JP2002218743A

JP2002218743A - コンデンサの充電装置

Info

Publication number: JP2002218743A
Application number: JP2001014014A
Authority: JP
Inventors: Yasuo Kataoka; 康夫片岡; Takehisa Koganezawa; 竹久小金澤; Masao Azuma; 征男東; Toshihiro Osada; 俊宏長田
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2001-01-23
Filing date: 2001-01-23
Publication date: 2002-08-02

Abstract

(57)【要約】【課題】初期充電用インバータや微調整充電用インバ
ータによって電力用コンデンサを目標電圧まで充電する
のでは、充電速度や充電精度に問題があるし、装置の大
型化やコストアップになる。【解決手段】従来の充電装置からインバータを省き、
整流器ＲＦと平滑コンデンサＣＦにより交流電源から直
接に整流した直流電源を得、これを電源としてリアクト
ルＬ、スイッチＱ₂、ダイオードＤ₁，Ｄ₂からなる昇圧
チョッパ回路の１回のチョッパ動作でコンデンサを充電
する。充電電圧制御は、スイッチＱ₂のターンオフまで
の時間として求める。スイッチＱ₁は、チョッパ動作後
に直流電源からコンデンサＣ₀側への漏れ電流を抑止す
ること、およびコンデンサ電圧からターンオフ時間をフ
ィードバック制御することも含む。さらに、微調整用イ
ンバータ回路を設けることも含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パルス電源などに
備える電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電す
るコンデンサの充電装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】パルスレーザ励起やパルスプラズマ発
生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッ
チと磁気スイッチになる可飽和トランスや可飽和リアク
トルを組み合わせたものがある。

【０００３】このパルス電源は、例えば、図５に示す構
成にされる。高圧充電装置ＨＤＣによってコンデンサＣ
₀を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによ
ってコンデンサＣ₀の電圧を可飽和リアクトルＳＩ₀を通
してパルストランスＰＴの一次側に印加し、可飽和リア
クトルＳＩ₀の飽和動作（磁気スイッチ動作）によりパ
ルス圧縮した放電電流をトランスＰＴに一次電流を供給
し、トランスＰＴの二次側に昇圧したパルス電流を発生
させる。このパルス電流でコンデンサＣ₁を充電し、可
飽和リアクトルＳＩ₁の飽和動作によりパルス圧縮した
放電電流で次段のコンデンサＣ₂を充電し、さらに可飽
和リアクトルＳＩ₂の飽和動作でパルス圧縮する。最終
段のコンデンサＣｎ（ピーキングコンデンサ）が高圧充
電され、最終段の可飽和リアクトルＳＩｎの飽和動作に
より負荷となるレーザ発振器ＬＨへ超短パルスを発生さ
せる。

【０００４】ここで、負荷に供給するエネルギーは、１
０数ｋＶで数十ｎｓ〜２００ｎｓのパルスエネルギーが
必要となる。そして、スイッチＳＷの長寿命化や信頼性
の向上（ミスファイアーの撲滅）を図るため、サイラト
ロンに代わってＧＴＯサイリスタやＩＧＢＴ等の電力用
半導体素子を用いる場合、そのパルス通電能力（耐電圧
や高いｄｉ／ｄｔ）不足を補うため、図５のように磁気
回路を併用して昇圧やパルス幅圧縮を行う。

【０００５】この場合、コンデンサＣ₀の充電電圧とし
ては、半導体スイッチＳＷの耐電圧の範囲内でできるだ
け高くしたほうが初段のパルス幅が短くなり有利であ
る。電力用半導体素子の耐電圧は、各種あるが、通常パ
ルス電源に適用する場合は１２００Ｖ以上のものを使用
する。したがって、コンデンサＣ₀の定格充電電圧とし
ては、８００Ｖ以上に設計するのが普通である。

【０００６】しかるに、高圧充電装置ＨＤＣは、その電
源になる交流電源電圧は３相２００Ｖｒｍｓが一般的な
ため、その小型・軽量化のためにトランスレス化しよう
として、交流電源からダイレクトに全波整流したものか
ら昇圧した直流を得る構成とすることになる。この他、
高圧充電装置ＨＤＣとして要求される性能は、以下の項
目がある。

【０００７】（１）所定の時間内にコンデンサＣ０の充
電動作が完了すること。例えば、ＫＨ_Zオーダーの高い
繰り返しパルス電源用では、許容される充電時間も極端
に短いものが要求される。

【０００８】（２）同一の充電電圧指令値に対して充電
電圧の再現性は、例えば±０.１〜±０.５％以内が好ま
しく、高い分解能が要求される。

【０００９】（３）コンデンサＣ₀の充電電圧は、広い
範囲（例えば６０〜１００％）に対して優れた直線性を
もつこと。

【００１０】（４）交流電源の電圧変動などの外乱に対
して、出力電圧等の特性が影響されないこと。

【００１１】（５）電力変換効率が高いこと。

【００１２】（６）装置が小型、軽量であること。

【００１３】以上までの事情を考慮した高圧充電装置に
は、図６に示す主回路構成のものがある。交流電源を電
源とする整流器と直流リアクトルとコンデンサ等により
直流電源１が構成され、電圧形にされるインバータ２、
３の直流電源にされる。

【００１４】インバータ２、３は、パワートランジスタ
やＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの半導体素子とダイオードの組
みをスイッチＳ１〜Ｓ４、Ｓ５〜Ｓ８としてブリッジ接
続した主回路構成にされ、パルス幅制御（又はパルス幅
変調）した交流電力を共振用コンデンサ５、６と共振用
リアクトル７、８の直列接続になるＬＣ共振回路で決ま
る共振周波数を持って出力する共振形インバータにされ
る。

【００１５】出力トランス９、１０は、それぞれインバ
ータ２、３からの交流出力を一定の昇圧比で取り出す。
整流回路１１、１２は、ダイオードブリッジ接続で構成
され、トランス９、１０の出力をそれぞれ交流入力と
し、その全波整流を行い、整流出力を並列接続してコン
デンサＣ０の充電出力を得る。

【００１６】インバータ２はコンデンサＣ０の初期充電
用であり、インバータ３は充電電圧微調整用である。こ
れらインバータ２、３は、図７に示すように、コンデン
サＣ０の初期充電にはインバータ２と３が同時に運転さ
れてコンデンサＣ０を設定電圧近くまで充電し、この後
はインバータ２を止めて微調整用インバータ３の運転に
より設定電圧まで徐々に精度良く充電して行く。

【００１７】なお、微調整用インバータ３は、初期充電
用インバータ２に比べ、スイッチング周波数を高くし、
１サイクル当たりの充電電圧が小さくなるように設計さ
れる。

【００１８】図８は、図６の変形例を示し、２つのトラ
ンス９、１０に代えて、３巻線構成の１つのトランス１
３を設け、その出力巻線には初期充電用インバータ２の
出力に微調整用インバータ３の出力を重畳させ、１つの
整流回路１４の出力によりコンデンサＣ₀の充電を行
う。

【００１９】以上に示した図６と図８の構成において、
インバータ２、３を高周波化するのは、前記の（２）と
（３）および（６）項への対策である。また、インバー
タ２、３を共振型としたのは、前記の（５）項への対策
である。また、前記の（４）項についてはインバータ３
の制御に際して、コンデンサＣ₀の充電電圧を検出値と
するフィードバック制御を行う。

【００２０】また、前記の（１）、（２）項に対しては
充電初期には低い分解能で高出力かつ高速充電を行い、
充電末期には高い分解能にするために低出力の低速充電
に切換るなど充電速度を可変にする制御方式とする。こ
の制御は、図６では共振周波数が低く１サイクル当たり
の出力エネルギーが大きいインバータ２と、共振周波数
が高く１サイクル当たりの出力エネルギーが小さいイン
バータ３とからなる２台のインバータを切換え、図７に
示すように充電初期には２台で運転し、充電末期には微
調整用インバータ３のみを運転する。また、図８に示す
構成の場合、両インバータ２、３は同じ共振周波数と出
力エネルギーを有する２台のインバータ２、３を組み合
わせ、充電初期には共振周波数の同期をとって同位相で
運転し、充電が進むに伴って双方の位相をずらして充電
末期にはほとんど逆位相による運転をすることで充電速
度を可変にする。この位相制御方式のベクトル図を図９
に示す。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】マイクロプロセッサや
メモリなどの超ＬＳＩ素子の製造に用いられるリソグラ
フィ機器においては、生産性のスループットを上げるた
め、その光源であるエキシマレーザの高い繰り返し運転
が要求されてきている。この繰り返し周波数とコンデン
サＣ₀の充電可能時間の関係は、単純に反比例しない。
それは図１０に示す模式図のようになり、コンデンサＣ
₀の繰り返し周波数を２ｋＨ_Zから４ｋＨ_Zに倍増させる
と、充電禁止期間（次ぎサイクルの充電電圧設定値の演
算等に必要な時間）の存在により充電可能期間は１／３
程度まで短縮されてしまい、充電装置に責務は厳しくな
ってくる。このため、従来の充電装置構成では、高い繰
り返し動作を可能とするには、装置が大型化する。

【００２２】この対策として、本願出願人は、高周波イ
ンバータと昇圧チョッパで構成した充電装置を既に提案
している（特願２０００−８１７７）。この提案では、
図１１に例を示すように、１台のインバータ２の出力を
トランス９で昇圧し、この出力を整流回路１１で全波整
流し、この整流出力でコンデンサＣ₀を充電するのに、
チョッパ回路１３の制御でコンデンサ充電電圧を連続的
に制御する。

【００２３】しかし、この提案方式においても、電力変
換のステージがインバータとチョッパ回路の２段縦列接
続構成となるため、小型化には限界があった。

【００２４】本発明の目的は、コンデンサの充電速度や
充電精度を高めることができ、しかも装置の小型化及び
コストダウンを図ることができるコンデンサの充電装置
を提供することにある。

【００２５】

【課題を解決するための手段】本発明は、図５に示すよ
うに、制御スイッチＳＷに半導体素子を用いたパルス電
源では、（ａ）充電装置ＨＤＣから見て負荷となる電力
用コンデンサＣ₀の電圧はスイッチＳＷの耐圧によって
制限されて高々数ｋＶであればよいこと。

【００２６】（ｂ）パルス電源回路中に昇圧のパルスト
ランスが介挿されて絶縁されているため、出力側の一方
を接地する必要があるにもかかわらず電力用コンデンサ
Ｃ₀の両電極とも接地する必要がないこと。に着目し、
従来の充電装置からインバータを省き、交流電源から直
接に整流した直流電源と、これを直流電源とした昇圧チ
ョッパ回路で電力用コンデンサを充電するようにしたも
ので、以下の構成を特徴とする。

【００２７】（１）電力用コンデンサを設定電圧まで繰
り返し充電するためのコンデンサの充電装置であって、
交流電源から整流器と平滑コンデンサで整流・平滑した
直流電力を得る直流電源と、前記直流電源と電力用コン
デンサとの間に介挿され、第１の半導体スイッチの１回
のチョッパ動作により前記直流電源からの直流電力をリ
アクトルに電磁エネルギーとして蓄積し、この電磁エネ
ルギーで逆流防止用ダイオードを通して前記電力用コン
デンサを目標電圧まで充電する昇圧チョッパ回路とを備
えたことを特徴とする。

【００２８】（２）前記チョッパ回路の制御回路は、前
記電力用コンデンサの充電電圧設定値Ｅ＊_COと残留電圧
検出値Ｅ_C00から該コンデンサに充電すべきエネルギー
量を求め、このエネルギー量と前記リアクトルのインダ
クタンスＬと前記電力用コンデンサの容量Ｃ₀から該リ
アクトルに流す電流指令Ｉ_Lを求め、この電流指令Ｉ_Lと
前記直流電源電圧Ｅ_INおよびインダクタンスＬから求め
るＩ_L×Ｌ／Ｅ_INを前記第１の半導体スイッチのオン時
間とする演算手段を備えたことを特徴とする。

【００２９】（３）前記チョッパ回路は、前記電力用コ
ンデンサの充電動作後に前記直流電源との間を遮断する
第２の半導体スイッチを備えたことを特徴とする。

【００３０】（４）前記チョッパ回路の制御回路は、前
記オン時間で前記第１の半導体スイッチをターンオフさ
せ、この後に前記電力用コンデンサの充電電圧がその設
定値Ｅ＊_COに達したときに前記第２の半導体スイッチを
ターンオフさせるフィードバック制御手段を備えたこと
を特徴とする。

【００３１】（５）前記リアクトルは、主巻線の他に副
巻線を設け、前記第２の半導体スイッチのターンオフ時
に該リアクトルの残留エネルギーを該副巻線を通して前
記直流電源に回生する手段を備えたことを特徴とする。

【００３２】（６）前記直流電源を電源とし、共振周波
数が高くかつ１サイクル当たりの出力エネルギーが小さ
い共振型インバータと、このインバータの出力を前記チ
ョッパ回路による前記電力用コンデンサの充電後に微調
整充電する微調整用インバータ回路を備えたことを特徴
とする。

【００３３】（７）前記チョッパ回路の第１の半導体ス
イッチと逆流防止用ダイオードは、前記電力用コンデン
サと近接配置し、該コンデンサとダイオードを該半導体
スイッチのターンオフ時のスナバ回路とした構成を特徴
とする。

【００３４】

【発明の実施の形態】（実施形態１）図１は、本発明の
実施形態を示す充電装置の主回路構成図であり、電力用
コンデンサＣ₀を目標電圧まで高速充電するものであ
る。

【００３５】整流器ＲＦは交流電源から整流電圧出力を
得る。平滑用コンデンサＣ_Fは整流電圧出力を平滑す
る。これら整流器ＲＦとコンデンサＣ_Fは直流電源を構
成する。

【００３６】半導体スイッチＱ₁はコンデンサＣ₀の充電
時にオン制御されて直流電源を昇圧チョッパ回路に接続
し、コンデンサＣ₀の放電時にオフ制御されて直流電源
からコンデンサＣ₀側への電流漏れを抑止する。

【００３７】昇圧チョッパ回路は、リアクトルＬと半導
体スイッチＱ₂とフライホイール用ダイオードＤ₁と逆流
防止用ダイオードＤ₂で構成される。なお、スイッチＱ₂
とダイオードＤ₂は、コンデンサＣ₀にできるだけ近接配
置とし、ダイオードＤ₂とコンデンサＣ₀をスイッチＱ₂
のターンオフ時のスナバ回路として利用する。

【００３８】昇圧チョッパ回路のチョッパ動作は、スイ
ッチＱ₂のオン期間にリアクトルＬに直流電源電圧を印
加してリアクトルＬに短絡電流を流す。そして、スイッ
チＱ ₂のオフによりリアクトルＬに蓄積された電磁エネ
ルギーを整流器ＲＦ・コンデンサＣ_F→リアクトルＬ→
ダイオードＤ₂→コンデンサＣ₀の経路で循環させ、コン
デンサＣ₀を充電する。このチョッパ回路によるコンデ
ンサＣ₀の充電電圧はスイッチＱ₂のオン期間で制御され
るものであり、この電圧制御を以下に詳細に説明する。

【００３９】スイッチＱ₁，Ｑ₂をオンにしてリアクトル
Ｌに電流を流した後、スイッチＱ₂をオフしたとき、リ
アクトルＬに流れる電流ｉ_LとコンデンサＣ₀の電圧Ｖ_C0
は、回路損失を無視できるとき次式で表される。

【００４０】

【数１】

【００４１】ここで、ＬはリアクトルＬのインダクタン
ス、Ｃ₀はコンデンサＣ₀の容量、電圧Ｅ_C00は電圧Ｖ_C0
の初期電圧、電圧Ｅ_INはコンデンサＣ_Fの電圧（直流電
源電圧）である。

【００４２】また、電流Ｉ_Lは、Ｖ_C0が設定値の電圧Ｅ
_C0に達したとき、電流ｉ_Lを０、すなわちリアクトルＬ
に蓄積された電磁エネルギーを完全に放出するための電
流ｉ_Lの初期値である。換言すれば、電流Ｉ_Lは、スイッ
チＱ₂をオフさせるときにリアクトルＬに流しておくべ
き電流である。電流ｉ_Lを０にするための時間（スイッ
チＱ₂をオフさせる時間）をｔ₁とすると、上記の（１）
式から初期電流Ｉ_Lは、次式で表される。

【００４３】

【数２】

【００４４】この（３）式を（２）式に代入して整理す
ると、次式になる。但し、Ｅ＊_C0はコンデンサＣ₀の充
電電圧設定値（目標値）である。

【００４５】

【数３】

【００４６】したがって、設定電圧Ｅ_C0に達する時間ｔ
₁は、上式を解いて、次式で表される。

【００４７】

【数４】

【００４８】上記の（３）式から、初期電流Ｉ_Lを求め
れば、リアクトルＬの電流を計測することなくスイッチ
Ｑ₂のオフのタイミングはＩ_L×Ｌ／Ｅ_INから求めること
ができる。

【００４９】以上までの式は、回路損失分を無視したも
のであり、実際の装置に存在する回路損失によりコンデ
ンサＣ₀の充電電圧が目標値を下回ることが予想され
る。この損失分を考慮した補正には、補正分ΔＩ_Lを初
期電流Ｉ_Lに重畳させることで済む。補正分ΔＩ_Lは、次
式により設定することで、直流電源電圧Ｅ_INとコンデン
サＣ₀の残留電圧Ｅ_C00の変動に対して極めてロバストな
制御を実現できる。

【００５０】

【数５】

【００５１】但し、Ｅ_COは定格充電電圧である。ｋ₁，
ｋ₂，ｋ₃は比例定数であり、実際のリアクトルＬやコン
デンサＣ₀の定数に応じて調節される。

【００５２】以上のことから、スイッチＱ₁，Ｑ₂のオン
・オフ制御は、図２に示すフィードフォワード構成の制
御回路で実現できる。同図において、減算部１１、１２
及び割算部１３により前記（５）式中の比率ｍを求め、
関数演算部１４により（５）式を変形したωｔ₁を求
め、関数演算部１５と符号反転演算部１６及び乗算部１
７により（３）式の演算をして初期電流Ｉ_Lを求める。
そして、加算部１８において電流Ｉ_Lに回路損失の補正
分ΔＩ_Lを加算し、乗算部１９と割算部２０により前記
のＩ_L×Ｌ／Ｅ_INを求めてスイッチＱ₂のオフタイミング
信号を得る。

【００５３】なお、これら演算要素は、アナログ演算回
路による構成、またはマイクロプロセッサによるソフト
ウェア構成で実現できるし、さらにはＲＯＭ等によるデ
ータテーブルを参照するハードウェア構成で実現でき
る。

【００５４】本実施形態によれば、コンデンサＣ₀の充
電は、従来のインバータを用いることなく、昇圧チョッ
パによる昇圧と充電電圧制御を行うため、装置のサイズ
を従来比で約４０％以下に減縮でき、その小型・軽量化
になるばかりでなく、コスト低減を図ることができる。

【００５５】また、昇圧チョッパの制御スイッチＱ
₂は、大きな電流を遮断することから、スナバ回路を設
けて過電圧防止やターンオフ損失低減を図る必要がある
が、それをコンデンサＣ₀の近傍に設けることで専用の
スナバ回路が不要または小型化することができ、装置の
小型・軽量化とコンデンサＣ₀の充電に使用した電力の
有効利用を図ることができる。

【００５６】また、コンデンサＣ₀の充電電圧制御に
は、フィードフォワード方式の制御回路で行うため、電
圧Ｅ_INや電圧Ｅ_C00が充電サイクル毎の変動（外乱）が
小さければ、同一の充電電圧目標値に対して電圧再現性
を極めて高くすることができ、高精度の充電が可能とな
る。

【００５７】（実施形態２）図３は、本発明の他の実施
形態を示す主回路構成図である。同図が図１と異なる部
分は、図２に示す制御回路によるスイッチＱ₂のターン
オフ後、スイッチＱ₁のターンオフタイミングをコンデ
ンサＣ₀の充電電圧を基にフィードバック制御で行う点
にある。

【００５８】このフィードバック制御によるコンデンサ
Ｃ₀の充電は、まず、スイッチＱ₁，Ｑ₂を共にオン制御
することでリアクトルＬに電磁エネルギーを蓄積し、次
にスイッチＱ₂をオフ制御することでリアクトルＬに蓄
積された電磁エネルギーをスイッチＱ₁→リアクトルＬ
→ダイオードＤ₂→コンデンサＣ₀の経路でコンデンサＣ
₀を充電し、この後にフィードバック制御によりコンデ
ンサＣ₀の充電電圧が目標値に達したときにスイッチＱ₁
をオフ制御する。

【００５９】なお、リアクトルＬは主巻線の他に副巻線
を設け、リアクトルＬに残留エネルギーがあるときにダ
イオードＤ₁及び整流回路ＲＦを通してコンデンサＣ_Fの
充電電力として回生する。

【００６０】本実施形態においても、実施形態１と同様
に、インバータを用いることなく、昇圧チョッパによる
昇圧と充電電圧制御を行うため、装置の小型・軽量化お
よびコスト低減を図ることができる。また、スイッチＱ
₂をコンデンサＣ₀の近傍に設けることで専用のスナバ回
路が不要または小型化することができる。

【００６１】また、本実施形態は、コンデンサＣ₀の充
電電圧制御をフィードバック方式で行うため、実施形態
１に比べてフィードバック信号に重畳されるノイズの影
響を受け易いが、外乱に対して安定した電圧再現性が得
られる。

【００６２】（実施形態３）図４は、本発明の他の実施
形態を示す主回路構成図である。同図が図１と異なる部
分は、微調整用インバータ回路を設けた点にある。

【００６３】この微調整用インバータ回路は、図６にお
けるインバータ３と、共振用コンデンサ６と共振用リア
クトル８の直列接続になるＬＣ共振回路と、トランス１
０および整流回路１２と同様の構成にされ、昇圧チョッ
パ回路によるコンデンサＣ₀の充電後の電圧低下を防止
する。

【００６４】昇圧チョッパ回路によるコンデンサＣ₀の
充電電圧精度は、前記のように高い精度で得ることがで
きるため、コンデンサＣ₀の充電直後にパルス発生回路
側に放電する場合は何ら問題とならないが、パルス発生
回路の動作開始が直ぐに始まらないときはコンデンサ電
圧が自然放電で漸減してしまう。そこで、本実施形態で
は、コンデンサＣ₀がその充電後に所定のレベルを越え
て減少したとき、微調整用インバータを動作させること
で、コンデンサＣ₀を目標電圧まで補充電しておく。

【００６５】本実施形態によれば、実施形態１または２
と同様の作用効果を得ることができるのに加えて、コン
デンサＣ₀の充電後の自然放電による電圧低下を防止で
きる。すなわち、実施形態１、２では昇圧チョッパ回路
によるコンデンサの充電は、微少量の補充電動作が難し
いため、充電直後にパルス発生回路側に放電されない場
合は自然放電によるコンデンサ電圧の低下が発生するの
に対して、本実施形態では共振周波数が高くかつサイク
ル当たりの出力エネルギーが小さい微調整用インバータ
回路をチョッパ回路と組み合わせることで、コンデンサ
の充電電圧精度を確保する。これにより、コンデンサの
充電からパルス発生回路への放電までの時限の制約を無
くすことができる。

【００６６】なお、以上までの各実施形態においては、
交流電源側の１相が接地されていることが多いため、コ
ンデンサＣ₀の電極は両方とも非接地としているが、も
し、交流電源側が非接地であれば、コンデンサＣ₀の一
方の電極を接地する構成にできる。

【００６７】また、ダイオードＤ₁は、パルス発生回路
側の短絡故障時にリアクトルＬの蓄積エネルギーによる
スイッチＱ₂の過電圧発生からそれを保護するためのも
のである。

【００６８】例えば、パルス発生回路のスイッチＳＷま
たはコンデンサＣ₀が短絡故障した場合、リアクトルＬ
に所定の電流を流した後にスイッチＱ₂をオフさせる
と、リアクトルＬのエネルギーはコンデンサＣ₀に移行
せず、整流器ＲＦ・コンデンサＣ_F→スイッチＱ₁→リア
クトルＬ→ダイオードＤ₂→短絡状態の負荷の経路で電
流が流れ、それが増大する。

【００６９】したがって、ある時間経過しても、コンデ
ンサＣ₀の電圧が上がらないときや過電流が発生したと
き、負荷側の故障と判断してスイッチＱ₁をオフさせ
る。このとき、ダイオードＤ₁がない場合には、リアク
トルＬのエネルギーを逃がす経路がないため、スイッチ
Ｑ₁が過電圧で破壊してしまう。そこで、ダイオードＤ₁
を設けておけば、リアクトルＬのエネルギーは、ダイオ
ードＤ₁→リアクトルＬ→ダイオードＤ₂→負荷の経路で
電流が流れ、回路に内在する抵抗分で消費されてやがて
は電流が０に収束する。

【００７０】

【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、交流電
源から直接に整流した直流電圧源から昇圧チョッパ回路
のみで所期のコンデンサ充電電圧を得るようにしたた
め、インバータを省略して装置の小型化及びコストダウ
ンを図ることができ、しかもコンデンサの充電速度や充
電精度を高めることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１を示すコンデンサの充電装
置の主回路構成図。

【図２】実施形態１における制御回路構成図。

【図３】本発明の実施形態２を示す主回路構成図。

【図４】本発明の実施形態３を示す主回路構成図。

【図５】パルス電源の構成例。

【図６】従来のコンデンサ充電装置（その１）。

【図７】２台のインバータによる充電特性。

【図８】従来のコンデンサ充電装置（その２）。

【図９】従来装置の位相制御方式の動作説明図。

【図１０】高繰り返しになるほど充電可能な時間が短く
なることの説明図。

【図１１】従来のコンデンサ充電装置（その３）。

【符号の説明】

ＲＦ…整流器ＣＦ…平滑コンデンサＱ₁，Ｑ₂…半導体スイッチＬ…リアクトルＤ₁，Ｄ₂…ダイオードＣ₀…電力用コンデンサ

フロントページの続き (72)発明者東征男東京都品川区大崎２丁目１番17号株式会社明電舎内 (72)発明者長田俊宏東京都品川区大崎２丁目１番17号株式会社明電舎内Ｆターム(参考） 5H730 AA15 AS04 AS17 BB13 BB14 BB27 BB57 BB66 BB85 CC01 DD02 DD03 DD42 EE04 EE07 EE57 EE59 FD01 FD11 FF06 FF09 FG01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返
し充電するためのコンデンサの充電装置であって、交流電源から整流器と平滑コンデンサで整流・平滑した
直流電力を得る直流電源と、前記直流電源と電力用コンデンサとの間に介挿され、第
１の半導体スイッチの１回のチョッパ動作により前記直
流電源からの直流電力をリアクトルに電磁エネルギーと
して蓄積し、この電磁エネルギーで逆流防止用ダイオー
ドを通して前記電力用コンデンサを目標電圧まで充電す
る昇圧チョッパ回路とを備えたことを特徴とするコンデ
ンサの充電装置。
【請求項２】前記チョッパ回路の制御回路は、前記電
力用コンデンサの充電電圧設定値Ｅ＊_COと残留電圧検出
値Ｅ_C00から該コンデンサに充電すべきエネルギー量を
求め、このエネルギー量と前記リアクトルのインダクタ
ンスＬと前記電力用コンデンサの容量Ｃ₀から該リアク
トルに流す電流指令Ｉ_Lを求め、この電流指令Ｉ_Lと前記
直流電源電圧Ｅ_INおよびインダクタンスＬから求めるＩ
_L×Ｌ／Ｅ _INを前記第１の半導体スイッチのオン時間と
する演算手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載
のコンデンサの充電装置。
【請求項３】前記チョッパ回路は、前記電力用コンデ
ンサの充電動作後に前記直流電源との間を遮断する第２
の半導体スイッチを備えたことを特徴とする特徴とする
請求項１または２に記載のコンデンサの充電装置。
【請求項４】前記チョッパ回路の制御回路は、前記オ
ン時間で前記第１の半導体スイッチをターンオフさせ、
この後に前記電力用コンデンサの充電電圧がその設定値
Ｅ＊_COに達したときに前記第２の半導体スイッチをター
ンオフさせるフィードバック制御手段を備えたことを特
徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のコンデン
サの充電装置。
【請求項５】前記リアクトルは、主巻線の他に副巻線
を設け、前記第２の半導体スイッチのターンオフ時に該
リアクトルの残留エネルギーを該副巻線を通して前記直
流電源に回生する手段を備えたことを特徴とする請求項
１〜４のいずれか１項に記載のコンデンサの充電装置。
【請求項６】前記直流電源を電源とし、共振周波数が
高くかつ１サイクル当たりの出力エネルギーが小さい共
振型インバータと、このインバータの出力を前記チョッ
パ回路による前記電力用コンデンサの充電後に微調整充
電する微調整用インバータ回路を備えたことを特徴とす
る請求項１〜５のいずれか１項に記載のコンデンサの充
電装置。
【請求項７】前記チョッパ回路の第１の半導体スイッ
チと逆流防止用ダイオードは、前記電力用コンデンサと
近接配置し、該コンデンサとダイオードを該半導体スイ
ッチのターンオフ時のスナバ回路とした構成を特徴とす
る請求項１〜６のいずれか１項に記載のコンデンサの充
電装置。