JPH066973A - 零電圧スイッチング型共振コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】高周波において零電圧スイッチングの高速起動
が可能でかつ低損失な零電圧スイッチング型コンバータ
を提供する。 【構成】直流電源１に対する直列回路の１つの要素とし
てのスイッチ素子３に並列回路を備え、該並列回路の１
つに、少なくとも接合容量から成る第１の共振コンデン
サ５を並列容量として有する第１のダイオード４を備
え、該並列回路のもう１つに、少なくとも接合容量から
成る第２の共振コンデンサ１２を並列容量として有する
第２のダイオード１１のカソードを電圧クランプ用コン
デンサ１３の一方の端子に接続した回路構成を備える零
電圧スイッチング型共振コンバータにおいて、上記スイ
ッチ素子３のオンオフ動作の開始以前に、上記電圧クラ
ンプ用コンデンサ１３を直流電源電圧より高い電圧に予
備充電する手段を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、零電圧スイッチング型
共振コンバータの高周波化および低損失化の改善に係
り、特に零電圧スイッチングの高速起動およびスイッチ
素子の不要な発熱の防止に好適なスイッチング回路の構
成に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、集積回路の微細化により電子回路
の小形・軽量化が進められており、高品質な電力が得ら
れるスイッチング電源においても小形化が必須の課題で
ある。スイッチング電源の小形化には変換周波数を高周
波化し、磁性部品やコンデンサを小形化する方法が有効
で、このため変換周波数は年々高周波化されている。こ
のように変換周波数の高周波化は、スイッチング電源の
小形化には有効であるが、一方では、スイッチ素子の浮
遊容量の充放電損失を増加させるという悪影響をもたら
す。スイッチ素子の浮遊容量の充放電損失は、変換周波
数に比例して増加するからである。したがって、このよ
うな損失の増加を最小限に押えながら高周波化を図るこ
とが必要になる。

【０００３】スイッチ素子の充放電損失を低減できる零
電圧スイッチング型共振コンバータの１例として、図４
の回路が提案されている［ K. Liu and F. Lee,“Zero-
Voltage Switching Technique in DC/DC Converters,”
IEEE Trans. PEL, Vol.5, No.3, p.303(1990)］。図４
において、１は直流電源、２は共振インダクタ、３はス
イッチ素子（この図ではｎチャネルＭＯＳＦＥＴをスイ
ッチ素子に使用しており、ドレインに正電圧、ソースに
負電圧が印加される。）、４は第１のダイオード、５は
スイッチ素子３の接合容量と第１のダイオード４の接合
容量を含む第１の共振コンデンサ、７はトランス、８は
整流ダイオード、９は平滑コンデンサ、１０は負荷抵抗
である。このコンバータが定常状態の動作をしている場
合の動作を説明する。定常状態において、このコンバー
タは、スイッチ素子３のオフ後に第１の共振コンデンサ
５が充電動作に続いて放電動作を行ない、さらにこの共
振コンデンサ５の放電動作の後で第１のダイオード４が
導通する動作モードを有する。したがって、第１のダイ
オード４の導通期間内にスイッチ素子３をオンすること
により零電圧スイッチングを行なうことができる。そし
てこれによりスイッチ素子３のオン時には、共振コンデ
ンサの放電損失が発生しないことになり、このため本回
路は高周波動作に適している。一方、スイッチ素子３の
オフ時の電圧波形は、電源１から共振インダクタ２およ
びトランスの励磁インダクタンスを介する第１の共振コ
ンデンサの充電とともに電圧が上昇し、充電後は負荷回
路を介する放電とともに電圧が減少することになる。こ
の放電が続いて電圧の極性が逆になる時点で上記の通り
第１のダイオード４が導通する動作モードになる。その
電圧波形の例示を図６（ａ）に示す。すなわち、図６は
従来回路の動作を示す図で、スイッチ素子３に印加され
る電圧波形図を示し、その中で図６（ａ）は図４の回路
におけるスイッチ素子３に印加される電圧波形図を示
す。この電圧波形は素子の耐電圧の問題に関係があり、
かつその波形は半導体の接合容量に関係があるので、そ
の点について若干触れる。第１の共振コンデンサ５は半
導体の接合容量を含む。半導体の接合容量はこれに印加
する電圧が増加するとともに減少する傾向を有する。一
方、共振コンデンサ５はその充放電波形等を調整するた
め、半導体の接合容量に加えて容量を付加する場合が多
いが、その容量全体としてもやはり半導体の接合容量の
電圧依存性と同様な依存傾向を有するのが一般である。
このため共振インダクタ等と関連して動作する共振コン
デンサへの印加電圧が増加するにつれてその容量が減少
することがその電圧波形を一層尖らすこととなり、最大
充電時の波形は先の尖ったピーク電圧の大きなものとな
る。このことは半導体素子への耐圧に問題を投げかける
ことになる。

【０００４】このピーク電圧を減少するため、第２の共
振コンデンサに、逆バイアスされた第２のダイオードを
使う方法が提案されている。この回路を図５に示す［
L. Casey and M. Schlecht.“A High Frequency, Low V
olume, Point-of-Load PowerSupply for Distributed P
ower Systems,”PESC' 87, pp.439-450(1987)］。図５
において、１１は第２のダイオード、１２は第２のダイ
オードの接合容量を含むコンデンサ（第２の共振コンデ
ンサとして使用される。）、１３は電圧クランプ用コン
デンサを示している。その他は図４と同じである。この
回路の場合はコンデンサ１３は電圧クランプ用コンデン
サとして用いているので、その容量は他に比べて大容量
のものが用いられる。したがって、電圧クランプ用コン
デンサ１３がピーク充電されて、第２のダイオード１１
を常に逆バイアスしている動作状態が正常である。この
場合、第１の共振コンデンサ５の電圧が零の時に第２の
ダイオード１１には最大逆電圧が印加され、第１の共振
コンデンサ５の電圧がピーク電圧の時に第２のダイオー
ド１１にはほぼ零電圧が印加される。したがって第１の
共振コンデンサ５の電圧が小さく、その容量が上記の電
圧依存性から大きい場合には、第２のダイオード１１に
かかる電圧が上記のように大きいので、第２の共振コン
デンサの容量は小さい。そして第１の共振コンデンサに
かかる電圧が大きくなるにつれて第２の共振コンデンサ
にかかる電圧は小さくなるから、第１の共振コンデンサ
５の容量と第２の共振コンデンサ１２の容量とが互いに
補う関係になる。以上のことから、図４に示した零電圧
スイッチング型共振コンバータの第１の共振コンデンサ
５に加えて図５に示したように第２のダイオード１１、
第２のダイオードの接合容量１２および電圧クランプ用
コンデンサ１３からなる回路を付加してスイッチ素子３
のピーク電圧を抑制する回路を用いることにより、第１
の共振コンデンサ５に印加されるピーク電圧を減少で
き、スイッチ素子３と第１のダイオード４の耐圧を減少
できる。図５に示した回路を用いた場合においてスイッ
チ素子３に印加される電圧波形を図６（ｂ）に示す。図
５に示す回路により、スイッチ素子３の電圧は、頭の丸
い台形状の波形になり、ピーク電圧が図４の場合より減
少していることがわかる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５の
回路では、停止していたコンバータを起動させる場合
に、電圧クランプ用コンデンサ１３がピーク充電される
までの期間において、第１の共振コンデンサ５の充電中
に第２のダイオード１１が導通して大容量の電圧クラン
プ用コンデンサ１３が共振コンデンサとして働くという
問題点がある。すなわち、大容量の電圧クランプ用コン
デンサ１３により回路の共振周期は著しく増大するの
で、起動後、零電圧スイッチング動作を行なうまでに多
くの時間を必要とし、この期間の第１の共振コンデンサ
５の放電損失により、スイッチ素子３が発熱したり、、
極端な場合には熱により破壊するという問題がある。例
えば、図５の従来回路の起動後の動作を図７に示す。そ
の中で、図７（ａ）に起動初期の５サイクル期間におけ
るスイッチ素子３の電圧波形、図７（ｂ）に起動後４０
サイクル後のスイッチ素子３の電圧波形を示す。いずれ
の場合も電圧波形の右端が切り立っており、このことは
この時点でスイッチ素子をオンすることにより共振コン
デンサがスイッチ素子に対して放電していることを示
す。すなわち、零電圧スイッチングは達成されておら
ず、第一の共振コンデンサ５による放電損失が大きいこ
とがわかる。また、この動作状態では、直流電源１から
の電流の一部が電圧クランプ用コンデンサ１３に分流す
るので、負荷に正規の出力電流を供給することができな
い。以上に述べたように、従来の零電圧スイッチング型
コンバータは、本来のスイッチングの低損失性を活かし
て高周波動作をさせようとすると零電圧スイッチングの
起動が困難になったり、コンデンサの放電損失が増大す
るような問題があった。本発明の目的は、このような問
題を解決し、高周波において零電圧スイッチングの高速
起動が可能でかつ低損失な零電圧スイッチング型コンバ
ータを提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、例えば図１に示すように、直流電源１
と共振インダクタ２とトランス７とスイッチ素子３との
直列回路と、上記トランス７の出力側に整流ダイオード
８を介して接続した負荷回路１０と、さらに上記スイッ
チ素子３との並列回路を備え、該並列回路の１つに、少
なくとも接合容量から成る第１の共振コンデンサ５を並
列容量として有する第１のダイオード４を備え、該並列
回路のもう１つに、少なくとも接合容量から成る第２の
共振コンデンサ１２を並列容量として有する第２のダイ
オード１１のカソードを電圧クランプ用コンデンサ１３
の一方の端子に接続した回路構成を備え、かつ該並列回
路は、スイッチ素子３に正電圧を印加する正電圧端子に
第１のダイオード４のカソードと第２のダイオード１１
のアノードを接続し、上記スイッチ素子３に負電圧を印
加する負電圧端子に第１のダイオード４のアノードと上
記電圧クランプ用コンデンサ１３の他方の端子を接続す
る構成を備えて、上記第１と第２の共振コンデンサ５と
１２の放電に伴う上記第１のダイオード４の導通期間内
に上記スイッチ素子３をオンにすることにより零電圧ス
イッチングを行う零電圧スイッチング型共振コンバータ
において、上記スイッチ素子３のオンオフ動作の開始以
前に、上記電圧クランプ用コンデンサ１３を直流電源電
圧より高い電圧に予備充電する手段として例えば１４と
１５から成る構成を備えることとする。なお、本発明
で、「スイッチ素子３との並列回路の１つに、少なくと
も接合容量から成る第１の共振コンデンサ５を並列容量
として有する第１のダイオード４を備え」るとある場合
の「接合容量」は、半導体素子として並列に接続されて
いる「スイッチ素子３と第１のダイオード４の接合容
量」を意味し、「少なくとも接合容量から成る第２の共
振コンデンサ１２を並列容量として有する第２のダイオ
ード１１」とある場合の「接合容量」は、「第２のダイ
オード１１の接合容量」を意味する。

【０００７】

【作用】本発明の手段により、例えば図１において、ス
イッチ素子３のオンオフ動作の開始以前に、電圧クラン
プ用コンデンサ１３を直流電源１の電圧より高い電圧に
予備充電することができるようになるため、起動時にお
ける電圧クランプ用コンデンサ１３の充電時間を短縮す
ることが可能になり、スイッチ素子３が零電圧スイッチ
ングを行なうモードに速やかに移行することが可能にな
る。すなわち、高周波において零電圧スイッチングの高
速起動が可能になる。またこのため、スイッチ素子３の
オン動作時に、共振コンデンサの放電により無駄に消費
されていた電力を減少することが可能になり、スイッチ
素子３が不要な発熱をするようなこともなくなる。そし
て、起動時におけるコンバータの効率の向上をもたらす
ばかりでなく、スイッチ素子３を実装していた放熱フィ
ンの小形・軽量化をもたらすことになる。

【０００８】

【実施例】本発明の実施例を図面により詳細に説明す
る。図１は、本発明の実施例を示す回路図である。図５
の従来回路と異なるのは、電圧クランプ用コンデンサ１
３の予備充電手段として、出力電圧検出機能を有する昇
圧回路１４と遮断スイッチ１５を追加したことである。
この昇圧回路としては、フォワードコンバータ、フライ
バックコンバータ、ブーストコンバータなどの入力電圧
に対して昇圧した出力電圧の得られる通常のコンバータ
を適用することができる。昇圧回路１４はスイッチ素子
３がオンオフ動作を開始する以前に動作し、電圧クラン
プコンデンサ１３を充電する。なお、この時、遮断スイ
ッチ１５はオン状態になるように制御する。昇圧回路１
４は、出力電圧が規定の電圧に達した時に、遮断スイッ
チ１５をオフするように制御すると同時に、スイッチ素
子３のオンオフ動作を制御する回路に動作可能の信号を
送出する。本昇圧回路１４および遮断スイッチ１５の１
例を図２に示す。図２は昇圧型スイッチングレギュレー
タと呼ばれる回路である。図２において、１６は制御回
路、１７はコンデンサ、１８はダイオード、１９はコイ
ル、２０はスイッチ素子である。またコイル１９とスイ
ッチ素子２０接続した回路の両端に主回路の直流電源を
接続する。主回路動作に先立ち、本昇圧回路１４を起動
して、電圧クランプ用コンデンサ１３を予備充電し、規
定の電圧に達したとき遮断スイッチ１５をオフとする。
図２の回路動作を簡単に説明する。まず、スイッチ素子
２０をオンすることにより、コイル１９に電源から電流
が供給され、電源−コイル１９−スイッチ素子２０の経
路で電流が流れる。次にスイッチ素子２０をオフするこ
とにより、コイル１９に流れていた電流がダイオード１
８−コンデンサ１７の経路で流れ、コンデンサ１７を充
電する。スイッチ素子２０のオン、オフによるこのよう
な動作を繰り返すことによりコンデンサ１７の端子電圧
を逐次昇圧することができる。スイッチ素子２０のオ
ン、オフの幅を変えることにより昇圧電圧が変わること
になるからこれを制御することにより出力電圧を所定の
電圧に制御できる。

【０００９】電圧クランプ用コンデンサ１３の最終の充
電電圧は、通常は電源電圧の２〜６倍程度になる。従っ
て、昇圧回路１４の出力電圧を電源電圧の２倍程度とし
ても、従来例に比べて、電圧クランプ用コンデンサ１３
の定常状態までの充電時間を減少できる。昇圧回路１４
の出力電圧は、定常動作状態の電圧クランプ用コンデン
サ１３の充電電圧に近いほど本発明の効果は高い。

【００１０】図３は実施例の効果を示す図で、スイッチ
素子に印加される電圧を示す図である。図３（ａ）は、
起動後、動作の１サイクルから５サイクルのスイッチ素
子３に印加される電圧を示し、図３（ｂ）は、起動後、
４０サイクル時のスイッチ素子３に印加される電圧を示
す。図７と図３の比較から明らかなように、本発明によ
れば動作の数サイクル例えば図３の例では３サイクル目
で零電圧スイッチング動作が可能になり、したがって、
スイッチ素子３の損失を減少することができる。

【００１１】本発明の実施例の回路構成の中で、直流電
源の直列回路の中にトランスを有し、トランスおよび整
流ダイオードを介して負荷回路が接続されている例を示
したが、負荷回路を、直流電源を含む主回路と絶縁する
必要がない場合には、必ずしもトランスであることを必
要とするのではなく、トランスの代りにインダクタンス
を主回路の直列回路に接続し、該インダクタンスの両端
を整流ダイオードを介して負荷回路に接続する回路構成
とすることもできる。これはトランスの１つの変形例で
ある。

【００１２】

【発明の効果】以上の説明で明らかなように、本発明に
よれば、コンバータの起動時に大容量の電圧クランプ用
コンデンサを定常動作時の電圧まで予備充電することに
より、電圧クランプ用コンデンサが共振コンデンサとし
て使用される時間を短縮でき、スイッチ素子が零電圧ス
イッチングを行なうモードに速やかに移行できる。この
ため、スイッチ素子のオン動作時に、共振コンデンサの
放電により無駄に消費されていた電力を減少することが
でき、スイッチ素子の不要な発熱を減少できる。以上の
効果により、起動時におけるコンバータの効率を向上で
きるばかりでなく、スイッチ素子を実装していた放熱フ
ィンの小形・軽量化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例の回路構成図。

【図２】昇圧回路１４および遮断スイッチ１５の構成例
図。

【図３】本発明の実施例の効果を示す図。

【図４】従来の零電圧スイッチング型共振コンバータ回
路の１例図。

【図５】従来のスイッチ素子３のピーク電圧を抑制する
回路図。

【図６】従来回路の動作を示す図。

【図７】図５の従来回路の起動後の動作を示す図で、ス
イッチ素子３の印加電圧波形図。

【符号の説明】

１…直流電源 ２…共振イン
ダクタ ３…スイッチ素子 ４…第１のダ
イオード ５…第１の共振コンデンサ ７…トランス ８…整流ダイオード ９…平滑コン
デンサ １０…負荷抵抗 １１…第２の
ダイオード １２…第２の共振コンデンサ １３…電圧ク
ランプ用コンデンサ １４…昇圧回路 １５…遮断ス
イッチ １６…制御回路 １７…コンデ
ンサ １８…ダイオード １９…コイル ２０…スイッチ素子

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と共振インダクタとトランスとス
   イッチ素子との直列回路と、上記トランスの出力側に整
   流ダイオードを介して接続した負荷回路と、さらに上記
   スイッチ素子との並列回路を備え、該並列回路の１つ
   に、少なくとも接合容量から成る第１の共振コンデンサ
   を並列容量として有する第１のダイオードを備え、該並
   列回路のもう１つに、少なくとも接合容量から成る第２
   の共振コンデンサを並列容量として有する第２のダイオ
   ードのカソードを電圧クランプ用コンデンサの一方の端
   子に接続した回路構成を備え、かつ該並列回路は、スイ
   ッチ素子に正電圧を印加する正電圧端子に第１のダイオ
   ードのカソードと第２のダイオードのアノードを接続
   し、上記スイッチ素子に負電圧を印加する負電圧端子に
   第１のダイオードのアノードと上記電圧クランプ用コン
   デンサの他方の端子を接続する構成を備えて、上記第１
   と第２の共振コンデンサの放電に伴う上記第１のダイオ
   ードの導通期間内に上記スイッチ素子をオンにすること
   により零電圧スイッチングを行う零電圧スイッチング型
   共振コンバータにおいて、 上記スイッチ素子のオンオフ動作の開始以前に、上記電
   圧クランプ用コンデンサを直流電源電圧より高い電圧に
   予備充電する手段を備えることを特徴とする零電圧スイ
   ッチング型共振コンバータ。