JPH03103079A - Ｇｔｏサイリスタを用いた電力変換回路に於けるエネルギの回生装置及びその方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、インバータに於けるスナバ（ｓｎｕｂｂｅｒ
）回路に関し、特に、変圧器（インダクタ）により電源
に回生ずるスナバ回路に関する。

（従来技術の説明） シリコン制御整流器、即ち、サイリスタは、最近の３０
年間電力分野に使用される重要な半導体デバイスであっ
た。

サイリスタは、他の半導体デバイスよりも電力定格が高
いこと、及びデバイス自体の破壊がない状態で重過負荷
で取り扱うことができる内部の電流ラッチ特性を有する
のでサイリスタが大容量のインバータに使用されてきた
。

ところで、サイリスタは、負荷電流を逆方向にするかサ
イリスタの端子間電圧を逆にするデバイスのような外部
の手段によって強制的にターンオフする必要がある。イ
ンバータの分野では補助デバイスにより制御されるイン
パルス信号がサイリスクをターンオフする手段として最
も広く使用されている。

このように、最近の５年間では大電力のインバータにお
いては補助転流回路を要求するため構成は複雑となるが
、サイリスクを用いたインバータが普及している。

一方、ゲートターンオフサイリスタ（略称ＧＴＯ）が、
電力定格５００ＫＷ以上のインバータ及びコンバータの
分野に使用され始めた。ＧＴＯは、通常のサイリスクに
使用される転流手段と比較して低電力のゲート信号で制
御できるので、最も簡単なインバータ回路としては、２
個のＧＴＯと２個の逆並列のダイオードと電圧電流制御
用のスナバ回路（スナバ）とを含むものでよい。ＧＴＯ
は、高エネルギのパルスによるターンオフ回路を必要と
しないために広く普及されている。ターンオフ回路を必
要としない代わりに、ターンオフパルス信号がＧＴＯを
ゲートオフするために印加される。

ＧＴＯは、サイリスクの電力定格に近いところから、製
造業者は、とりわけ大電力用ＧＴＯの開発に力を注いで
いる。

（従来技術の問題点） 他の半導体デバイスでも同様であるが、Ｇ　’Ｉ’　０
の電流及び電圧の変化に対応してスナバ回路を使用する
必要がある。これらスナバ回路の使用によりてインバー
タの運転効率を規制する電力損失の原因となる。以前で
はサイリスタで取り扱う分野にＧＴＯを適用する場合、
転流回路を除外することとスナバ回路の素子の容量を増
やす以外殆ど変更をしないで済む。

転流回路の電力損失に代わり、今度は、スナバ及びゲー
ト回路に於ける電力損失が問題となる。

スナバ回路での電力損失を減らす回路が考えられている
が、それにはＧＴＯサイリスタを更に増やし高電圧素子
が必要になってくる。

例えば、数ＫＶ範囲の大電力ＧＴＯインバータでは、最
大出力電力の１％から２％までの電力を消費するスナバ
回路を有する。従って、ＧＴＯスナバ回路を使用したイ
ンバータが最大ＩＭＷ（メガワット）（ＩＯＯＯＫＷ）
の出力電圧を生じるとしたら、ＧＴＯスナバ回路は、Ｉ
ＯＫＷから２０ＫＷの電力消費となる。１８０Ｈｚ出力
周波数で運転する場合、ＧＴＯインバータでは、その１
％から２％までの電力損失となる。

その結果、簡単な構成のインバータとの同調を減らす手
段としてのパルス幅変ｇ（ＰＷＭ）は、非常に大きい電
力損失があり使用できない。

大電力用インバータでは、スナバ回路での電力損失によ
り発生した熱を除去する問題を解決するには冷却システ
ムを構築したり回路の仕様に制限を設けることになる。

スナバ回路に関係しタコンデンサ及びインダクタの容量
は、ＧＴＯのパラメータの制限条件に応じて変わるので
、上記電力の損失を大幅に減少させるためには電力の回
生以外にない。この電力は負荷側に移すか、あるいは、
ＤＣバス上の電源に回生させる必要がある。

本発明の目的は、スナバ回路からの貯蔵エネルギを最小
の電気素子で電源側に戻すインバータを提供することに
ある。

又、本発明の別の目的は、スナバ回路からのエネルギを
ＤＣ電源バスに戻すことが可能でありＧＴｏに逆電圧を
印加するＧＴＯサイリスタを用いたインバータ回路に於
けるエネルギ回生装置及びその方法を提供することにあ
る。

（問題点を解決するための手段及び作用）上記目的を達
成するため、本発明に係る電力回路の一部の過渡信号補
償を伴うエネルギを再貯蔵しその後前記回路部分を転流
する方法は、選択された極性の信号を受信する第１及び
第２のスイッチングデバイスと、前記第１及び第２のス
イッチングデバイスに直列に接続された第１のリアクタ
ンス素子と、シャントキャパシタンス素子と、第２のリ
アクタンス素子と、前記第１のリアクタンス素子にはタ
ップを有し、該タップから信号を前記第２のリアクタン
ス素子の第１電極に供給し、前記第２のリアクタンス素
子には接合部に並列に接続された第１及び第２の部分を
有し、前記接合部には、逆並列の第１及び第２ダイオー
ドが接続され、又、前記第２のリアクタンス素子の第２
電極には逆並列の第１及び第２回生用ダイオードが接続
されてなる電力変換回路に於いて、前記信号の転流から
エネルギを発生させ、］ｌ汀記キャパンタンス及び第１
リアクタンス素子に於けるエネルギを貯蔵し、前記第１
及び第２スイッチングデバイスに逆極性の信号を供給す
る工程を含む前記エネルギを電源に移す工程からなるこ
とを特徴とする。

更に、本発明に係る電源の電気信号の過渡状態を電力損
失なく消滅（スナブ）する直流の電力変換回路は、電源
からの選択極性を有する信号のみ受信するよう構成され
た第１及び第２の直列結合した対称スイッチングデバイ
スと、前記第１及び第２スイッチングデバイス間に直列
に接続した信号用タップを有する第１のリアクテタンス
素子と、前記第１及び第２スイッチングデバイスに接続
されたシャントキャパシタンス及びインダクタンス素子
と、前記第１のリアクタンス素子のタップに接続された
第１の電極と、その接合部に対し直列に接続された第１
及び第２部分とを有し、前記接合部に対し逆並列に構成
された第１及び第２ダイオードが接続され、且つ、第２
の電極を有し前記第２の電極に対し第１の回生ダイオー
ド及び第２の回生ダイオードを有した第２の回生リアク
タンス素子とからなり、前記第２のリアクタンス素子と
第１及び第２の回生リアクタンス素子とは、前記第２の
リアクタンス素子と第１及び第２ダイ才−ドとが選択値
の逆極性信号電圧を前記第１及び第２のスイッチングデ
バイスに印加するように構成され、電力変換回路の一部
分に貯蔵された消滅（スナブ）信号を伴うエネルギを前
記電源に戻すことが可能なように構成されたことを特徴
とする。

（実施例） 以下、本発明に係るＧＴＯサイリスクを用いたインバー
タ回路の回生装置及びその方法を図面を参照して説明す
る。

第１図は、公知のサイリスク強制転流式スプリット“Ｃ
〃インバータ回路ＩＯを示す。

第１図に於けるインバータ回路ＩＯは、サイリスタｌ２
、ｌ４、１６、１８、ダイオード２０、２２、及びイン
ダクタ２４、２６、２８とからなる。デバイス間に必要
なスナバの抵抗−コンデンサ（Ｒ−Ｃ）回路網（図示せ
ず）が有るが、これら回路網は、電圧上昇率及び最大オ
ーバショットを６００Ｈｚまでの周波数範囲について多
量の電力消費なしで制限するものである。

転流回路が大形化する主な理由は、インバータのピーク
出力電流定格の１４０％から１６０％までのパルスを発
生しなければならないことである。

一方、ＧＴＯは、最大定格の１％以下の低電圧パルスを
利用しており、最悪でも負荷電流の２５％以下のピーク
電流を必要としている。従って、ＧＴｏを使用するイン
バータは、小型化され、補助転流式サイリスクよりも費
用の点で安くすむ。

第２図は、公知のＧＴＯを用いたインバータ回路３０を
示す。本インバータ回路３０は、ＧＴＯ３２、３４とダ
イオード３６、３８とを有する。

スナバ回路４０、４２は、対応ＧＴＯのターンオフ時の
電力消費を制限しデバイス全体のダメージを抑える。又
、直列接続のインダクタ４４がインバータ回路３０に直
列に挿入されている。この直列接続のインダクタ４４は
、回路の電流上昇率（ｄｉ　／　ｄ　ｔ　）を制限する
。ダイオード３６、３８は、ＧＴＯ３２、３４と逆並列
接続になっている。従って、ＧＴＯ３２、３４に現れる
逆電圧の発生を防止する。

更に、第２図のように、抵抗４６がイングクタ４４に並
列に、抵抗４８がコンデンサ５２に並列に、抵抗５０が
コンデンサ５４に、各々、並列接続されている。尚、第
２図に於いてスイッチング動作が起きる毎に、貯蔵エネ
ルギが抵抗を介して消費することにより除去されること
である。

回路動作周波数を制限することにより効率が９５％以上
のインバータを製造することは可能である。しかしなが
ら、１８０１｛ｚでは３相ブリッジの電圧を制御する最
少周波数、減衰抵抗列の値及びその電力消費はサイリス
タの転流回路と同じである。

コンデンサからエネルギを除去する時に伴う電力消費を
減少させる手段としてインダクタを付加して共振放電を
行う回路を使用することが挙げられる。インダクタから
エネルギを除去する手段は、インダクタ間の電圧を逆に
させることが挙げられる。ＤＣバスに接続されたダイオ
ードを使用することで、この逆電圧を発生させるならば
、インダクタ内のエネルギは非常に低い電力消費で電源
に回生させることができる。第２図の回路３０では、イ
ンダクタ４４に余分の巻線を加えることでエネルギの回
生を盛り込むことであろう。しかしながら、この解決方
法では、大きな制限が生じる。即ち、第２図のクランブ
用ダイオード３６、３８の電圧定格が最大電源電圧の５
倍からｌＯ倍必要になる。例えば、３０００ＶのＤＣバ
スに対し電圧定格は３０ＫＶとなる。

第３図は、本発明に係るＧＴＯサイリスタを用いたイン
バータ回路５６の実施例を示す。

インバータ回路５６は、中間タップ付き変圧４６４を利
用して、回生用コンデンサの放電と直列接続の（ｄｉ／
ｄｔ）インダクタの回生エネルギをＤＣバスに回生ずる
ことが特徴である。該回路５６には、回生時逆電圧を制
御する対称型ＧＴＯ５８、６０を有する。又、回虫用変
圧器６２が加えられその貯蔵エネルギをＤＣバスに戻し
ている。

第２図のシングルエンデッドリアクタ４４の代わりに、
２個のＧＴＯの間にタップ付き変圧器６４が挿入されて
いる。逆並列ダイオード６５、６６は、帰還ダイオード
が各ＧＴＯ間に直接接続した第２図の場合と比較して、
回生用変圧器６２の夕・ツブ（接合部）６８に接続され
ている。そして第３図に於いては、逆電圧が各ＧＴＯ間
に現れる。更に、上記インバータ回路５６も、第１図、
第２図と同様に回生用ダイオード７０、７２を有する。

尚、各ＧＴＯに対し過渡電圧を制限するスナバ回路が設
けられているが、この回路は第３図では簡単な形にして
いる。

以下、第３図のインバータ回路５６の動作を第３図以降
の図面を参照して説明する。

第４図の左上の矢印に示す方向に、電流が流れたと仮定
する。回生用変圧器６４は、電流変化率（ｄＬ／ｄｔ）
を制限するものである。回生用変圧器６４は、第１部分
７４と第２部分７６とからなる。尚、該巻線部分は磁束
の飽和はないものとする。この時回生用変圧器６４の貯
蔵エネルギ（Ｅ）は、以下の式で示される。即ち、Ｅ＝
１／２Ｌ　７４＊　Ｉ　”である。この式で、Ｌ？４は
、第１部分７４のインダクタンス（Ｈ）を示し、■は、
第１部分７４を通過する電流値を示す。

一方、別の回生用変圧器６２は、インダクタＬ７８、Ｌ
８。を有する第１及び第２部分７８、８０からなる。こ
の回生変圧器６２は、インダクタンスＬｖｓ、Ｌｌｌ０
を有する第１及び第２部分７８、８０からなる。変圧器
６２は、専用のギャップがなく第１部分７８に電流が流
れる方向で飽和する。ＧＴＯ５８がスイッチオフすると
、対応する磁界に貯蔵されたエネルギ（電力）の為に各
変圧器を継続的に流れなければならない。従って、ｄ　
ｉ　／　ｄｔリアクタ６４間の電圧は、逆になり回路に
よって制限される値になる。

次に、ＧＴＯ６０（ゲートへの接続関係を略した）を閉
じる（ターンオン）ことにより第５図に示す電流経路と
なる。　Ｌ７４１　Ｌ７８で示すインダクタンス値が等
しいならば、ｄ　ｉ　／　ｄ　ｔインダクタ６４上の電
流は負荷時の電流の逆の方向となり、第２部分８０に流
れる電流は、第１及び第２部分７８、８０を構成する巻
線の二乗の比に変圧器コアの飽和点に到達する前に回生
変圧器の磁界に貯蔵されるエネルギにより生じた小さい
値の電流墳を加えたものに等しい。更に、密結合したイ
ンダクタの場合、即ち、結合係数が１に近いインダクタ
の場合、ｄ　ｉ　／　ｄ　ｔ変圧器６４の中間タツプ８
２の電圧は、ＤＣバスの電圧Ｖｏｃ＊に等しくなる（Ｌ
７ｓ／Ｌａｏ）ａ尚、逆並列ダイオード６６は、最大負
荷電流を取り込む。即ち、ｄｉ／ｄｔ変圧器６４に戻る
電流とその回生変圧器６４の励磁電流の和である。

ｄｉ／ｄｔ変圧器を流れる電流は、ｖ　ＤＣ＊　（　Ｎ
．．／Ｎ．。）／Ｌ，７８に等しい割合で降下する。

尚、Ｎ　７ａ／　Ｎ　ｓｏは、変圧器６２の第１部分７
８、及び第２部分８０間の巻数比に対応する。

回生用変圧器を介して流れる励磁電流には、その励磁電
流自身による電流の降下がある。しかしながら、主たる
電流は、ｄｉ／ｄＬ変圧器に貯蔵されたエネルギの関数
となる。

変圧器第２部分８０からＤＣバスまでのａＸ′ｔＮ．の
方向は、第２図の回路でのエネルギ消費の方向とは逆に
電源に戻るエネルギを示す。

上記のように、ｄｉ／ｄｔ変圧器からの貯蔵エネルギは
、抵抗にて消費するのではなく電源に戻すことにより除
去できる。尚、回生用変圧器の巻数比及びＤＣ供給電圧
に応じ、制限値を有する負極電圧がｄｉ／ｄｔ変圧器の
巻線に現れる。夕一ンオフさせるＧＴＯの電圧は、供給
電圧とｄｉ／ｄｔ変圧器間の総電圧を加えたものである
。この総電圧は、Ｎ７８／Ｎ８ｏが１に等しいならば中
央タップ８２の電圧の２倍に等しい。従って、電圧はＤ
Ｃ供給電圧の１．２倍に等しい。

実際には、変圧器又はインダクタの巻線間を完全に結合
することは可能ではない。又、上記回路性能にはコンデ
ンサ及びスナバ回路に接続された回路素子を含まない。

第６図は、スナバ回路の回路性能の効果を示す第３図の
インバータ回路の一部を示す。第３図から第５図までに
示す回路素子とは別に、第６図のようにスナバ回路８４
、８６は、コンデンサ８８、インダクタ９０、コンデン
サ９２、及びインダクタ９４からなる。

上側ＧＴＯがターンオンし負荷電流が（第６図矢印のよ
うに）流れる時、供給電圧に等しい電圧がｄ　ｉ　／　
ｄ　ｔ変圧器の上側部分に生じる。変圧器の作用により
、同じ電圧がｄｉ／ｄｔ変圧器の下側部分に現れる。ダ
イオード６６、７２のダイオード電圧降下の差により回
生用変圧器に僅かの電圧が現れる。コンデンサに於ける
電圧は、瞬間的に変化しない。その結果、インダクタ９
０、９４間に定格電圧が現れる。これらリアクタ（イン
ダクタ）９０、９４は、ｄ　ｉ　／　ｄ　ｔ変圧器６４
の各半分（７４、７６）の５０％タップに接続される。

従って、インダクタ９０、９４間の電圧は、供給電圧の
５０％に等しい。

スナバ回路８４、８６の各インダクタとコンデンサは、
直列の共振回路を構成する。ｄｉ／ｄｔインダクタの半
分部分に対しバス電圧を維持しつつダイオード（９６、
９８）に負荷電流が流れる限り、共振回路は、半サイク
ルのパルス周期を受ける。この周期は、コンデンサの電
圧をバス電圧の２Ｉ／２だけ変化させる。それ以上の変
化は、インダクタ９０、９４と直列に接続されたダイオ
ード９６、９Ｂによって停まる。この共振パルス周期が
十分に短いならば、ターンオンするＧＴＯに接続された
コンデンサが放電され電流転送ダイオードと逆並列のＧ
ＴＯのスナバ回路のコンデンサが供給バスの逆電圧にま
で充電される。

しかしながら、ｄ　ｉ　／　ｄ　ｔ変圧器の半分部分間
のバス電圧と共に、その間の電流が増大しダイオードを
介する電流を減らす。回生用変圧器のアンペアターンＣ
ＡＴ］は、低いままであり、ダイオード６６を介して流
れる電流とダイオード６６に接続される巻線とも低いま
まであり、その結果、ｄｉ／ｄｔ変圧器（リアクタ）と
再生用変圧器の出力部分との間のアンペアターン［ＡＴ
］の平衡を取っている。

ダイ才一ド６６を流れる電流が零になる時、変圧器６４
の端子電圧は電流を維持するのに必要な方向に変化する
（レンツの法則）。

回路のコンデンサの効果を無視すると、ダイオード６５
が正方向にバイアスされるまで、上記電圧が増加する。

該ダイ才一ド６６は、伝送状態に入る。Ｎ６。の巻き数
を有する回生用変圧器第２部分８０間の電圧は、供給部
分に等しい。一方の変圧器第１部分７８間の電圧Ｖ７８
は、Ｖ　？　ＩＩ　＝　Ｖ　ｏｃ　＊Ｎ７ｅ／Ｎ８ｏで
示される。ｄ　ｉ　／　ｄ　ｔ変圧器の中央タップ８２
の電圧は、第１部分７８間の電圧分供給電圧以上に上昇
する。変圧器の作用により変圧器間の総電圧Ｖ　８４＝
　２　＊　Ｎ　？８＊　Ｖ　ｏｃ／　Ｎ　ｓｏを示す。

ＧＴＯでは、この電圧Ｖ６４と供給電圧とを加えたもの
が印加される。

回生用変圧器６２には、微量の電圧が現れる。

第１部分７８に流れる電流は、第２部分８０からのＮ　
？　１１　／　Ｎ　ｓ。で決まる電流により平衡が取れ
る。

上記回生用変圧器間の電圧と共に、回生用変圧器に励磁
電流と磁束が形成する。ダイオード６５に流れる電流が
ゼロに近接すると、スナバ回路の共振キャパシタンス部
分は、ダイオードのターンオフに必要な時間に応じた値
だけのエネルギを貯蔵している。

ｉ１１ｓｐｉｃｅＪコンピュータプログラムにより実施
化されたアルゴリズムを使用してスナバ回路のコンデン
サがＧＴＯターンオフ以前に放電することを確認する為
回路条件をシミュレートすることは可能であり、特に、
この放電がインダクタを介して行われることも重要であ
る。加えて、インダクタの貯蔵エネルギの大部分は、Ｄ
Ｃバスに回生用変圧器を介して戻る。

殆どの場合、逆並列のダイオードが伝導状態を停ｄ−す
る時間はスナバ回路のコンデンサが放電する時間より短
い。ＧＴＯ５８間のスナバ回路のコンデンサ８８が放電
するとき、インダクタ９０を流れる電流がある。電流の
減少する割合は、ダイオード間の電圧降下、直列抵抗間
の電圧降下、及びｄｉ／ｄｔ変圧器の誘起電圧に応じる
。

第７図は、ＧＴＯが伝導状態になる時の電流状態を第３
図に示す回路構成を使用して示す。

第７図より、ｄ　ｔ　／　ｄ　ｉ変圧器の２次側の極性
が一次側の極性と同じでｄ　ｉ／ｄ　ｔ変圧器間の電圧
が負であれば、インダクタ９０の電流は、実際に増加す
ることがわかる。

従って、回路設計者は、実際には、変圧器結合の極性を
逆にしてインダクタンス９０からのエネルギをＤＣバス
を介して電源に戻すように選択するとよい。インダクタ
９０の電圧を逆にすれば、インダクタの二次側巻線によ
りＧＴＯゲートの駆動部に電力を供給するためにエネル
ギは利用可能である。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明に係るＧＴＯサイリスタを
用いたインバータ回路に於けるエネルギ回生装置及びそ
の方法は、以下の効果を有する。

ａ）ｄｉ／ｄｔリアクタに貯蔵されたエネルギは、ＤＣ
バスに回生されて戻る。

ｂ）スナバ放電回路のインダクタにより最小時間でコン
デンサが放電される。

Ｃ）スナバ回路のエネルギは、回生用変圧器を介して回
復されるか、ゲート又は論理電源に戻す。

ｄ）回生用回路には他の回路素子や能動素子より５０％
以上高い定格のダイオードを必要としない。

以上簡単な装置構成で電力損失がなく貯蔵エネルギをス
ナバ回路を介し電源側に戻すことが可能である。その他
、優れた効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、公知のサイリスクインバータ回路の概略構成
図を示す。 第２図は、貯蔵エネルギを抵抗で消費する公知のインバ
ータ回路の概略構成図を示す。 第３図は、本発明に係るＧＴＯを用いたインバータ回路
の貯蔵エネルギ回生装置の簡略構成図を示す。 第４図及び第５図は、第３図に於けるＧＴＯサイリスタ
の回路の動作を示す簡略構成図を示す。 第６図及び第７図は、第３図に於ける回路のスナバ回路
の効果を説明した簡略構成図を示す。 （符号の説明） ５６・・・インバータ、５８、６０・・・ＧＴｏ，６５
、６６、７０、７２、９６、９８・・・ダイオード、６
２、６４・・・タップ付き変圧器、８８、９２・・・コ
ンデンサ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. （１）選択された極性の信号を受信する第１及び第２の
   スイッチングデバイスと、前記第１及び第２のスイッチ
   ングデバイスに直列に接続された第１のリアクタンス素
   子と、シャント（ｓｈｕｎｔ）キャパシタンス素子と、
   第２のリアクタンス素子と、前記第１のリアクタンス素
   子にはタップを有し、該タップから信号を前記第２のリ
   アクタンス素子の第１電極に供給し、前記第２のリアク
   タンス素子には、接合部に並列に接続された第１及び第
   ２の部分を有し、前記接合部には、逆並列の第１及び第
   ２ダイオードが接続され、又、前記第２のリアクタンス
   素子の第２電極には逆並列の第１及び第２回生用ダイオ
   ードが接続されてなる電力変換回路に於いて、 前記信号の転流からエネルギを発生させ、 前記キャパシタンス及び第１リアクタンス素子に於ける
   エネルギを貯蔵し、 前記第１及び第２スイッチングデバイスに逆極性の信号
   を供給する工程を含む前記エネルギを電源に移す工程か
   らなることを特徴とする電力変換回路の一部の過渡信号
   補償を伴うエネルギを再貯蔵しその後前記回路部分を転
   流する方法。
2. （２）電源からの選択極性を有する信号のみ受信するよ
   う構成された第１及び第２の直列結合した対称スイッチ
   ングデバイスと、 前記第１及び第２スイッチングデバイス間に直列に接続
   した信号用タップを有する第１のリアクテタンス素子と
   、 前記第１及び第２スイッチングデバイスに接続されたシ
   ャントキャパシタンス及びインダクタンス素子と、 前記第１のリアクタンス素子のタップに接続された第１
   の電極と、その接合部に対し直列に接続された第１及び
   第２部分とを有し、前記接合部に対し逆並列に構成され
   た第１及び第２ダイオードが接続され、且つ、第２の電
   極を有し前記第２の電極に対し第１の回生ダイオード及
   び第２の回生ダイオードを有した第２の回生リアクタン
   ス素子とからなり、前記第２のリアクタンス素子と第１
   及び第２の回生リアクタンス素子とは、前記第２のリア
   クタンス素子と第１及び第２ダイオードとが選択値の逆
   極性信号電圧を前記第１及び第２のスイッチングデバイ
   スに印加するように構成され電力変換回路部分に貯蔵さ
   れた消滅（スナブ）信号を伴うエネルギを前記電源に戻
   すことが可能なように構成されたことを特徴とする前記
   電源の電気信号の過渡状態を電力損失なく消滅（スナブ
   ）する直流の電力変換回路。
3. （３）前記第１及び第２のスイッチングデバイスは、ゲ
   ートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）からなることを特
   徴とする請求項第２項記載の電力変換回路。
4. （４）前記第１のリアクタンス素子のタップは、前記第
   １のリアクタンス素子を等しいインダクタンス値を有す
   る２つの部分に分割することを特徴とする請求項第２項
   記載の電力変換回路。
5. （５）前記第２のリアクタンス素子は、回生用変圧器か
   らなることを特徴とする請求項第２項記載の電力変換回
   路。
6. （６）前記第１のリアクタンス素子は、タップ付き変圧
   器（ａｕｔｏｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）からなることを
   特徴とする請求項第２項記載の電力変換回路。
7. （７）前記逆信号電圧値は、前記回生用変圧器の巻数比
   と前記電源の信号のＤＣ電圧とに応じることを特徴とす
   る請求項第５項記載の電力変換回路。
8. （８）前記逆信号電圧は、前記電源信号電圧値と前記第
   １のリアクタンス素子全体にかかる電圧値との和に略等
   しいことを特徴とする請求項第３項記載の電力変換回路
   。