＰＷＭインバータが
スイッチングの時に限って共振させ、ゼロ電圧スイッチ
ングを実現できるゼロ電圧スイッチングＰＷＭインバー
タが開発されており、ターンオン電流サージの抑制にも
有効である。しかし乍ら、共振形インバータの共振リア
クタには出力電流に重畳して共振電流が流れるので、共
振リアクタで発生する損失が多く、この損失は出力電流
の増加に比例するので効率低下が著しくなる。また、回
路構成が複雑であって部品点数も多いので、大型化を招
き、高価格となる。この発明は、上述した従来技術によ
っては解決できない、高速スイッチングに伴う各種障害
に対処できる保護手段を備えたスナバレス・インバータ
を提供しようとするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明によるスナバレ
ス・インバータは、交互にオン・オフする２つの半導体
スイッチング素子１と２より成る直列回路を直流電源に
並列接続して構成したインバータにおいて、前記半導体
スイッチング素子１と２のオン・オフと反対の周期で交
互にオン・オフする２つの半導体スイッチング素子３と
４より成る直列回路を前記直流電源に並列接続し、か
つ、前記２組の半導体スイッチング素子より成る直列回
路における半導体スイッチング素子の接合点間にリアク
タとコンデンサより成る直列回路を挿入して構成した。
ス・インバータは、交互にオン・オフする２つの半導体
スイッチング素子１と２より成る直列回路を直流電源に
並列接続して構成したインバータにおいて、前記半導体
スイッチング素子１と２のオン・オフと反対の周期で交
互にオン・オフする２つの半導体スイッチング素子３と
４より成る直列回路を前記直流電源に並列接続し、か
つ、前記２組の半導体スイッチング素子より成る直列回
路における半導体スイッチング素子の接合点間にリアク
タとコンデンサより成る直列回路を挿入して構成した。
【０００６】
【作用】図１において、半導体スイッチング素子１がオ
ンの時は直流電源７から半導体スイッチング素子１を通
って出力回路へ電流ｉU が流れるので、コンデンサ６は
出力回路側がプラスとなって充電される。続いて半導体
スイッチング素子３をオンさせるとコンデンサ６の電荷
はｉCUの矢印で示す経路で放電し、この時にＬＣ共振電
流ｉCUが流れる。ここでｉCU＞ｉU とすると半導体スイ
ッチング素子１を流れる電流は０となり、極めて短時間
の間（ｉCU−ｉU ）だけｉU と反対方向の電流が流れ
る。従って、半導体スイッチング素子１の電流０の時に
このスイッチング素子をオフとするとサージ電圧は発生
しない。
ンの時は直流電源７から半導体スイッチング素子１を通
って出力回路へ電流ｉU が流れるので、コンデンサ６は
出力回路側がプラスとなって充電される。続いて半導体
スイッチング素子３をオンさせるとコンデンサ６の電荷
はｉCUの矢印で示す経路で放電し、この時にＬＣ共振電
流ｉCUが流れる。ここでｉCU＞ｉU とすると半導体スイ
ッチング素子１を流れる電流は０となり、極めて短時間
の間（ｉCU−ｉU ）だけｉU と反対方向の電流が流れ
る。従って、半導体スイッチング素子１の電流０の時に
このスイッチング素子をオフとするとサージ電圧は発生
しない。
【０００７】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照しなが
ら説明する。図２は、この発明による三相電圧形スナバ
レス・インバータの回路構成を示すブロック図であり、
図１はこの一相分を取り出したものである。以下の説明
は図１に基づいて行うが、三相の場合における半導体ス
イッチング素子の動作も一相の場合と全く同じである。
ら説明する。図２は、この発明による三相電圧形スナバ
レス・インバータの回路構成を示すブロック図であり、
図１はこの一相分を取り出したものである。以下の説明
は図１に基づいて行うが、三相の場合における半導体ス
イッチング素子の動作も一相の場合と全く同じである。
【０００８】図１において、出力電流ｉU を供給する半
導体スイッチング素子は１と２であり、半導体スイッチ
ング素子３と４およびリアクタ５とコンデンサ６は、前
記半導体スイッチング素子１と２のスイッチング時に発
生する電圧サージ、スイッチング損失およびスイッチン
グ・ノイズを抑制するための保護回路である。即ち、直
列接続した半導体スイッチング素子１と２の接合点には
コンデンサ６が接続されており、また、直列接続された
半導体スイッチング素子３と４の接合点にはリアクタ５
が接続されている。コンデンサ６とリアクタ５を直列接
続して共振回路を構成しており、半導体スイッチング素
子１と３が同時にオンの時、または、半導体スイッチン
グ素子２と４が同時にオンの時に直列共振する。
導体スイッチング素子は１と２であり、半導体スイッチ
ング素子３と４およびリアクタ５とコンデンサ６は、前
記半導体スイッチング素子１と２のスイッチング時に発
生する電圧サージ、スイッチング損失およびスイッチン
グ・ノイズを抑制するための保護回路である。即ち、直
列接続した半導体スイッチング素子１と２の接合点には
コンデンサ６が接続されており、また、直列接続された
半導体スイッチング素子３と４の接合点にはリアクタ５
が接続されている。コンデンサ６とリアクタ５を直列接
続して共振回路を構成しており、半導体スイッチング素
子１と３が同時にオンの時、または、半導体スイッチン
グ素子２と４が同時にオンの時に直列共振する。
【０００９】次に、この発明のスナバレス・インバータ
の動作を図４によって説明する。図４は半導体スイッチ
ング素子１（スイッチＳ1 ）と２（スイッチＳ2 ）およ
び３（スイッチＳ3 ）と４（スイッチＳ4 ）のオン・オ
フ動作と、これに伴うコンデンサ６への充電電圧と前記
半導体スイッチング素子１と２を流れる電流を示してい
る。スイッチＳ1 がオンの時にコンデンサ６はスイッチ
Ｓ1 側がプラスに充電されるが、スイッチＳ1 がオフと
なる前にスイッチＳ3 がオンとなると、コンデンサ６の
充電電荷はスイッチＳ1 ，スイッチＳ3 ，リアクタ５，
コンデンサ６を通って放電する。この時、リアクタ５の
インダクタンスＬとコンデンサ６の静電容量Ｃとが直列
共振し、スイッチＳ1 を流れる出力電流ｉU と反対方向
に流れる直列共振電流ｉCUが発生する。ｉCU＞ｉU とす
るとスイッチＳ1 の電流は０となり、（ｉCU−ｉU ）の
電流が極めて短時間だけｉU と反対方向にスイッチＳ1
を流れる。従って、スイッチＳ1電流が０のときにスイ
ッチＳ1 をオフとすると電圧サージもスイッチング・ノ
イズも発生しない。スイッチＳ2 とスイッチＳ4 の関係
も、上述したスイッチＳ1 とスイッチＳ3 の関係と同様
であるので説明は省略する。上述した直列共振回路の交
流等価抵抗を小さくして回路のＱを大きくすると、共振
電流は共振周波数において共振電流曲線が尖鋭になる。
従って、スイッチング周波数、ＬとＣによって決まる共
振周波数および回路のＱを適宜選択することによって共
振回路損失を低減させることができ、共振電流の発生期
間を短時間にすると回路の発熱量を抑制できる。
の動作を図４によって説明する。図４は半導体スイッチ
ング素子１（スイッチＳ1 ）と２（スイッチＳ2 ）およ
び３（スイッチＳ3 ）と４（スイッチＳ4 ）のオン・オ
フ動作と、これに伴うコンデンサ６への充電電圧と前記
半導体スイッチング素子１と２を流れる電流を示してい
る。スイッチＳ1 がオンの時にコンデンサ６はスイッチ
Ｓ1 側がプラスに充電されるが、スイッチＳ1 がオフと
なる前にスイッチＳ3 がオンとなると、コンデンサ６の
充電電荷はスイッチＳ1 ，スイッチＳ3 ，リアクタ５，
コンデンサ６を通って放電する。この時、リアクタ５の
インダクタンスＬとコンデンサ６の静電容量Ｃとが直列
共振し、スイッチＳ1 を流れる出力電流ｉU と反対方向
に流れる直列共振電流ｉCUが発生する。ｉCU＞ｉU とす
るとスイッチＳ1 の電流は０となり、（ｉCU−ｉU ）の
電流が極めて短時間だけｉU と反対方向にスイッチＳ1
を流れる。従って、スイッチＳ1電流が０のときにスイ
ッチＳ1 をオフとすると電圧サージもスイッチング・ノ
イズも発生しない。スイッチＳ2 とスイッチＳ4 の関係
も、上述したスイッチＳ1 とスイッチＳ3 の関係と同様
であるので説明は省略する。上述した直列共振回路の交
流等価抵抗を小さくして回路のＱを大きくすると、共振
電流は共振周波数において共振電流曲線が尖鋭になる。
従って、スイッチング周波数、ＬとＣによって決まる共
振周波数および回路のＱを適宜選択することによって共
振回路損失を低減させることができ、共振電流の発生期
間を短時間にすると回路の発熱量を抑制できる。
【００１０】上述したように、半導体スイッチング素子
のターンオフのとき発生する電圧サージを抑制するため
に、ＲＣスナバ，ＲＣＤスナバおよびＬＣスナバ等が開
発されている。これらのスナバ回路は保護する半導体ス
イッチング素子に並列挿入されているので、これらのス
ナバ回路を備えたインバータの回路構成は複雑化するば
かりでなく、スナバ回路損失の発生は免れず、この発明
によるスナバ回路を必要としないスナバレス・インバー
タより回路の変換効率が低下したものとなる。
のターンオフのとき発生する電圧サージを抑制するため
に、ＲＣスナバ，ＲＣＤスナバおよびＬＣスナバ等が開
発されている。これらのスナバ回路は保護する半導体ス
イッチング素子に並列挿入されているので、これらのス
ナバ回路を備えたインバータの回路構成は複雑化するば
かりでなく、スナバ回路損失の発生は免れず、この発明
によるスナバ回路を必要としないスナバレス・インバー
タより回路の変換効率が低下したものとなる。
【００１１】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によるス
ナバレス・インバータは、交互にオン・オフする半導体
スイッチング素子１と２の直列回路を直流電源間に並列
接続して構成したインバータにおいて、前記半導体スイ
ッチング素子１と２と反対の周期で交互にオン・オフす
る２つの半導体スイッチング素子３と４より成る直列回
路を前記直流電源に並列接続し、かつ、前記半導体スイ
ッチング素子１と２の接合点に接続したコンデンサと前
記半導体スイッチング素子３と４の接合点に接続したリ
アクタとの直列回路を前記２組の半導体スイッチング素
子より成る直列回路間に設けたものである。出力電流が
流れる半導体スイッチング素子１または２がオフとなる
前に半導体スイッチング素子３または４をオンさせて直
列共振電源を発生させ、半導体スイッチング素子１また
は２の出力電流が０になるようにしてターンオフさせる
と電圧サージもスイッチング・ノイズも発生しない。ま
た、共振回路を流れる共振電流は極めて短時間であるの
で回路損失や発熱量も少なく、ソフト・スイッチングを
実現できる。
ナバレス・インバータは、交互にオン・オフする半導体
スイッチング素子１と２の直列回路を直流電源間に並列
接続して構成したインバータにおいて、前記半導体スイ
ッチング素子１と２と反対の周期で交互にオン・オフす
る２つの半導体スイッチング素子３と４より成る直列回
路を前記直流電源に並列接続し、かつ、前記半導体スイ
ッチング素子１と２の接合点に接続したコンデンサと前
記半導体スイッチング素子３と４の接合点に接続したリ
アクタとの直列回路を前記２組の半導体スイッチング素
子より成る直列回路間に設けたものである。出力電流が
流れる半導体スイッチング素子１または２がオフとなる
前に半導体スイッチング素子３または４をオンさせて直
列共振電源を発生させ、半導体スイッチング素子１また
は２の出力電流が０になるようにしてターンオフさせる
と電圧サージもスイッチング・ノイズも発生しない。ま
た、共振回路を流れる共振電流は極めて短時間であるの
で回路損失や発熱量も少なく、ソフト・スイッチングを
実現できる。
【図１】この発明によるスナバレス・インバータにおけ
る代表的な回路構成を示すブロック図。
る代表的な回路構成を示すブロック図。
【図２】この発明による三相電圧形スナバレス・インバ
ータの回路構成を示すブロック図。
ータの回路構成を示すブロック図。
【図３】従来のスナバ回路を備えたハーフブリッジ形イ
ンバータの回路構成を示すブロック図。
ンバータの回路構成を示すブロック図。
【図４】この発明によるスナバレス・インバータの回路
の動作波形図。
の動作波形図。
１，２ 主回路用の半導体スイッチング素子 ３，４ バイパス回路用の半導体スイッチング素子 ５ リアクタ ６ コンデンサ ７ 直流電源
Claims (1)
- 【請求項１】 交互にオン・オフする２つの半導体スイ
ッチング素子（１）と（２）より成る直列回路を直流電
源に並列接続すると共に、前記半導体スイッチング素子
（１）と（２）の接合点に設けた出力回路から交流電力
を送出するインバータにおいて、 前記半導体スイッチング素子（１）と（２）のオン・オ
フと反対の周期で交互にオン・オフする２つの半導体ス
イッチング素子（３）と（４）より成る直列回路を前記
直流電源に並列接続すると共に、 前記半導体スイッチング素子（１）と（２）の接合点に
接続したコンデンサと前記半導体スイッチング素子
（３）と（４）の接合点に接続したリアクタより成る直
列回路を前記２組の半導体スイッチング素子より成る直
列回路間に挿入することによってバイパス回路を構成
し、 前記半導体スイッチング素子（１）と（３）のスイッチ
ング周期および前記半導体スイッチング素子（２）と
（４）のスイッチング周期を調整することにより、 前記半導体スイッチング素子（１）と（２）のスイッチ
ング時に発生する電圧サージを抑制すると共に回路の寄
生容量に起因する電荷の充放電を制御することを特徴と
するスナバレス・インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5093661A JPH06284749A (ja) | 1993-03-29 | 1993-03-29 | スナバレス・インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5093661A JPH06284749A (ja) | 1993-03-29 | 1993-03-29 | スナバレス・インバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284749A true JPH06284749A (ja) | 1994-10-07 |
Family
ID=14088580
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5093661A Pending JPH06284749A (ja) | 1993-03-29 | 1993-03-29 | スナバレス・インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06284749A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6172882B1 (en) | 1998-12-22 | 2001-01-09 | Tdk Corporation | Partial resonance PWM converter |
| WO2013001142A1 (en) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | Nokia Corporation | Load driver, processor controlled load driver, and computer program |
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| WO2022022977A1 (de) * | 2020-07-30 | 2022-02-03 | BSH Hausgeräte GmbH | Haushaltsgerätevorrichtung |
-
1993
- 1993-03-29 JP JP5093661A patent/JPH06284749A/ja active Pending
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| WO2022022977A1 (de) * | 2020-07-30 | 2022-02-03 | BSH Hausgeräte GmbH | Haushaltsgerätevorrichtung |
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