JP2000350457A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 商用交流電源を整流し、電解コンデンサで平
滑した直流電圧源をインバータなどで電力変換する装置
において、直流電圧源とインバータ間の振動電流により
生じる電解コンデンサの発熱、配線材の高周波損失や高
周波チョークの銅損と鉄損を防止する方法を提供する。 【解決手段】 高周波スイッチング回路の入力側に高周
波リプル電流を供給する入力コンデンサを接続するとと
もに、この入力コンデンサと前記平滑用電解コンデンサ
との間に、振動電流防止用ダイオードを直流電流の通流
方向と同じ向きに直列接続する手段と、高周波リプル電
流阻止用インダクタンスと振動電流防止用ダイオードを
直流電流の通流方向と同じ向きに直列接続する手段にて
解決する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】商用交流電源を整流し、電解
コンデンサで平滑した直流電圧源をインバータなどで電
力変換する装置において、直流電圧源とインバータ間の
振動電流を防止する回路を備えた電力変換装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来の、負荷が運転と休止とを繰返すレ
ーザー用電源などの電力変換装置の例として、高繰り返
しコンデンサ充電器の構成を第１の従来例として図５に
示す。１は３相２００Vなどの商用交流電源を整流する
整流回路、２は低周波チョークコイルで、次の平滑用電
解コンデンサ３とともに、商用周波数のリプル分を平滑
して直流電圧源を作る。この直流電圧はつぎのインバー
タ５で高周波電圧に変換される。

【０００３】インバータ５はスイッチング素子、たとえ
ばＭＯＳＦＥＴ−Ｓ１〜Ｓ４、共振インダクタンス６、
共振コンデンサ７で構成される直列共振型である。イン
バータ５の入力側には高周波電流供給用の入力コンデン
サ８が接続される。インバータ５の出力高周波電圧は共
振インダクタンス６を通して高圧トランス９で昇圧さ
れ、さらに高圧整流器１０で整流されて高圧コンデンサ
１１を負荷回路1２の内部インダクタンス１３を経由し
て設定電圧まで充電する。高圧コンデンサ１１が設定電
圧まで充電されると、サイラトロンまたはサイリスタな
どのスイッチング素子１４で負荷回路１２に放電され
る。

【０００４】負荷回路１２はたとえばレーザー用電源な
どの公知の磁気圧縮回路であり、コンデンサ放電電流の
パルス幅を圧縮し、同時にピーク電流を増倍する。この
充電と放電の繰り返しが数１００Hzから数ｋHzで行われ
る。

【０００５】このインバータ５は数ｋHzから１００ｋHz
程度の高周波でスイッチング動作する。ＦＥＴ−Ｓ１と
Ｓ２またはＳ３とＳ４が同時にオンすると、直流電圧源
側から電流を取り出し、共振インダクタンス６を通して
高圧トランス９で昇圧される。次に、Ｓ１からＳ４の全
てのＦＥＴがオフすると、共振インダクタンス６に貯え
られた磁気エネルギーはＦＥＴのボディダイオードを通
して帰還電流として直流電圧源に戻る。

【０００６】すなわち、共振型インバータのように帰還
電流が流れる変換回路では、各サイクルで直流電圧源側
から電流を取り出し、次に帰還するので、インバータ変
換周波数の２倍の周波数成分の高周波振動電流がインバ
ータ側と直流電圧源側との間でやり取りされる。

【０００７】また、高繰り返し充電器では、高周波振動
電流を充放電繰り返し周波数、数１００Hzから数ｋHzで
変調した断続電流となり、さらに電解コンデンサ３のリ
プル電流が大きくなる。

【０００８】ところで、電解コンデンサはリプル電流が
流れるとその等価直列抵抗分で発熱し劣化するため、最
大許容リプル電流が定められており、この値以下で使用
しなければならない。電解コンデンサの選定は、コンデ
ンサ容量よりも許容リプル電流で使用個数が決定される
ことが多い。電力変換装置の容量が大きいほど、リプル
電流が増加するため、使用個数が増加しコストアップ要
因となる。

【０００９】この対策として、従来は図５のように高周
波スイッチング回路の入力側のコンデンサ８にポリプロ
ピレンコンデンサなどの許容リプル電流が大きく比較的
低コストのフィルムコンデンサを必要個数並列接続して
用いており、リプル電流の大部分をこの高周波電流供給
用の入力コンデンサ８から供給する方法が行われてい
る。

【００１０】第２の従来例として、負荷が連続運転する
電子ビーム用電源などの構成を図７に示す。前記第１の
従来例回路に加えて、電解コンデンサ３のリプル電流を
減らすために、電解コンデンサ３と入力コンデンサ８の
間に高周波チョークコイル４を接続する方法が行われて
いる。電子ビーム負荷は抵抗器２６で表わされている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、いずれ
の方法にも電解コンデンサ３と入力コンデンサ８の間で
振動電流が流れ、電解コンデンサ３が発熱したり、電解
コンデンサ３と入力コンデンサ８を接続する電線の表皮
効果損失があり、また、前記第２の従来例では加えて高
周波チョークコイル４のコイルの表皮効果損失、鉄心の
鉄損が大きくて過熱しやすいなどの欠点がある。

【００１２】まず、図６の波形は図５の回路において電
解コンデンサ３と入力コンデンサ８の間、すなわち直流
電源部とインバータ５の入力間を流れる振動電流Ｉの波
形であり、平均電流に対して、順方向、逆方向電流のピ
ーク値が大きく、実効電流が大幅に増加して配線の損失
が増加した一例である。なお、インバータの入力平均電
流は出力電力にほぼ正比例する値であるが、振動電流が
重畳している場合にはピーク電流が大きくなり実効電流
は６４Ａへ増加し、実効値の大きい高調波電流が流れる
ことにより配線の表皮効果損失が増加し、電解コンデン
サも発熱する。

【００１３】次に、図８の波形は図７の回路において電
解コンデンサ３と入力コンデンサ８の間に高周波チョー
クコイル４を接続した場合の高周波チョークコイル４に
流れる振動電流Ｉの波形であり、平均電流に対して、順
方向、逆方向電流のピーク値が大きく、実効電流が大幅
に増加して配線の損失、高周波チョークコイル４のコイ
ルの表皮効果損失、鉄心の鉄損が増加した一例である。

【００１４】以上の従来例では、コンデンサ充電器のイ
ンバータ回路を顕著な例にとって説明したが、同様な問
題は図９に示すように帰還電流のない降圧チョッパ回路
などを用いた他の高周波スイッチング回路でも発生す
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】これらの課題を解決する
ため、交流入力を整流して電解コンデンサで平滑、直流
化し、インバータなどの高周波スイッチング回路に直流
を供給して所望の電力に変換する電力変換装置におい
て、高周波スイッチング回路の入力側に高周波リプル電
流を供給する入力コンデンサ８を接続するとともに、図
１のように入力コンデンサ８と電解コンデンサ３の間に
振動電流防止用ダイオード２１を、直流電流の通流方向
と同じ向きに直列接続し、振動電流を阻止する。なお、
この振動電流防止用ダイオード２１は、電解コンデンサ
３からインバータ５に供給される平均電流以上を流せる
容量が最低限必要である。

【００１６】次に、負荷が連続運転する電子ビーム用電
源などの場合は、交流入力を整流して電解コンデンサで
平滑、直流化し、インバータなどの高周波スイッチング
回路に直流を供給して所望の電力に変換する電力変換装
置において、高周波スイッチング回路の入力側に高周波
電流供給する入力コンデンサを接続するとともに、図３
のように入力コンデンサ８と電解コンデンサ３の間に、
高周波リプル電流阻止用インダクタンス４と振動電流防
止用ダイオード２１を直流電流の通流方向と同じ向きに
直列接続し、振動電流を阻止する。なお、この振動電流
防止用ダイオード２１は、電解コンデンサ３からインバ
ータ５に供給される平均電流以上を流せる容量が最低限
必要である。

【００１７】

【発明の実施の形態】 まず、図１により、運転と休止
の繰返し期間があるレーザー電源などの負荷へのコンデ
ンサ充電器の場合の本発明にかかる実施の形態を説明す
る。本発明は平滑用電解コンデンサと入力コンデンサと
の電流振動による配線、電解コンデンサの発熱を防止す
ることを目的とし、図１のように入力コンデンサ８と電
解コンデンサ３の間に振動電流防止用ダイオード２１
を、直流電流の通流方向と同じ向きに直列接続するもの
である。この振動電流防止用ダイオード２１は、電解コ
ンデンサ３からインバータ５に供給される平均電流以上
を流せる容量が最低限必要である。

【００１８】図２の波形は図１の回路において振動電流
防止用ダイオード２１がある場合のインバータ５への入
力電流Ｉの波形であり、入力コンデンサ８から電解コン
デンサ３への戻り電流が無くなって実効電流は４９Ａと
なり、振動電流防止用ダイオード２１がない場合の実効
電流６４Ａから大幅に減少している。

【００１９】次に、図３により、連続運転する電子ビー
ム用電源などの場合の本発明にかかる実施の形態を説明
する。本発明は平滑用電解コンデンサと入力コンデンサ
との電流振動による配線損失、高周波チョークコイル、
電解コンデンサの発熱を防止することを目的とし、入力
コンデンサ８と電解コンデンサ３の間に振動電流防止用
ダイオード２１を、直流電流の通流方向と同じ向きに直
列接続したものである。この振動電流防止用ダイオード
２１は、電解コンデンサ３からインバータ５に供給され
る平均電流以上を流せる容量が最低限必要である。

【００２０】次に、図４は本発明を適用した降圧チョッ
パ回路の実施例を示す。降圧チョッパ回路の電源側は、
整流回路１、低周波チョーク２、平滑用電解コンデンサ
３、高周波チョークコイル４、振動電流防止用ダイオー
ド２１、入力コンデンサ８からなり、図３の回路と同様
である。スイッチング回路はＦＥＴなどのスイッチング
素子２２，転流ダイオード２３、平滑用チョークコイル
２４、平滑用コンデンサ２５、負荷２６からなる。

【００２１】動作については公知の回路なので詳細な説
明は省くが、チョッパＦＥＴ２２のオン時には直流電源
側の電解コンデンサ３側から高周波チョークコイル４を
通して電流が負荷側に流れ、ＦＥＴ２２のオフにより高
周波チョークコイル４の磁気エネルギーが入力コンデン
サ８を電解コンデンサ３の電圧以上に充電する。

【００２２】本発明の振動電流防止用ダイオード２１が
なければ、入力コンデンサ８の電圧が電解コンデンサ３
の電圧よりも高くなるので逆電流が流れ、電解コンデン
サ３と入力コンデンサ８との間に電流振動が生じる。図
５に示すように、本発明は振動電流防止用ダイオード２
１を電解コンデンサ３と入力コンデンサ８との間へ挿入
する事により、商用交流電源で動作する高周波スイッチ
ング回路の入力電流実効値を大幅に低減して、高周波損
失を低減できる。なお、振動電流防止用ダイオード２１
としては順方向ドロップの小さいダイオード、例えば、
ショットキーバリアダイオードなどを用いるのが好まし
い。

【００２３】

【発明の効果】 本発明は以上述べたような特徴を有し
ており、直流電源部とインバータの間にダイオードを追
加することにより、商用交流電源で動作する高周波スイ
ッチング回路の入力電流実効値を大幅に低減して、高周
波損失を低減できる効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施例の態様を示す。

【図２】 本発明の第１の実施例におけるインバータ入
力電流波形の態様を示す。

【図３】 本発明の第２の実施例の態様を示す。

【図４】 本発明の第３の実施例の態様を示す。

【図５】 第１の従来例の回路の態様を示す。

【図６】 第１の従来例でのインバータ入力電流波形の
態様を示す。

【図７】 第２の従来例の回路の態様を示す。

【図８】 第２の従来例での高周波チョークコイル電流
波形の態様を示す。

【図９】 第３の従来例の回路の態様を示す。

【符号の説明】

１・・・整流回路、 ２・・・低周波チョークコイル、
３・・・平滑用電解コンデンサ、 ４・・・高周波チョ
ークコイル、５・・・インバータ、 ６・・・共振インダ
クタンス、 ７・・・共振コンデンサ、８・・・入力コ
ンデンサ、 ９・・・高圧トランス、 １０・・・高圧
整流器、１１・・・高圧コンデンサ、 １２・・・負荷
回路、１３・・・内部インダクタンス、 １４・・・ス
イッチング素子、２１・・・振動電流防止用ダイオー
ド、 ２２・・・スイッチング素子、２３・・・転流ダ
イオード、 ２４・・・平滑用チョークコイル、２５・
・・平滑用コンデンサ、 ２６・・・抵抗器（負荷）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA01 AA02 CA02 CA12 CA13 CB01 CB03 CC02 DB01 5H007 AA01 AA02 AA08 CA02 CB04 CB05 CC01 CC03 CC32 EA02 5H730 AA02 AA18 AS04 AS05 BB13 BB37 BB57 DD04 EE04

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流入力を整流して電解コンデンサで平
   滑、直流化し、インバータなどの高周波スイッチング回
   路に直流を供給して所望の電力に変換する電力変換装置
   において、高周波スイッチング回路の入力側に高周波リ
   プル電流を供給する入力コンデンサを接続するととも
   に、この入力コンデンサと前記平滑用電解コンデンサと
   の間に、振動電流防止用ダイオードを直流電流の通流方
   向と同じ向きに直列接続したことを特徴とする電力変換
   装置。
2. 【請求項２】請求項１において、前記振動電流防止用ダ
   イオードと直列に高周波リプル電流阻止用インダクタン
   スを接続したことを特徴とする電力変換装置。