JP3687424B2 - パルス電源装置 - Google Patents
パルス電源装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3687424B2 JP3687424B2 JP20556799A JP20556799A JP3687424B2 JP 3687424 B2 JP3687424 B2 JP 3687424B2 JP 20556799 A JP20556799 A JP 20556799A JP 20556799 A JP20556799 A JP 20556799A JP 3687424 B2 JP3687424 B2 JP 3687424B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pulse
- capacitor
- saturable reactor
- stage capacitor
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Lasers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、エキシマレーザ等のパルス駆動型装置に適用するパルス電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エキシマレーザ等のパルス駆動電源には、従来のサイラトロンに代わって、半導体スイッチ素子と磁気パルス圧縮回路を用いたパルス電源装置に置き換わりつつある。特にパルス駆動の繰り返し周波数が高くなると電源寿命の観点から、その傾向が強い。
【０００３】
エキシマレーザ等における放電インピーダンスは等価抵抗成分が小さいため、すべてのエネルギーが負荷で消費されることなく、反射して電源に戻ってくる。これをキックバックエネルギーと称している。
【０００４】
この電源に戻ってきたキックバックエネルギーは、抵抗で消費させる方法か、コンデンサに静電エネルギーの形で蓄えて次回にパルス出力に利用する回生方法がある。省エネの観点からすると回生方法の方が優れるのはいうまでもない。その回生方法としていろいろな方式が提案されている。
【０００５】
この従来例を図９に示す。パルス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ0を充電器２により初期充電しておき、半導体スイッチ素子としてのサイリスタＴｈｙ１のオン制御で初段コンデンサＣ0から可飽和リアクトルＳＩ０を通してパルストランスＰＴにパルス電流Ｉ0を供給する。可飽和リアクトルＳＩ０は、サイリスタＴｈｙ１のターンオンに遅れて磁気スイッチ動作することでサイリスタＴｈｙ１のスイッチング損失を軽減するための磁気アシストである。
【０００６】
昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３は、パルストランスＰＴで昇圧したパルス電流でコンデンサＣ1を高圧充電し、このコンデンサＣ1の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ１が磁気スイッチ動作することによりコンデンサＣ1からコンデンサＣ2への狭幅のパルス電流Ｉ1を発生させてコンデンサＣ2を高圧充電し、さらにコンデンサＣ2の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ２が磁気スイッチ動作することによりコンデンサＣ2からエキシマレーザなどの負荷装置４に狭幅・高電圧のパルス電流Ｉ2を供給する。
【０００７】
上記のパルス駆動後、負荷４で消費されず戻ってきたエネルギーは、初段コンデンサＣ0を負極性の電圧（初期充電電圧ＶＣ0とは逆極性）で充電する。この負電圧はサイリスタＴｈｙ１のアノード・カソード間に逆バイアス電圧を印加することになり、そのターンオフに利用される。
【０００８】
この戻ってきたエネルギーを次のパルス発生のためのエネルギーとして回生するため、初段コンデンサＣ0の負極性電圧を反転して正方向電圧にする。このための反転回路は、初段コンデンサＣ0の反転電圧でダイオードＤｓを通してリアクトルＬｓに振動電流を発生させ、この電流で初段コンデンサＣ0を初期充電方向に充電させる。リアクトルＬｓは、サイリスタＴｈｙ１がターンオフするのに充分な逆バイアス電圧を印加できるよう、初段コンデンサＣ0との振動周期を長くした大きなインダクタンス値にされる。
【０００９】
なお、可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩ２は、磁気スイッチ動作に備えて磁気飽和方向を初期化するための磁化リセットがなされる。この磁化リセットには、各可飽和リセットＳＩ０〜ＳＩ２にはリセット巻線を設け、磁気スイッチ動作後にリセット巻線に直流電流を供給するリセット回路が設けられる。
【００１０】
また、パルス発生回路１は、サイリスタに代えてＩＧＢＴなど他の半導体スイッチ素子を使用する場合がある。また、磁気圧縮回路３は、入力段パルストランスの後段に可飽和トランスを設けたり、コンデンサと可飽和リアクトルの磁気パルス圧縮段を３段以上に構成するなど、磁気圧縮のための種々の変形例がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
従来のキックバックエネルギー回生方式で問題な点は、回路が複雑になることである。例えば、図９で示すパルス発生回路１には、半導体スイッチ素子として、サイリスタＴｈｙ１の他に、サイリスタＴｈｙ０を設けている。その理由を以下に説明する。
【００１２】
一般に、充電器２は高周波インバータ（効率向上のため共振形であることが多い）の出力をトランスで昇圧後にダイオードブリッジで整流するタイプである。このため、Ｔｈｙ０を設けない場合、初段コンデンサＣ0の負極性の電圧は、充電器のダイオード整流回路を通って反転するループができる。この反転周期はインダクタンス成分がほとんどないため短く、サイリスタＴｈｙ１に対する逆バイアス電圧の印加時間が充分でなくターンオフさせることができない。また、反転するときの電流が非常に大きくなるから、充電器の出力電流に合わせて設計されているダイオード整流回路の通電能力を超え、ダイオード素子を過電流破壊させる原因となる。
【００１３】
上記の理由から、サイリスタＴｈｙ０を設け、このサイリスタＴｈｙ０は充電器２が初段コンデンサＣ0を充電するときのみオンさせ、それ以外はオフさせておく。
【００１４】
図１０に示す回路は、図９の変形例であり、充電器２のダイオード整流回路をダイオードＤSとして利用するものである。同図では、サイリスタＴｈｙ０に並列にリアクトルＬｓを設け、このリアクトルＬSと充電器２のダイオード整流回路を利用して初段コンデンサＣ0の電圧を反転させる。
【００１５】
この場合、サイリスタＴｈｙ０の役割は、初段コンデンサＣ0の充電動作時に充電器の電圧精度を上げるためにオンさせる。すなわち、このリアクトルＬｓをバイパスする充電路がないと、大きなインダクタンスのリアクトルＬｓを通って初段コンデンサＣ0が充電されるため、充電電圧の精度を保つことが困難になる。
【００１６】
以上のように、従来のパルス電源装置では、キックバックエネルギー回生形に構成するには、パルス発生用と、キックバックエネルギー回生用の２つの半導体スイッチ素子を必要とし、そのオン・オフ制御回路やスナバ回路も含めて構成が複雑になり、コストアップの一因となっていた。
【００１７】
本発明の目的は、１つの半導体スイッチ素子を使ってパルス発生とキックバックエネルギーの回生ができるパルス電源装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記課題を解決するため、パルストランスが一次巻線に中間タップをもつ構造または中間タップ付きパルストランスと同等の３巻線をもつ構造とし、この中間タップ側にコンデンサを接続し、一次巻線の一方の巻線を通した半導体スイッチ素子のオン制御でコンデンサを放電させるパルス発生動作を得、一次巻線の他方の巻線からダイオードを通したキックバック電流でコンデンサをその初期充電極性に充電する回生動作を得るようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１９】
充電器によって初期充電された初段コンデンサからの放電でパルストランスにパルス電流を発生させるパルス発生回路と、前記パルス電流を可飽和リアクトルとコンデンサによってパルス幅を圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置において、
前記パルストランスは、一次巻線に中間タップをもつ構造または中間タップ付きパルストランスと同等の３巻線をもつ構造とし、前記中間タップ側に前記初段コンデンサを接続し、一次巻線の一方の巻線にはオン動作で前記パルス電流を発生させるための半導体スイッチ素子を設け、一次巻線の他方の巻線には前記負荷からのキックバック電流で前記初段コンデンサをその初期充電極性に充電させるためのダイオードを設けたことを特徴とする。
【００２０】
また、前記初段コンデンサは、可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスの中間タップに接続したことを特徴とする。
【００２１】
また、前記充電器は、前記初段コンデンサを直接に充電する構成、または、前記可飽和リアクトルを介して前記初段コンデンサを充電する構成を特徴とする。
【００２２】
また、前記半導体スイッチ素子は可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続した構成、または、前記半導体スイッチ素子は第１の可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続し、前記ダイオードは第２の可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続したことを特徴とする。
【００２３】
また、前記パルストランスは、前記半導体スイッチ素子が接続される一次巻線の巻数Ｎ１に対し、前記ダイオードが接続される一次巻線の巻数Ｎ１’を大きくしてエネルギー移行効率を高めたことを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態を示す回路図である。同図が図９または図１０と異なる部分は、中間タップ付き一次巻線をもつパルストランスＰＴとし、中間タップには可飽和リアクトルＳＩ０と初段コンデンサＣ0の直列回路を配置し、一次巻線の一端に半導体スイッチ素子としてのＩＧＢＴ1を配置し、一次巻線の他端にキックバック電流路を形成するダイオードＤ1を設けた点にある。
【００２５】
なお、パルストランスＰＴの巻線比はＮ１：Ｎ１'(＝Ｎ１)：Ｎ２とし、それぞれの巻線極性は図中の黒丸印で示す方向とする。また、充電器２は、可飽和リアクトルＳＩ０と初段コンデンサＣ0の直列接続点から初段コンデンサＣ0を直接に初期充電する回路構成とする。また、磁化リセット回路５は、直流電源ＥRSTと限流抵抗ＲRST及びインダクタンスＬRSTの直列回路で構成され、各可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩ２のリセット巻線の直列接続回路に一括して磁化リセット電流を供給する。
【００２６】
本実施形態の動作を図２〜図７に示す動作モードＡ〜Ｆの順で以下に詳細に説明する。なお、図２〜図７における可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩｎの近傍に記した太線の矢印方向は、各モードでの磁化飽和方向を表している。また、図２〜図７中では、可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩｎの磁化状態を初期化するための磁気リセット回路５及び初段コンデンサＣ0を初期充電する充電器２を省略している。
【００２７】
モードＡ（図２）：充電器によって初段コンデンサＣ0に電圧が図示の極性に初期充電されている。この状態で、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1にオンゲート信号が印加され、ＩＧＢＴ1は導通状態になる。しかし、可飽和リアクトルＳＩ０がオン電流をブロックして（励磁電流は微少である）ため、初段コンデンサＣ0からの放電電流はほとんど流れない。やがて、可飽和リアクトルＳＩ０の電圧時間積を超えると、可飽和リアクトルＳＩ０の磁化状態を表す矢印の向きは右方向に飽和し電圧阻止能力が失われ、Ｃ0→ＳＩ０→ＰＴの一次側巻線→ＩＧＢＴ1のループで電流Ｉ0が流れる。これにより、初段コンデンサＣ0の電圧は昇圧されてコンデンサＣ1に移行する。パルストランスＰＴの昇圧比は損失等を無視すれば（Ｎ２／Ｎ１）倍になる。
【００２８】
モードＢ（図３）：コンデンサＣ1の電圧が図示の極性に充電されるに伴い、可飽和リアクトルＳＩ１の磁化方向が右方向の飽和状態から遷移してやがて左方向に飽和すると、コンデンサＣ1の電圧はコンデンサＣ2に移行する。この移行時にパルス幅の圧縮が行われる。
【００２９】
モードＣ（図４）：モードＢの動作が各可飽和リアクトルＳＩ２〜ＳＩｎまで充電→移行が繰り返し行われ、パルス幅圧縮し、やがて、予備電離放電を起こしながらピーキングコンデンサＣｐを短時間（１００ｎｓ台）に充電する。
【００３０】
モードＤ（図５）：１００ｎｓ台の短時間でコンデンサＣｎからピーキングコンデンサＣｐへエネルギーが大部分移行した段階で、主放電電極がグロー放電を起こしてレーザ発振する。放電インピーダンスが小さいため、振動でピーキングコンデンサＣｐの電圧は反転する。
【００３１】
モードＥ（図６）：可飽和リアクトルＳＩｎはモードＣの状態で磁化方向が（飽和状態でないものの）左向きになっているため、直ぐに左方向に飽和されて反転電圧はピーキングコンデンサＣｐからコンデンサＣｎに逆移行する。以下、同様にして、パルス幅を伸長しながら余剰エネルギー（キックバックエネルギー）は逆移行して、やがてコンデンサＣ1を充電する。電圧の極性はモードＡ、Ｂのときと逆極性になる。
【００３２】
モードＦ（図７）：可飽和リアクトルＳＩ０とＳＩ１の電圧時間積をＶＴSI0、ＶＴSI1と表すとき、両者の間に次の関係が成り立つように設計されていれば、図示の電流ループでコンデンサＣ1の電圧は初段コンデンサＣ0に移行する。この初段コンデンサＣ0の電圧の極性は充電器で初期充電した極性と同一極性であり、次のパルス発生時のエネルギー源の一部として回生される。
【００３３】
【数１】
（Ｎ２／Ｎ１）・ＶＴSI0＋０.５ＶC1・τ≦ＶＴSI1
ＶC1：キックバックしてきたコンデンサＣ1の電圧
τ：コンデンサＣ1から初段コンデンサＣ0への移行時間
したがって、本実施形態によれば、パルスの発生は、初段コンデンサＣ0の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ０→パルストランスＰＴの一方の一次巻線→半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1を経たパルス電流によりなされ、キックバックエネルギーの回生は、パルストランスＰＴの他方の一次巻線電圧で可飽和リアクトルＳＩ０→初段コンデンサＣ0→ダイオードＤ1を経たパルス電流によりなされ、初段コンデンサＣ0の充電エネルギーとして回生されることから、装置構成のための半導体スイッチ素子としては、１つの半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1と１つのダイオードＤ1によって構成できる。
【００３４】
すなわち、キックバックエネルギーの回生に際して、初段コンデンサＣ0は従来の回生方式のように、負極性に充電されることがない。このため、充電器２の出力段がダイオード整流回路をもつ場合にも、ダイオード整流回路を通した電流ループが発生することなく、従来のサイリスタＴｈｙ０とそのオン・オフ制御回路等が不要になる。また、キックバックエネルギーの回生に際して、初段コンデンサＣ0への充電電流ループには可飽和リアクトルＳＩ０を介在させることができ、従来の大きなインダクタンスのリアクトルＬSが不要になる。
【００３５】
また、キックバックエネルギーの回生に際して、コンデンサＣ1から初段コンデンサＣ0に電荷が逆移行する際に流れる電流が半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1を通らず、ダイオードＤ1側を通過するため、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1をオンからオフに切り換えるタイミングが、最初にＣ0からＣ1に電荷が移行し終わった段階（すなわち、図３のモードＢに移った時点）で行えるため、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1のターンオフ（電圧が再印加するまでの）時間に余裕が得られる。
【００３６】
なお、図１の構成において、充電器２による初段コンデンサＣ0の初期充電は、可飽和リアクトルＳＩ０を通して行うことができる。この場合には充電電流に適度な充電インダクタンスが挿入されるため、充電電圧精度を向上させることができる。
【００３７】
次に、図８は、本発明の他の実施形態を示す回路図であり、可飽和リアクトルＳＩ０とＳＩ１の電圧時間積ＶＴSI0、ＶＴSI1が前記の関係式を満たさない場合に有用なものである。
【００３８】
図８が図１と異なる部分は、パルストランスＰＴの中間タップには初段コンデンサＣ0のみを接続し、パルストランスＰＴの一方の端子には半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1と可飽和リアクトルＳＩ０1の直列回路を設け、パルストランスＰＴの他方の端子にはダイオードＤ1と可飽和リアクトルＳＩ０2の直列回路を設けた点にある。すなわち、図１の可飽和リアクトルＳＩ０に代えて、パルス発生時の磁気スイッチ用の可飽和リアクトルＳＩ０1と、回生時の磁気スイッチ用のＳＩ０2との２つの可飽和リアクトルを設ける。
【００３９】
図１の構成において、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1のターンオン損失を極力小さくするためにはゼロ電圧スイッチングを徹底した方がよく、そのためには可飽和リアクトルＳＩ０の電圧時間積ＶＴSI0をある程度大きい値にする必要がある。
【００４０】
この点、本実施形態では、２つの可飽和リアクトルＳＩ０1とＳＩ０2に分離構成したため、可飽和リアクトルＳＩ０1の電圧時間積ＶＴSI01の値を決めるのに、前記の関係式による制約がなく、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1のターンオン損失が十分小さくなるように選ぶことができる。
【００４１】
なお、可飽和リアクトルＳＩ０2は、配線がもつインダクタンスで代用すること、または空心の小型のインダクタでもよい。図１１は配線がもつインダクタンスで代用した図８の回路図の変形例を示し、図１１が図８と異なる部分は可飽和リアクトルＳＩ０ 2 を省略した点にある。
また、コンデンサＣ2→Ｃ1，Ｃ1→Ｃ0への逆移行を段階的に円滑に進めるために、Ｃ2→Ｃ1への逆移行が終了した時点で右方向に飽和するような電圧時間積を持つ可飽和リアクトルＳＩ０ 2 を設けた方が望ましい。
【００４２】
以上までの実施形態では、半導体スイッチ素子側の巻数Ｎ１とダイオード側の巻数Ｎ１’は等しいとしてきたが、Ｎ１＜Ｎ１’とすることで、パルス発生時における初段コンデンサＣ0→Ｃ1への移行と、キックバック時におけるコンデンサＣ1→Ｃ0への移行の、それぞれの動作モードについて移行効率を改善することができる。この理由を以下に説明する。
【００４３】
一般に損失のないコンデンサから他のコンデンサへの電荷移行（すなわち、介在インピーダンス要素をインダクタンスのみとした場合）のとき、移行効率が最大になるのは同じ静電容量値の場合である。しかしながら、介在インピーダンスに損失分（多くは半導体素子部で発生する損失）が無視できないときは、むしろ、等容量とするよりも、移行元の静電容量を移行先のそれよりも小さくした方が移行効率が上がる。この原理は、例えば、電気学会半導体研究会資料ＳＰＣ−９０−３７に開示される。
【００４４】
この原理を図１又は図８の実施形態に当てはめると、下式の関係になるようパルストランスＰＴの一次巻線の巻数をＮ１＜Ｎ１’の値に選択すると、パルス発生時と回生時の両方の移行に際しても効率を低下させることなくエネルギー移行が可能になる。
【００４５】
【数２】
Ｃ0＜（Ｎ２／Ｎ１）2×Ｃ1 かつ Ｃ0＞（Ｎ２／Ｎ１’）2×Ｃ1
したがって、図１又は図８の構成において、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1側のパルストランス巻数Ｎ１とダイオードＤ1側の巻数Ｎ１’をＮ１＜Ｎ１’とすることで、パルス発生時における初段コンデンサＣ0→Ｃ1への移行と、回生時におけるコンデンサＣ1→Ｃ0への移行の、それぞれのケースについて移行効率を改善することができる。
【００４６】
なお、以上までの実施形態では、中間タップ付きパルストランスＰＴとする場合を示すが、これと同等の３巻線をもつパルストランスを使って図１又は図８の結線構成とすることができる。図１２は、図８の変形例を示し、図８の構成で中間タップ付きパルストランスＰＴに代えて、これと同等の３巻線Ｎ１〜Ｎ３をもつ構造のパルストランスＰＴ３を使い、図１１と同様に可飽和リアクトルＳＩ０２を省略した回路図を示す。
【００４７】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、パルストランスが一次巻線に中間タップをもつ構造または中間タップ付きパルストランスと同等の３巻線をもつ構造とし、この中間タップ側に初段コンデンサを接続し、一次巻線の一方の巻線を通した半導体スイッチ素子のオン制御でコンデンサを放電させるパルス発生動作を得、一次巻線の他方の巻線からダイオードを通したキックバック電流でコンデンサをその初期充電極性に充電する回生動作を得るようにしたため、１つの半導体スイッチ素子を使ってパルス発生とキックバックエネルギーの回生ができる。
【００４８】
また、キックバックエネルギーの回生時、半導体スイッチ素子をオンからオフに切り換えるためのターンオフ時間に余裕が得られる。
【００４９】
また、半導体スイッチ素子側の巻数Ｎ１とダイオード側の巻数Ｎ１’をＮ１＜Ｎ１’とすることで、パルス発生時におけるＣ0→Ｃ1への移行と、キックバック時におけるＣ1→Ｃ0への移行の、それぞれのケースについて移行効率を改善することができる。
【００５０】
また、初段コンデンサは、従来の回生方式では初期充電時の極性とキックバック時の極性が正負に切り替わるのに対し、本発明では初期充電時とキックバック時の極性が同じになる。このため、本発明の方式では、初段コンデンサに印加される電圧範囲が狭くなり、同じ定格電圧のコンデンサを使用するもその寿命を長くすることができる。換言すれば、従来方式で本発明方式と同等のコンデンサ寿命を得ようとすると、定格電圧が１ランク上のコンデンサを必要とし、コンデンサのサイズが大型化したり、コストアップになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す回路図。
【図２】実施形態の動作説明図（モードＡ）
【図３】実施形態の動作説明図（モードＢ）
【図４】実施形態の動作説明図（モードＣ）
【図５】実施形態の動作説明図（モードＤ）
【図６】実施形態の動作説明図（モードＥ）
【図７】実施形態の動作説明図（モードＦ）
【図８】本発明の他の実施形態を示す回路図。
【図９】パルス電源装置の従来例（その１）。
【図１０】パルス電源装置の従来例（その２）。
【図１１】図８の変形例（その１）。
【図１２】図８の変形例（その２）。
【符号の説明】
１…パルス発生回路
２…充電器
３…磁気パルス圧縮回路
４…負荷
５…磁化リセット回路
ＩＧＢＴ1…半導体スイッチ素子
Ｃ0…初段コンデンサ
Ｃ1〜Ｃn…コンデンサ
ＣP…ピーキングコンデンサ
ＳＩ０〜ＳＩ２、ＳＩn、ＳＩ０1、ＳＩ０2…可飽和リアクトル
ＰＴ…パルストランス
Ｄ1…ダイオード
ＰＴ３…３巻線をもつパルストランス
【発明の属する技術分野】
本発明は、エキシマレーザ等のパルス駆動型装置に適用するパルス電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エキシマレーザ等のパルス駆動電源には、従来のサイラトロンに代わって、半導体スイッチ素子と磁気パルス圧縮回路を用いたパルス電源装置に置き換わりつつある。特にパルス駆動の繰り返し周波数が高くなると電源寿命の観点から、その傾向が強い。
【０００３】
エキシマレーザ等における放電インピーダンスは等価抵抗成分が小さいため、すべてのエネルギーが負荷で消費されることなく、反射して電源に戻ってくる。これをキックバックエネルギーと称している。
【０００４】
この電源に戻ってきたキックバックエネルギーは、抵抗で消費させる方法か、コンデンサに静電エネルギーの形で蓄えて次回にパルス出力に利用する回生方法がある。省エネの観点からすると回生方法の方が優れるのはいうまでもない。その回生方法としていろいろな方式が提案されている。
【０００５】
この従来例を図９に示す。パルス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ0を充電器２により初期充電しておき、半導体スイッチ素子としてのサイリスタＴｈｙ１のオン制御で初段コンデンサＣ0から可飽和リアクトルＳＩ０を通してパルストランスＰＴにパルス電流Ｉ0を供給する。可飽和リアクトルＳＩ０は、サイリスタＴｈｙ１のターンオンに遅れて磁気スイッチ動作することでサイリスタＴｈｙ１のスイッチング損失を軽減するための磁気アシストである。
【０００６】
昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３は、パルストランスＰＴで昇圧したパルス電流でコンデンサＣ1を高圧充電し、このコンデンサＣ1の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ１が磁気スイッチ動作することによりコンデンサＣ1からコンデンサＣ2への狭幅のパルス電流Ｉ1を発生させてコンデンサＣ2を高圧充電し、さらにコンデンサＣ2の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ２が磁気スイッチ動作することによりコンデンサＣ2からエキシマレーザなどの負荷装置４に狭幅・高電圧のパルス電流Ｉ2を供給する。
【０００７】
上記のパルス駆動後、負荷４で消費されず戻ってきたエネルギーは、初段コンデンサＣ0を負極性の電圧（初期充電電圧ＶＣ0とは逆極性）で充電する。この負電圧はサイリスタＴｈｙ１のアノード・カソード間に逆バイアス電圧を印加することになり、そのターンオフに利用される。
【０００８】
この戻ってきたエネルギーを次のパルス発生のためのエネルギーとして回生するため、初段コンデンサＣ0の負極性電圧を反転して正方向電圧にする。このための反転回路は、初段コンデンサＣ0の反転電圧でダイオードＤｓを通してリアクトルＬｓに振動電流を発生させ、この電流で初段コンデンサＣ0を初期充電方向に充電させる。リアクトルＬｓは、サイリスタＴｈｙ１がターンオフするのに充分な逆バイアス電圧を印加できるよう、初段コンデンサＣ0との振動周期を長くした大きなインダクタンス値にされる。
【０００９】
なお、可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩ２は、磁気スイッチ動作に備えて磁気飽和方向を初期化するための磁化リセットがなされる。この磁化リセットには、各可飽和リセットＳＩ０〜ＳＩ２にはリセット巻線を設け、磁気スイッチ動作後にリセット巻線に直流電流を供給するリセット回路が設けられる。
【００１０】
また、パルス発生回路１は、サイリスタに代えてＩＧＢＴなど他の半導体スイッチ素子を使用する場合がある。また、磁気圧縮回路３は、入力段パルストランスの後段に可飽和トランスを設けたり、コンデンサと可飽和リアクトルの磁気パルス圧縮段を３段以上に構成するなど、磁気圧縮のための種々の変形例がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
従来のキックバックエネルギー回生方式で問題な点は、回路が複雑になることである。例えば、図９で示すパルス発生回路１には、半導体スイッチ素子として、サイリスタＴｈｙ１の他に、サイリスタＴｈｙ０を設けている。その理由を以下に説明する。
【００１２】
一般に、充電器２は高周波インバータ（効率向上のため共振形であることが多い）の出力をトランスで昇圧後にダイオードブリッジで整流するタイプである。このため、Ｔｈｙ０を設けない場合、初段コンデンサＣ0の負極性の電圧は、充電器のダイオード整流回路を通って反転するループができる。この反転周期はインダクタンス成分がほとんどないため短く、サイリスタＴｈｙ１に対する逆バイアス電圧の印加時間が充分でなくターンオフさせることができない。また、反転するときの電流が非常に大きくなるから、充電器の出力電流に合わせて設計されているダイオード整流回路の通電能力を超え、ダイオード素子を過電流破壊させる原因となる。
【００１３】
上記の理由から、サイリスタＴｈｙ０を設け、このサイリスタＴｈｙ０は充電器２が初段コンデンサＣ0を充電するときのみオンさせ、それ以外はオフさせておく。
【００１４】
図１０に示す回路は、図９の変形例であり、充電器２のダイオード整流回路をダイオードＤSとして利用するものである。同図では、サイリスタＴｈｙ０に並列にリアクトルＬｓを設け、このリアクトルＬSと充電器２のダイオード整流回路を利用して初段コンデンサＣ0の電圧を反転させる。
【００１５】
この場合、サイリスタＴｈｙ０の役割は、初段コンデンサＣ0の充電動作時に充電器の電圧精度を上げるためにオンさせる。すなわち、このリアクトルＬｓをバイパスする充電路がないと、大きなインダクタンスのリアクトルＬｓを通って初段コンデンサＣ0が充電されるため、充電電圧の精度を保つことが困難になる。
【００１６】
以上のように、従来のパルス電源装置では、キックバックエネルギー回生形に構成するには、パルス発生用と、キックバックエネルギー回生用の２つの半導体スイッチ素子を必要とし、そのオン・オフ制御回路やスナバ回路も含めて構成が複雑になり、コストアップの一因となっていた。
【００１７】
本発明の目的は、１つの半導体スイッチ素子を使ってパルス発生とキックバックエネルギーの回生ができるパルス電源装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記課題を解決するため、パルストランスが一次巻線に中間タップをもつ構造または中間タップ付きパルストランスと同等の３巻線をもつ構造とし、この中間タップ側にコンデンサを接続し、一次巻線の一方の巻線を通した半導体スイッチ素子のオン制御でコンデンサを放電させるパルス発生動作を得、一次巻線の他方の巻線からダイオードを通したキックバック電流でコンデンサをその初期充電極性に充電する回生動作を得るようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１９】
充電器によって初期充電された初段コンデンサからの放電でパルストランスにパルス電流を発生させるパルス発生回路と、前記パルス電流を可飽和リアクトルとコンデンサによってパルス幅を圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置において、
前記パルストランスは、一次巻線に中間タップをもつ構造または中間タップ付きパルストランスと同等の３巻線をもつ構造とし、前記中間タップ側に前記初段コンデンサを接続し、一次巻線の一方の巻線にはオン動作で前記パルス電流を発生させるための半導体スイッチ素子を設け、一次巻線の他方の巻線には前記負荷からのキックバック電流で前記初段コンデンサをその初期充電極性に充電させるためのダイオードを設けたことを特徴とする。
【００２０】
また、前記初段コンデンサは、可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスの中間タップに接続したことを特徴とする。
【００２１】
また、前記充電器は、前記初段コンデンサを直接に充電する構成、または、前記可飽和リアクトルを介して前記初段コンデンサを充電する構成を特徴とする。
【００２２】
また、前記半導体スイッチ素子は可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続した構成、または、前記半導体スイッチ素子は第１の可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続し、前記ダイオードは第２の可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続したことを特徴とする。
【００２３】
また、前記パルストランスは、前記半導体スイッチ素子が接続される一次巻線の巻数Ｎ１に対し、前記ダイオードが接続される一次巻線の巻数Ｎ１’を大きくしてエネルギー移行効率を高めたことを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態を示す回路図である。同図が図９または図１０と異なる部分は、中間タップ付き一次巻線をもつパルストランスＰＴとし、中間タップには可飽和リアクトルＳＩ０と初段コンデンサＣ0の直列回路を配置し、一次巻線の一端に半導体スイッチ素子としてのＩＧＢＴ1を配置し、一次巻線の他端にキックバック電流路を形成するダイオードＤ1を設けた点にある。
【００２５】
なお、パルストランスＰＴの巻線比はＮ１：Ｎ１'(＝Ｎ１)：Ｎ２とし、それぞれの巻線極性は図中の黒丸印で示す方向とする。また、充電器２は、可飽和リアクトルＳＩ０と初段コンデンサＣ0の直列接続点から初段コンデンサＣ0を直接に初期充電する回路構成とする。また、磁化リセット回路５は、直流電源ＥRSTと限流抵抗ＲRST及びインダクタンスＬRSTの直列回路で構成され、各可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩ２のリセット巻線の直列接続回路に一括して磁化リセット電流を供給する。
【００２６】
本実施形態の動作を図２〜図７に示す動作モードＡ〜Ｆの順で以下に詳細に説明する。なお、図２〜図７における可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩｎの近傍に記した太線の矢印方向は、各モードでの磁化飽和方向を表している。また、図２〜図７中では、可飽和リアクトルＳＩ０〜ＳＩｎの磁化状態を初期化するための磁気リセット回路５及び初段コンデンサＣ0を初期充電する充電器２を省略している。
【００２７】
モードＡ（図２）：充電器によって初段コンデンサＣ0に電圧が図示の極性に初期充電されている。この状態で、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1にオンゲート信号が印加され、ＩＧＢＴ1は導通状態になる。しかし、可飽和リアクトルＳＩ０がオン電流をブロックして（励磁電流は微少である）ため、初段コンデンサＣ0からの放電電流はほとんど流れない。やがて、可飽和リアクトルＳＩ０の電圧時間積を超えると、可飽和リアクトルＳＩ０の磁化状態を表す矢印の向きは右方向に飽和し電圧阻止能力が失われ、Ｃ0→ＳＩ０→ＰＴの一次側巻線→ＩＧＢＴ1のループで電流Ｉ0が流れる。これにより、初段コンデンサＣ0の電圧は昇圧されてコンデンサＣ1に移行する。パルストランスＰＴの昇圧比は損失等を無視すれば（Ｎ２／Ｎ１）倍になる。
【００２８】
モードＢ（図３）：コンデンサＣ1の電圧が図示の極性に充電されるに伴い、可飽和リアクトルＳＩ１の磁化方向が右方向の飽和状態から遷移してやがて左方向に飽和すると、コンデンサＣ1の電圧はコンデンサＣ2に移行する。この移行時にパルス幅の圧縮が行われる。
【００２９】
モードＣ（図４）：モードＢの動作が各可飽和リアクトルＳＩ２〜ＳＩｎまで充電→移行が繰り返し行われ、パルス幅圧縮し、やがて、予備電離放電を起こしながらピーキングコンデンサＣｐを短時間（１００ｎｓ台）に充電する。
【００３０】
モードＤ（図５）：１００ｎｓ台の短時間でコンデンサＣｎからピーキングコンデンサＣｐへエネルギーが大部分移行した段階で、主放電電極がグロー放電を起こしてレーザ発振する。放電インピーダンスが小さいため、振動でピーキングコンデンサＣｐの電圧は反転する。
【００３１】
モードＥ（図６）：可飽和リアクトルＳＩｎはモードＣの状態で磁化方向が（飽和状態でないものの）左向きになっているため、直ぐに左方向に飽和されて反転電圧はピーキングコンデンサＣｐからコンデンサＣｎに逆移行する。以下、同様にして、パルス幅を伸長しながら余剰エネルギー（キックバックエネルギー）は逆移行して、やがてコンデンサＣ1を充電する。電圧の極性はモードＡ、Ｂのときと逆極性になる。
【００３２】
モードＦ（図７）：可飽和リアクトルＳＩ０とＳＩ１の電圧時間積をＶＴSI0、ＶＴSI1と表すとき、両者の間に次の関係が成り立つように設計されていれば、図示の電流ループでコンデンサＣ1の電圧は初段コンデンサＣ0に移行する。この初段コンデンサＣ0の電圧の極性は充電器で初期充電した極性と同一極性であり、次のパルス発生時のエネルギー源の一部として回生される。
【００３３】
【数１】
（Ｎ２／Ｎ１）・ＶＴSI0＋０.５ＶC1・τ≦ＶＴSI1
ＶC1：キックバックしてきたコンデンサＣ1の電圧
τ：コンデンサＣ1から初段コンデンサＣ0への移行時間
したがって、本実施形態によれば、パルスの発生は、初段コンデンサＣ0の充電電圧で可飽和リアクトルＳＩ０→パルストランスＰＴの一方の一次巻線→半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1を経たパルス電流によりなされ、キックバックエネルギーの回生は、パルストランスＰＴの他方の一次巻線電圧で可飽和リアクトルＳＩ０→初段コンデンサＣ0→ダイオードＤ1を経たパルス電流によりなされ、初段コンデンサＣ0の充電エネルギーとして回生されることから、装置構成のための半導体スイッチ素子としては、１つの半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1と１つのダイオードＤ1によって構成できる。
【００３４】
すなわち、キックバックエネルギーの回生に際して、初段コンデンサＣ0は従来の回生方式のように、負極性に充電されることがない。このため、充電器２の出力段がダイオード整流回路をもつ場合にも、ダイオード整流回路を通した電流ループが発生することなく、従来のサイリスタＴｈｙ０とそのオン・オフ制御回路等が不要になる。また、キックバックエネルギーの回生に際して、初段コンデンサＣ0への充電電流ループには可飽和リアクトルＳＩ０を介在させることができ、従来の大きなインダクタンスのリアクトルＬSが不要になる。
【００３５】
また、キックバックエネルギーの回生に際して、コンデンサＣ1から初段コンデンサＣ0に電荷が逆移行する際に流れる電流が半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1を通らず、ダイオードＤ1側を通過するため、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1をオンからオフに切り換えるタイミングが、最初にＣ0からＣ1に電荷が移行し終わった段階（すなわち、図３のモードＢに移った時点）で行えるため、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1のターンオフ（電圧が再印加するまでの）時間に余裕が得られる。
【００３６】
なお、図１の構成において、充電器２による初段コンデンサＣ0の初期充電は、可飽和リアクトルＳＩ０を通して行うことができる。この場合には充電電流に適度な充電インダクタンスが挿入されるため、充電電圧精度を向上させることができる。
【００３７】
次に、図８は、本発明の他の実施形態を示す回路図であり、可飽和リアクトルＳＩ０とＳＩ１の電圧時間積ＶＴSI0、ＶＴSI1が前記の関係式を満たさない場合に有用なものである。
【００３８】
図８が図１と異なる部分は、パルストランスＰＴの中間タップには初段コンデンサＣ0のみを接続し、パルストランスＰＴの一方の端子には半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1と可飽和リアクトルＳＩ０1の直列回路を設け、パルストランスＰＴの他方の端子にはダイオードＤ1と可飽和リアクトルＳＩ０2の直列回路を設けた点にある。すなわち、図１の可飽和リアクトルＳＩ０に代えて、パルス発生時の磁気スイッチ用の可飽和リアクトルＳＩ０1と、回生時の磁気スイッチ用のＳＩ０2との２つの可飽和リアクトルを設ける。
【００３９】
図１の構成において、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1のターンオン損失を極力小さくするためにはゼロ電圧スイッチングを徹底した方がよく、そのためには可飽和リアクトルＳＩ０の電圧時間積ＶＴSI0をある程度大きい値にする必要がある。
【００４０】
この点、本実施形態では、２つの可飽和リアクトルＳＩ０1とＳＩ０2に分離構成したため、可飽和リアクトルＳＩ０1の電圧時間積ＶＴSI01の値を決めるのに、前記の関係式による制約がなく、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1のターンオン損失が十分小さくなるように選ぶことができる。
【００４１】
なお、可飽和リアクトルＳＩ０2は、配線がもつインダクタンスで代用すること、または空心の小型のインダクタでもよい。図１１は配線がもつインダクタンスで代用した図８の回路図の変形例を示し、図１１が図８と異なる部分は可飽和リアクトルＳＩ０ 2 を省略した点にある。
また、コンデンサＣ2→Ｃ1，Ｃ1→Ｃ0への逆移行を段階的に円滑に進めるために、Ｃ2→Ｃ1への逆移行が終了した時点で右方向に飽和するような電圧時間積を持つ可飽和リアクトルＳＩ０ 2 を設けた方が望ましい。
【００４２】
以上までの実施形態では、半導体スイッチ素子側の巻数Ｎ１とダイオード側の巻数Ｎ１’は等しいとしてきたが、Ｎ１＜Ｎ１’とすることで、パルス発生時における初段コンデンサＣ0→Ｃ1への移行と、キックバック時におけるコンデンサＣ1→Ｃ0への移行の、それぞれの動作モードについて移行効率を改善することができる。この理由を以下に説明する。
【００４３】
一般に損失のないコンデンサから他のコンデンサへの電荷移行（すなわち、介在インピーダンス要素をインダクタンスのみとした場合）のとき、移行効率が最大になるのは同じ静電容量値の場合である。しかしながら、介在インピーダンスに損失分（多くは半導体素子部で発生する損失）が無視できないときは、むしろ、等容量とするよりも、移行元の静電容量を移行先のそれよりも小さくした方が移行効率が上がる。この原理は、例えば、電気学会半導体研究会資料ＳＰＣ−９０−３７に開示される。
【００４４】
この原理を図１又は図８の実施形態に当てはめると、下式の関係になるようパルストランスＰＴの一次巻線の巻数をＮ１＜Ｎ１’の値に選択すると、パルス発生時と回生時の両方の移行に際しても効率を低下させることなくエネルギー移行が可能になる。
【００４５】
【数２】
Ｃ0＜（Ｎ２／Ｎ１）2×Ｃ1 かつ Ｃ0＞（Ｎ２／Ｎ１’）2×Ｃ1
したがって、図１又は図８の構成において、半導体スイッチ素子ＩＧＢＴ1側のパルストランス巻数Ｎ１とダイオードＤ1側の巻数Ｎ１’をＮ１＜Ｎ１’とすることで、パルス発生時における初段コンデンサＣ0→Ｃ1への移行と、回生時におけるコンデンサＣ1→Ｃ0への移行の、それぞれのケースについて移行効率を改善することができる。
【００４６】
なお、以上までの実施形態では、中間タップ付きパルストランスＰＴとする場合を示すが、これと同等の３巻線をもつパルストランスを使って図１又は図８の結線構成とすることができる。図１２は、図８の変形例を示し、図８の構成で中間タップ付きパルストランスＰＴに代えて、これと同等の３巻線Ｎ１〜Ｎ３をもつ構造のパルストランスＰＴ３を使い、図１１と同様に可飽和リアクトルＳＩ０２を省略した回路図を示す。
【００４７】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、パルストランスが一次巻線に中間タップをもつ構造または中間タップ付きパルストランスと同等の３巻線をもつ構造とし、この中間タップ側に初段コンデンサを接続し、一次巻線の一方の巻線を通した半導体スイッチ素子のオン制御でコンデンサを放電させるパルス発生動作を得、一次巻線の他方の巻線からダイオードを通したキックバック電流でコンデンサをその初期充電極性に充電する回生動作を得るようにしたため、１つの半導体スイッチ素子を使ってパルス発生とキックバックエネルギーの回生ができる。
【００４８】
また、キックバックエネルギーの回生時、半導体スイッチ素子をオンからオフに切り換えるためのターンオフ時間に余裕が得られる。
【００４９】
また、半導体スイッチ素子側の巻数Ｎ１とダイオード側の巻数Ｎ１’をＮ１＜Ｎ１’とすることで、パルス発生時におけるＣ0→Ｃ1への移行と、キックバック時におけるＣ1→Ｃ0への移行の、それぞれのケースについて移行効率を改善することができる。
【００５０】
また、初段コンデンサは、従来の回生方式では初期充電時の極性とキックバック時の極性が正負に切り替わるのに対し、本発明では初期充電時とキックバック時の極性が同じになる。このため、本発明の方式では、初段コンデンサに印加される電圧範囲が狭くなり、同じ定格電圧のコンデンサを使用するもその寿命を長くすることができる。換言すれば、従来方式で本発明方式と同等のコンデンサ寿命を得ようとすると、定格電圧が１ランク上のコンデンサを必要とし、コンデンサのサイズが大型化したり、コストアップになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す回路図。
【図２】実施形態の動作説明図（モードＡ）
【図３】実施形態の動作説明図（モードＢ）
【図４】実施形態の動作説明図（モードＣ）
【図５】実施形態の動作説明図（モードＤ）
【図６】実施形態の動作説明図（モードＥ）
【図７】実施形態の動作説明図（モードＦ）
【図８】本発明の他の実施形態を示す回路図。
【図９】パルス電源装置の従来例（その１）。
【図１０】パルス電源装置の従来例（その２）。
【図１１】図８の変形例（その１）。
【図１２】図８の変形例（その２）。
【符号の説明】
１…パルス発生回路
２…充電器
３…磁気パルス圧縮回路
４…負荷
５…磁化リセット回路
ＩＧＢＴ1…半導体スイッチ素子
Ｃ0…初段コンデンサ
Ｃ1〜Ｃn…コンデンサ
ＣP…ピーキングコンデンサ
ＳＩ０〜ＳＩ２、ＳＩn、ＳＩ０1、ＳＩ０2…可飽和リアクトル
ＰＴ…パルストランス
Ｄ1…ダイオード
ＰＴ３…３巻線をもつパルストランス
Claims (5)
- 充電器によって初期充電された初段コンデンサからの放電でパルストランスにパルス電流を発生させるパルス発生回路と、前記パルス電流を可飽和リアクトルとコンデンサによってパルス幅を圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧縮回路とを備えたパルス電源装置において、
前記パルストランスは、一次巻線に中間タップをもつ構造または中間タップ付きパルストランスと同等の３巻線をもつ構造とし、前記中間タップ側に前記初段コンデンサを接続し、一次巻線の一方の巻線にはオン動作で前記パルス電流を発生させるための半導体スイッチ素子を設け、一次巻線の他方の巻線には前記負荷からのキックバック電流で前記初段コンデンサをその初期充電極性に充電させるためのダイオードを設けたことを特徴とするパルス電源装置。 - 前記初段コンデンサは、可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスの中間タップに接続したことを特徴とする請求項１に記載のパルス電源装置。
- 前記充電器は、前記初段コンデンサを直接に充電する構成、
または、前記可飽和リアクトルを介して前記初段コンデンサを充電する構成を特徴とする請求項２に記載のパルス電源装置。 - 前記半導体スイッチ素子は可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続した構成、
または、前記半導体スイッチ素子は第１の可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続し、前記ダイオードは第２の可飽和リアクトルを直列接続して前記パルストランスに接続した構成を特徴とする請求項１に記載のパルス電源装置。 - 前記パルストランスは、前記半導体スイッチ素子が接続される一次巻線の巻数Ｎ１に対し、前記ダイオードが接続される一次巻線の巻数Ｎ１’を大きくしてエネルギー移行効率を高めたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１に記載のパルス電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20556799A JP3687424B2 (ja) | 1999-07-21 | 1999-07-21 | パルス電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20556799A JP3687424B2 (ja) | 1999-07-21 | 1999-07-21 | パルス電源装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001036173A JP2001036173A (ja) | 2001-02-09 |
| JP2001036173A5 JP2001036173A5 (ja) | 2004-07-29 |
| JP3687424B2 true JP3687424B2 (ja) | 2005-08-24 |
Family
ID=16509041
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20556799A Expired - Fee Related JP3687424B2 (ja) | 1999-07-21 | 1999-07-21 | パルス電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3687424B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4702889B2 (ja) * | 2006-03-24 | 2011-06-15 | 株式会社小松製作所 | ガスレーザ装置の電源回路 |
| JP5321238B2 (ja) * | 2009-05-19 | 2013-10-23 | 株式会社明電舎 | パルス電源 |
| CN113179005B (zh) * | 2021-05-25 | 2023-08-01 | 长安大学 | 一种双脉冲电源及其工作方法 |
-
1999
- 1999-07-21 JP JP20556799A patent/JP3687424B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001036173A (ja) | 2001-02-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5172308A (en) | DC-DC converter with transformer having a single secondary winding | |
| JPH03103079A (ja) | Ｇｔｏサイリスタを用いた電力変換回路に於けるエネルギの回生装置及びその方法 | |
| JPH07123717A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3582643B2 (ja) | 昇圧形ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3687424B2 (ja) | パルス電源装置 | |
| JPH06165510A (ja) | インバータ | |
| JP2000323772A (ja) | パルス電源装置 | |
| JPH1198832A (ja) | 低損失スナバ回路付きスイッチング電源装置 | |
| JP4182306B2 (ja) | アクティブスナバ付フォワードコンバータ | |
| JPH07122979A (ja) | パルス電源 | |
| JP3603531B2 (ja) | パルス電源 | |
| JP4038927B2 (ja) | パルス電源 | |
| JP4612234B2 (ja) | パルス電源 | |
| JPH09252576A (ja) | 直流−直流変換装置のスナバ回路 | |
| JP2000209857A (ja) | タ―ンオンロスを改善したリンギングチョ―クコンバ―タ | |
| JPH04349677A (ja) | パルスレーザ電源 | |
| JP2002158386A (ja) | パルス電源装置 | |
| JPH066973A (ja) | 零電圧スイッチング型共振コンバータ | |
| JP3224427B2 (ja) | 静止形交流電源装置 | |
| JPH06121547A (ja) | インバータ | |
| JP4415419B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2856284B2 (ja) | 磁気パルス圧縮回路 | |
| JP3285929B2 (ja) | レーザ用パルス発生回路 | |
| JPH11262278A (ja) | パルス電源装置 | |
| JP2000124530A (ja) | パルス電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050301 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050415 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050517 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050530 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3687424 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090617 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090617 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100617 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110617 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110617 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120617 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130617 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |