JP4362915B2 - コンデンサの充電装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス電源などに備える電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電するコンデンサの充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パルスレーザ励起やパルスプラズマ発生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッチと磁気スイッチになる可飽和トランスや可飽和リアクトルを組み合わせたものがある。
【０００３】
このパルス電源は、例えば、図７に示す構成にされる。高圧充電装置ＨＤＣによってコンデンサＣ０を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによってコンデンサＣ０から可飽和トランスＳＴの一次側に放電電流を供給し、この可飽和トランスＳＴによって昇圧さらに磁気スイッチ動作でパルス圧縮し、ＬＣ反転による倍電圧発生回路ＬＣによって昇圧し、さらに可飽和リアクトルＳＩ1のパルス圧縮によってピーキング・コンデンサＣPとレーザ発振器ＬＨへ超短パルスを発生させる。
【０００４】
ここで、コンデンサＣ０の初期充電のための高圧充電装置ＨＤＣは、レーザ発振器ＬＨへの高い繰り返し（例えば６００パルス／秒）のパルス電流供給に合わせて高い繰り返しでコンデンサＣ０を充電する必要がある。また、コンデンサＣ０の電圧が出力に直接影響することから、充電電圧に高い精度のものが要求される。
【０００５】
このための従来の高圧充電装置には、図８に示す主回路構成のものがある。交流電源を電源とする整流器と直流リアクトルとコンデンサ等により直流電源１が構成され、電圧形にされるインバータ２、３の直流電源にされる。
【０００６】
インバータ２、３は、パワートランジスタやＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの半導体素子とダイオードの組みをスイッチＳ１〜Ｓ４、Ｓ５〜Ｓ８としてブリッジ接続した主回路構成にされ、パルス幅制御（又はパルス幅変調）した交流電力を共振用コンデンサ５、６と共振用リアクトル７、８の直列接続になるＬＣ共振回路で決まる共振周波数を持って出力する共振形インバータにされる。
【０００７】
出力トランス９、１０は、それぞれインバータ２、３からの交流出力を一定の昇圧比で取り出す。整流回路１１、１２は、ダイオードブリッジ接続で構成され、トランス９、１０の出力をそれぞれ交流入力とし、その全波整流を行い、整流出力を並列接続してコンデンサＣ０の充電出力を得る。
【０００８】
インバータ２はコンデンサＣ０の初期充電用であり、インバータ３は充電電圧微調整用である。これらインバータ２、３は、図９に示すように、コンデンサＣ０の初期充電にはインバータ２が運転されてコンデンサＣ０を設定電圧近くまで充電し、この後は微調整用インバータ３の運転により設定電圧まで徐々に精度良く充電して行く。
【０００９】
なお、微調整用インバータ３は、初期充電用インバータ２に比べ、スイッチング周波数を高くし、１サイクル当たりの充電電圧が小さくなるように設計される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来装置において、初期充電用インバータ２の１サイクル動作で上昇するコンデンサＣ０の電圧変化量ΔＶC0は、共振用コンデンサ５の容量Ｃｒで決まる。この容量Ｃｒを大きくすれば、ΔＶC0も大きくなるが、インバータの出力電流の共振周期２π（ＬＣ）1/2が長くなるため、コンデンサＣ０を目標電圧まで充電するまでのインバータ２のスイッチング回数（サイクル数）が少なくなり、充電速度を高めることができない。
【００１１】
また、コンデンサＣ０の充電電圧は、電圧変化量ΔＶC0の整数倍になるため、容量Ｃｒを大きくするとコンデンサＣ０を大きな電圧差を有してステップ的に目標充電電圧近くまで充電することになる。
【００１２】
このため、コンデンサＣ０の充電精度を高めるには、初期充電後の微調整用インバータ３による充電時間が長くなってしまい、結果的にコンデンサＣ０を高い繰り返しで充放電させるための高速充電ができなくなる。
【００１３】
これら不都合を解消するため、初期充電用インバータ２を複数台設けてその整流回路１１やトランス９位置で並列接続し、それらの並列運転でコンデンサＣ０を高速初期充電することが考えられる。
【００１４】
しかし、インバータ等は、比較的大きな電流・電圧責務を持つことから、大型の回路素子及び部品で構成されるし、さらにスナバ回路などの付属部品も必要とし、装置全体としては大型で高価なものになる。例えば、トランス９はそのコアの存在により大型で重量物になる。
【００１５】
本発明の目的は、コンデンサの充電速度や充電精度を高めることができ、しかも装置の小型化及びコストダウンを図ることができるコンデンサの充電装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するため、インバータの出力でコンデンサＣ０を充電するのに、充電電圧を連続的に制御できるチョッパ回路を介挿させたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１７】
ブリッジ接続した半導体スイッチのオン／オフ制御で直流電源から交流出力を得る１台のインバータと、
前記インバータの出力を昇圧するトランスと、
前記トランスの出力を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力と電力用コンデンサとの間に介挿され、前記インバータの半サイクルの交流出力期間に少なくとも１回のチョッパ動作をし、このチョッパ動作によって前記整流回路の出力をリアクトルに電流エネルギーとして蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデンサを目標電圧まで充電し、この充電後に１回のチョッパ動作で前記リアクトルの余剰エネルギーを前記整流回路の循環電流として消費させるチョッパ回路と、
前記整流回路の循環電流が零になったときに前記インバータの半導体スイッチをオフ制御する手段を備えたことを特徴とする。
【００２１】
ブリッジ接続した半導体スイッチのオン／オフ制御で直流電源から交流出力を得る１台の初期充電用インバータと、
前記インバータの出力を昇圧するトランスと、
前記トランスの出力を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力と電力用コンデンサとの間に介挿され、前記インバータの半サイクルの交流出力期間に少なくとも１回のチョッパ動作をし、このチョッパ動作によって前記整流回路の出力をリアクトルに電流エネルギーとして蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデンサを目標電圧近くまで充電し、この充電後に１回のチョッパ動作で前記リアクトルの余剰エネルギーを前記整流回路の循環電流として消費させるチョッパ回路と、
前記整流回路の循環電流が零になったときに前記インバータの半導体スイッチをオフ制御する手段と、
交流出力から共振出力を得るＬＣ共振回路と、前記ＬＣ共振回路の共振出力が出力トランスを通して入力されて整流出力を得る整流回路を有し、前記電力用コンデンサが目標電圧近くまで充電された後に該コンデンサを目標電圧まで充電する微調整充電回路とを備えたことを特徴とする。
【００２２】
また、前記ＬＣ共振回路は前記初期充電用インバータの交流出力から共振出力を得ることを特徴とする。
【００２３】
また、前記ＬＣ共振回路は前記初期充電用インバータの交流出力から共振出力を得、前記初期充電用インバータは前記コンデンサの初期充電時の動作周波数から、微調整充電時の共振周波数に切替えることを特徴とする。
【００２４】
また、前記共振回路は、前記初期充電用インバータとトランスとの間に設けた共振用コンデンサと、このコンデンサ両端に並列に設けられて該コンデンサ両端を短絡または開放に切替えるスイッチとを有し、前記コンデンサを初期充電するときは前記スイッチを閉じ、微調整充電するときに該スイッチを開放する構成にしたことを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の実施形態を示す主回路構成図であり、１台のインバータによってコンデンサＣ０を目標電圧まで高速充電するものである。
【００２６】
同図が図８の初期充電用インバータによる充電回路と異なる部分は、インバータ２の交流電流出力から出力トランス９を通して整流回路１１に整流出力を得、この整流出力をチョッパ回路１３を通してコンデンサＣ０に充電電流を供給する点にある。
【００２７】
チョッパ回路１３は、整流回路１１の出力端にリアクトルＬと半導体スイッチＳ９の直列回路を設け、このリアクトルＬとスイッチＳ９の接続点に逆流防止用ダイオードＤを設け、このダイオードＤからコンデンサＣ０に充電電流を供給する。つまり、スイッチＳ９のオン期間にリアクトルＬに電流エネルギーを蓄積し、その後のスイッチＳ９のオフ期間でリアクトルＬの蓄積エネルギーをダイオードＤからコンデンサＣ０に供給する。
【００２８】
本実施形態による充電動作を説明する。インバータ２のスイッチＳ１，Ｓ４をオンさせるとともにスイッチＳ９をオンさせたとき、整流回路１１に発生する整流電流がリアクトルＬとスイッチ９を通した矢印Ａで示すループ電流が流れる。この電流Ｉは、スイッチＳ９のオン時間をΔＴ、トランス９の変成比をｎ１／ｎ２、直流電源１の電圧をＥとすると、
【００２９】
【数１】
Ｉ＝（ｎ２／ｎ１）×（Ｅ／Ｌ）×ΔＴ
となり、リアクトルＬには（１／２）×ＬＩ2のエネルギーが蓄えられる。
【００３０】
次に、スイッチＳ９をオフさせると、矢印Ｂで示すループ電流が流れ、コンデンサＣ０を充電する。この充電でコンデンサＣ０が目標電圧に達したことを検出したときにスイッチＳ９をオン制御し、スイッチＳ１，Ｓ４をオフ制御して充電を終了する。このとき、リアクトルＬの余剰エネルギーはスイッチＳ９と整流回路１１の循環電流として消費される。この循環電流が零になったときにスイッチＳ９をオフ後、スイッチＳ１，Ｓ４をオフ制御すれば、スイッチＳ１，Ｓ４には零電流遮断動作を得ることができる。
【００３１】
同様に、次回にコンデンサＣ０を充電するサイクルでは、インバータ２のスイッチＳ２，Ｓ３をオンさせ、このオン期間にスイッチＳ９をオン・オフ動作（チョッパ動作）させることでコンデンサＣ０を目標電圧まで充電し、スイッチＳ２，Ｓ３をオフさせて１サイクルの充電を完了する。
【００３２】
したがって、インバータ２の半サイクル期間にチョッパ回路１３を１回チョッパ動作させることでコンデンサＣ０を目標電圧まで充電させることができる。この充電動作によれば、コンデンサＣ０の１サイクル充電時間は、インバータ２の半サイクルになり、高速充電を得ることができる。また、インバータ２は、コンデンサＣ０の充電サイクルの半分の周期で動作するものであればよく、その動作周波数の低い安価なスイッチ素子を使用できる。
【００３３】
また、チョッパ回路１３は、そのチョッパ動作によりコンデンサＣ０を目標電圧まで連続的に充電していくことになり、従来の微調整用インバータ３から整流回路１２までの回路と同等の微調整充電機能をもたすができ、微調整充電回路を不要にするなど、従来構成に比べて、装置構成を大幅に小型化およびコストダウンを図ることができる。
【００３４】
なお、トランス９は、コンデンサＣ０の繰り返し充電でインバータ２から交流電流が流れるため、その偏磁が発生することはない。
【００３５】
また、トランス９は、インバータ２の出力を昇圧することでリアクトルＬにエネルギーを蓄積する速度を速めることができるが、これを省き、インバータ２の出力を直接に整流回路１１に供給する構成でもよい。
【００３６】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の他の実施形態を示す主回路構成図である。同図が図１と異なる部分は、微調整充電回路を設けた点にある。
【００３７】
この微調整充電回路は、図８と同様に、微調整用インバータ３と、共振用コンデンサ６とリアクトル８と、トランス１０および整流回路１２で構成され、コンデンサＣ０に微調整用充電電流を供給する。
【００３８】
本実施形態において、チョッパ回路１３によるコンデンサＣ０の充電には目標電圧の数％低い電圧で停止し、その後は微調整充電回路の動作により目標電圧まで微調整充電する。
【００３９】
この充電動作によれば、チョッパ回路１３による充電動作には第１の実施形態の場合に比べてチョッパ動作による充電電圧制御をラフにすることができ、チョッパ回路１３の制御が簡単にしながら、コンデンサＣ０の充電精度を一層高めることができる。
【００４０】
（第３の実施形態）
図３は、本発明の他の実施形態を示す主回路構成図である。同図が図２と異なる部分は、微調整充電回路のインバータ３を省き、インバータ２からの交流出力で代用した点にある。
【００４１】
第１の実施形態や第２の実施形態では、チョッパ回路１３を通してコンデンサＣ０の充電を終了したとき、チョッパ回路１３のスイッチＳ９をオンさせると共にインバータ２の運転を停止するが、本実施形態では、スイッチＳ９をオフさせたままインバータ２の動作を継続させ、矢印Ｃで示すリアクトルＬからコンデンサＣ０に充電電流が流れるのを阻止しておき、微調整充電動作のための交流電源を確保する。
【００４２】
なお、微調整充電動作に際しては、インバータ２のスイッチング周波数（動作周波数）をコンデンサ６，リアクトル８の共振周波数に合わせて高くする。
【００４３】
本実施形態によれば、インバータ２を初期充電と微調整充電に兼用でき、図２の場合に比べて装置を一層の小型化、コストダウンができる。
【００４４】
（第４の実施形態）
図４は、本発明の他の実施形態を示す主回路構成図である。同図が図３と異なる部分は、微調整充電用のトランス１０と整流回路１２をインバータ２のトランス９と整流回路１１で代用した点にある。
【００４５】
インバータ２の出力端には共振用コンデンサ６を介してトランス９に印加し、このコンデンサ６の両端を半導体スイッチＳ１０で双方向で短絡できるようにする。
【００４６】
本実施形態において、コンデンサＣ０の初期充電は、スイッチ１０を閉じた状態で第１の実施形態と同様に行い、この終了でスイッチＳ１０とスイッチＳ９をオフ制御し、インバータ２を高周波動作に切替えることでコンデンサＣ０を微調整充電する。この微調整充電には、インバータ２の動作周波数を、コンデンサ６とチョッパ回路１３のリアクトルＬによる共振周波数に合わせる。
【００４７】
本実施形態によれば、図１の場合と同様に、トランス１０と整流回路１２を省くことができる。しかも、図２や図３の場合と同様に微調整充電で充電精度を高めることができる。
【００４８】
（第５の実施形態）
図５は、本発明の他の実施形態を示す主回路構成図である。同図が図１と異なる部分は、チョッパ回路１３を省き、チョッパ回路用リアクトルＬをインバータ２の直流入力回路に挿入した点にある。
【００４９】
本実施形態による充電動作は、まず、スイッチＳ１，Ｓ３のオンによりインバータ２の上下アームを短絡させることで、矢印Ｄで示すように、リアクトルＬに電流を流してリアクトルＬに電流エネルギーを蓄積する。この後、スイッチＳ３をオフすると共にスイッチＳ４をオンすることにより、矢印Ｅで示すように、インバータ２には半波の交流電流を発生させ、コンデンサＣ０を充電する。
【００５０】
同様に、スイッチＳ２，Ｓ４のオンによりリアクトルＬに電流を流すことでリアクトルＬに電流エネルギーを蓄積し、スイッチＳ４をオフすると共にスイッチＳ３をオンすることにより半波の交流電流を発生し、コンデンサＣ０を充電する。
【００５１】
以上の充電動作において、コンデンサＣ０をその目標電圧近くまで充電する初期充電には、インバータ２を低い周波数で動作させることでリアクトルＬに蓄積する電流エネルギーを高め、高速充電を得る。そして、微調整充電には、インバータ２の動作周波数を徐々に高め、またはステップ的に高く切替えることにより、リアクトルＬに蓄積する電流エネルギーを低くし、コンデンサＣ０をその目標電圧まで精度よく充電する。
【００５２】
本実施形態によれば、図１の構成に比べて、インバータ２やトランス９に高周波応答性能を必要とするが、チョッパ回路１３のスイッチＳ９とダイオードＤを省くことができ、装置構成を簡単化できる。
【００５３】
（第６の実施形態）
図６は、本発明の他の実施形態を示す主回路構成図である。同図が図５と異なる部分は、インバータ２の直流回路のリアクトルＬをトランス９の出力回路に挿入し、整流回路１１の片側アームをダイオードに代えてスイッチ回路Ｓ１１，Ｓ１２とした点にある。
【００５４】
スイッチ回路Ｓ１１，Ｓ１２は、半導体スイッチとこれに逆並列接続のフライホイール用ダイオードで構成し、両半導体スイッチのオフ状態では従来の整流回路１１と同じ整流動作をし、スイッチの一方のオン状態ではリアクトルＬに短絡電流を流してそれに電流エネルギーを蓄積させる。
【００５５】
本実施形態による充電動作は、図１のチョッパ回路１３のチョッパ動作を整流回路１１で実現するもので、スイッチ回路Ｓ１１，Ｓ１２のオン・オフ制御により、リアクトルＬへの電流エネルギーの蓄積でコンデンサＣ０の充電を行うものである。
【００５６】
例えば、インバータ２のスイッチＳ１，Ｓ４をオンさせ、矢印Ｆで示す半サイクル電流を出力した状態で、スイッチ回路Ｓ１１のスイッチをチョッパ動作させる。これにより、スイッチ回路Ｓ１１のスイッチのオン期間には、矢印Ｇで示すように、リアクトルＬから回路Ｓ１１のスイッチ→スイッチ回路Ｓ１２のダイオード→トランス９の二次巻線の経路で電流が流れ、リアクトルＬに電流エネルギーを蓄積する。次いで、スイッチ回路Ｓ１１のスイッチをオフすると、リアクトルＬからダイオードＤ１→コンデンサＣ０→スイッチ回路Ｓ１２のダイオード→トランス９の二次巻線の経路で電流が流れ、コンデンサＣ０を充電する。
【００５７】
同様に、インバータ２のスイッチＳ２，Ｓ３をオンさせた半サイクル期間に、スイッチ回路Ｓ１２のスイッチのチョッパ動作によりリアクトルＬに電流エネルギーを蓄積し、コンデンサＣ０を充電する。
【００５８】
本実施形態は、図１の場合と同様の作用効果を得ることができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、インバータの出力でコンデンサを充電するのに、充電電圧を連続的に制御できるチョッパ回路を介挿させたため、コンデンサの充電速度や充電精度を高めることができ、しかも装置の小型化及びコストダウンを図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すコンデンサの充電装置の主回路構成図。
【図２】他の実施形態を示す主回路構成図。
【図３】他の実施形態を示す主回路構成図。
【図４】他の実施形態を示す主回路構成図。
【図５】他の実施形態を示す主回路構成図。
【図６】他の実施形態を示す主回路構成図。
【図７】パルス電源の構成例。
【図８】従来のコンデンサ充電装置の構成例。
【図９】２台のインバータによる充電特性。
【符号の説明】
１…直流電源
２…インバータ
３…微調整用インバータ
５、６…共振用コンデンサ
７、８…共振用リアクトル
９、１０…トランス
１１、１２…整流回路
１３…チョッパ回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス電源などに備える電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電するコンデンサの充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パルスレーザ励起やパルスプラズマ発生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッチと磁気スイッチになる可飽和トランスや可飽和リアクトルを組み合わせたものがある。
【０００３】
このパルス電源は、例えば、図７に示す構成にされる。高圧充電装置ＨＤＣによってコンデンサＣ０を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによってコンデンサＣ０から可飽和トランスＳＴの一次側に放電電流を供給し、この可飽和トランスＳＴによって昇圧さらに磁気スイッチ動作でパルス圧縮し、ＬＣ反転による倍電圧発生回路ＬＣによって昇圧し、さらに可飽和リアクトルＳＩ1のパルス圧縮によってピーキング・コンデンサＣPとレーザ発振器ＬＨへ超短パルスを発生させる。
【０００４】
ここで、コンデンサＣ０の初期充電のための高圧充電装置ＨＤＣは、レーザ発振器ＬＨへの高い繰り返し（例えば６００パルス／秒）のパルス電流供給に合わせて高い繰り返しでコンデンサＣ０を充電する必要がある。また、コンデンサＣ０の電圧が出力に直接影響することから、充電電圧に高い精度のものが要求される。
【０００５】
このための従来の高圧充電装置には、図８に示す主回路構成のものがある。交流電源を電源とする整流器と直流リアクトルとコンデンサ等により直流電源１が構成され、電圧形にされるインバータ２、３の直流電源にされる。
【０００６】
インバータ２、３は、パワートランジスタやＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの半導体素子とダイオードの組みをスイッチＳ１〜Ｓ４、Ｓ５〜Ｓ８としてブリッジ接続した主回路構成にされ、パルス幅制御（又はパルス幅変調）した交流電力を共振用コンデンサ５、６と共振用リアクトル７、８の直列接続になるＬＣ共振回路で決まる共振周波数を持って出力する共振形インバータにされる。
【０００７】
出力トランス９、１０は、それぞれインバータ２、３からの交流出力を一定の昇圧比で取り出す。整流回路１１、１２は、ダイオードブリッジ接続で構成され、トランス９、１０の出力をそれぞれ交流入力とし、その全波整流を行い、整流出力を並列接続してコンデンサＣ０の充電出力を得る。
【０００８】
インバータ２はコンデンサＣ０の初期充電用であり、インバータ３は充電電圧微調整用である。これらインバータ２、３は、図９に示すように、コンデンサＣ０の初期充電にはインバータ２が運転されてコンデンサＣ０を設定電圧近くまで充電し、この後は微調整用インバータ３の運転により設定電圧まで徐々に精度良く充電して行く。
【０００９】
なお、微調整用インバータ３は、初期充電用インバータ２に比べ、スイッチング周波数を高くし、１サイクル当たりの充電電圧が小さくなるように設計される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来装置において、初期充電用インバータ２の１サイクル動作で上昇するコンデンサＣ０の電圧変化量ΔＶC0は、共振用コンデンサ５の容量Ｃｒで決まる。この容量Ｃｒを大きくすれば、ΔＶC0も大きくなるが、インバータの出力電流の共振周期２π（ＬＣ）1/2が長くなるため、コンデンサＣ０を目標電圧まで充電するまでのインバータ２のスイッチング回数（サイクル数）が少なくなり、充電速度を高めることができない。
【００１１】
また、コンデンサＣ０の充電電圧は、電圧変化量ΔＶC0の整数倍になるため、容量Ｃｒを大きくするとコンデンサＣ０を大きな電圧差を有してステップ的に目標充電電圧近くまで充電することになる。
【００１２】
このため、コンデンサＣ０の充電精度を高めるには、初期充電後の微調整用インバータ３による充電時間が長くなってしまい、結果的にコンデンサＣ０を高い繰り返しで充放電させるための高速充電ができなくなる。
【００１３】
これら不都合を解消するため、初期充電用インバータ２を複数台設けてその整流回路１１やトランス９位置で並列接続し、それらの並列運転でコンデンサＣ０を高速初期充電することが考えられる。
【００１４】
しかし、インバータ等は、比較的大きな電流・電圧責務を持つことから、大型の回路素子及び部品で構成されるし、さらにスナバ回路などの付属部品も必要とし、装置全体としては大型で高価なものになる。例えば、トランス９はそのコアの存在により大型で重量物になる。
【００１５】
本発明の目的は、コンデンサの充電速度や充電精度を高めることができ、しかも装置の小型化及びコストダウンを図ることができるコンデンサの充電装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するため、インバータの出力でコンデンサＣ０を充電するのに、充電電圧を連続的に制御できるチョッパ回路を介挿させたもので、以下の構成を特徴とする。
【００１７】
ブリッジ接続した半導体スイッチのオン／オフ制御で直流電源から交流出力を得る１台のインバータと、
前記インバータの出力を昇圧するトランスと、
前記トランスの出力を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力と電力用コンデンサとの間に介挿され、前記インバータの半サイクルの交流出力期間に少なくとも１回のチョッパ動作をし、このチョッパ動作によって前記整流回路の出力をリアクトルに電流エネルギーとして蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデンサを目標電圧まで充電し、この充電後に１回のチョッパ動作で前記リアクトルの余剰エネルギーを前記整流回路の循環電流として消費させるチョッパ回路と、
前記整流回路の循環電流が零になったときに前記インバータの半導体スイッチをオフ制御する手段を備えたことを特徴とする。
【００２１】
ブリッジ接続した半導体スイッチのオン／オフ制御で直流電源から交流出力を得る１台の初期充電用インバータと、
前記インバータの出力を昇圧するトランスと、
前記トランスの出力を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力と電力用コンデンサとの間に介挿され、前記インバータの半サイクルの交流出力期間に少なくとも１回のチョッパ動作をし、このチョッパ動作によって前記整流回路の出力をリアクトルに電流エネルギーとして蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデンサを目標電圧近くまで充電し、この充電後に１回のチョッパ動作で前記リアクトルの余剰エネルギーを前記整流回路の循環電流として消費させるチョッパ回路と、
前記整流回路の循環電流が零になったときに前記インバータの半導体スイッチをオフ制御する手段と、
交流出力から共振出力を得るＬＣ共振回路と、前記ＬＣ共振回路の共振出力が出力トランスを通して入力されて整流出力を得る整流回路を有し、前記電力用コンデンサが目標電圧近くまで充電された後に該コンデンサを目標電圧まで充電する微調整充電回路とを備えたことを特徴とする。
【００２２】
また、前記ＬＣ共振回路は前記初期充電用インバータの交流出力から共振出力を得ることを特徴とする。
【００２３】
また、前記ＬＣ共振回路は前記初期充電用インバータの交流出力から共振出力を得、前記初期充電用インバータは前記コンデンサの初期充電時の動作周波数から、微調整充電時の共振周波数に切替えることを特徴とする。
【００２４】
また、前記共振回路は、前記初期充電用インバータとトランスとの間に設けた共振用コンデンサと、このコンデンサ両端に並列に設けられて該コンデンサ両端を短絡または開放に切替えるスイッチとを有し、前記コンデンサを初期充電するときは前記スイッチを閉じ、微調整充電するときに該スイッチを開放する構成にしたことを特徴とする。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の実施形態を示す主回路構成図であり、１台のインバータによってコンデンサＣ０を目標電圧まで高速充電するものである。
【００２６】
同図が図８の初期充電用インバータによる充電回路と異なる部分は、インバータ２の交流電流出力から出力トランス９を通して整流回路１１に整流出力を得、この整流出力をチョッパ回路１３を通してコンデンサＣ０に充電電流を供給する点にある。
【００２７】
チョッパ回路１３は、整流回路１１の出力端にリアクトルＬと半導体スイッチＳ９の直列回路を設け、このリアクトルＬとスイッチＳ９の接続点に逆流防止用ダイオードＤを設け、このダイオードＤからコンデンサＣ０に充電電流を供給する。つまり、スイッチＳ９のオン期間にリアクトルＬに電流エネルギーを蓄積し、その後のスイッチＳ９のオフ期間でリアクトルＬの蓄積エネルギーをダイオードＤからコンデンサＣ０に供給する。
【００２８】
本実施形態による充電動作を説明する。インバータ２のスイッチＳ１，Ｓ４をオンさせるとともにスイッチＳ９をオンさせたとき、整流回路１１に発生する整流電流がリアクトルＬとスイッチ９を通した矢印Ａで示すループ電流が流れる。この電流Ｉは、スイッチＳ９のオン時間をΔＴ、トランス９の変成比をｎ１／ｎ２、直流電源１の電圧をＥとすると、
【００２９】
【数１】
Ｉ＝（ｎ２／ｎ１）×（Ｅ／Ｌ）×ΔＴ
となり、リアクトルＬには（１／２）×ＬＩ2のエネルギーが蓄えられる。
【００３０】
次に、スイッチＳ９をオフさせると、矢印Ｂで示すループ電流が流れ、コンデンサＣ０を充電する。この充電でコンデンサＣ０が目標電圧に達したことを検出したときにスイッチＳ９をオン制御し、スイッチＳ１，Ｓ４をオフ制御して充電を終了する。このとき、リアクトルＬの余剰エネルギーはスイッチＳ９と整流回路１１の循環電流として消費される。この循環電流が零になったときにスイッチＳ９をオフ後、スイッチＳ１，Ｓ４をオフ制御すれば、スイッチＳ１，Ｓ４には零電流遮断動作を得ることができる。
【００３１】
同様に、次回にコンデンサＣ０を充電するサイクルでは、インバータ２のスイッチＳ２，Ｓ３をオンさせ、このオン期間にスイッチＳ９をオン・オフ動作（チョッパ動作）させることでコンデンサＣ０を目標電圧まで充電し、スイッチＳ２，Ｓ３をオフさせて１サイクルの充電を完了する。
【００３２】
したがって、インバータ２の半サイクル期間にチョッパ回路１３を１回チョッパ動作させることでコンデンサＣ０を目標電圧まで充電させることができる。この充電動作によれば、コンデンサＣ０の１サイクル充電時間は、インバータ２の半サイクルになり、高速充電を得ることができる。また、インバータ２は、コンデンサＣ０の充電サイクルの半分の周期で動作するものであればよく、その動作周波数の低い安価なスイッチ素子を使用できる。
【００３３】
また、チョッパ回路１３は、そのチョッパ動作によりコンデンサＣ０を目標電圧まで連続的に充電していくことになり、従来の微調整用インバータ３から整流回路１２までの回路と同等の微調整充電機能をもたすができ、微調整充電回路を不要にするなど、従来構成に比べて、装置構成を大幅に小型化およびコストダウンを図ることができる。
【００３４】
なお、トランス９は、コンデンサＣ０の繰り返し充電でインバータ２から交流電流が流れるため、その偏磁が発生することはない。
【００３５】
また、トランス９は、インバータ２の出力を昇圧することでリアクトルＬにエネルギーを蓄積する速度を速めることができるが、これを省き、インバータ２の出力を直接に整流回路１１に供給する構成でもよい。
【００３６】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の他の実施形態を示す主回路構成図である。同図が図１と異なる部分は、微調整充電回路を設けた点にある。
【００３７】
この微調整充電回路は、図８と同様に、微調整用インバータ３と、共振用コンデンサ６とリアクトル８と、トランス１０および整流回路１２で構成され、コンデンサＣ０に微調整用充電電流を供給する。
【００３８】
本実施形態において、チョッパ回路１３によるコンデンサＣ０の充電には目標電圧の数％低い電圧で停止し、その後は微調整充電回路の動作により目標電圧まで微調整充電する。
【００３９】
この充電動作によれば、チョッパ回路１３による充電動作には第１の実施形態の場合に比べてチョッパ動作による充電電圧制御をラフにすることができ、チョッパ回路１３の制御が簡単にしながら、コンデンサＣ０の充電精度を一層高めることができる。
【００４０】
（第３の実施形態）
図３は、本発明の他の実施形態を示す主回路構成図である。同図が図２と異なる部分は、微調整充電回路のインバータ３を省き、インバータ２からの交流出力で代用した点にある。
【００４１】
第１の実施形態や第２の実施形態では、チョッパ回路１３を通してコンデンサＣ０の充電を終了したとき、チョッパ回路１３のスイッチＳ９をオンさせると共にインバータ２の運転を停止するが、本実施形態では、スイッチＳ９をオフさせたままインバータ２の動作を継続させ、矢印Ｃで示すリアクトルＬからコンデンサＣ０に充電電流が流れるのを阻止しておき、微調整充電動作のための交流電源を確保する。
【００４２】
なお、微調整充電動作に際しては、インバータ２のスイッチング周波数（動作周波数）をコンデンサ６，リアクトル８の共振周波数に合わせて高くする。
【００４３】
本実施形態によれば、インバータ２を初期充電と微調整充電に兼用でき、図２の場合に比べて装置を一層の小型化、コストダウンができる。
【００４４】
（第４の実施形態）
図４は、本発明の他の実施形態を示す主回路構成図である。同図が図３と異なる部分は、微調整充電用のトランス１０と整流回路１２をインバータ２のトランス９と整流回路１１で代用した点にある。
【００４５】
インバータ２の出力端には共振用コンデンサ６を介してトランス９に印加し、このコンデンサ６の両端を半導体スイッチＳ１０で双方向で短絡できるようにする。
【００４６】
本実施形態において、コンデンサＣ０の初期充電は、スイッチ１０を閉じた状態で第１の実施形態と同様に行い、この終了でスイッチＳ１０とスイッチＳ９をオフ制御し、インバータ２を高周波動作に切替えることでコンデンサＣ０を微調整充電する。この微調整充電には、インバータ２の動作周波数を、コンデンサ６とチョッパ回路１３のリアクトルＬによる共振周波数に合わせる。
【００４７】
本実施形態によれば、図１の場合と同様に、トランス１０と整流回路１２を省くことができる。しかも、図２や図３の場合と同様に微調整充電で充電精度を高めることができる。
【００４８】
（第５の実施形態）
図５は、本発明の他の実施形態を示す主回路構成図である。同図が図１と異なる部分は、チョッパ回路１３を省き、チョッパ回路用リアクトルＬをインバータ２の直流入力回路に挿入した点にある。
【００４９】
本実施形態による充電動作は、まず、スイッチＳ１，Ｓ３のオンによりインバータ２の上下アームを短絡させることで、矢印Ｄで示すように、リアクトルＬに電流を流してリアクトルＬに電流エネルギーを蓄積する。この後、スイッチＳ３をオフすると共にスイッチＳ４をオンすることにより、矢印Ｅで示すように、インバータ２には半波の交流電流を発生させ、コンデンサＣ０を充電する。
【００５０】
同様に、スイッチＳ２，Ｓ４のオンによりリアクトルＬに電流を流すことでリアクトルＬに電流エネルギーを蓄積し、スイッチＳ４をオフすると共にスイッチＳ３をオンすることにより半波の交流電流を発生し、コンデンサＣ０を充電する。
【００５１】
以上の充電動作において、コンデンサＣ０をその目標電圧近くまで充電する初期充電には、インバータ２を低い周波数で動作させることでリアクトルＬに蓄積する電流エネルギーを高め、高速充電を得る。そして、微調整充電には、インバータ２の動作周波数を徐々に高め、またはステップ的に高く切替えることにより、リアクトルＬに蓄積する電流エネルギーを低くし、コンデンサＣ０をその目標電圧まで精度よく充電する。
【００５２】
本実施形態によれば、図１の構成に比べて、インバータ２やトランス９に高周波応答性能を必要とするが、チョッパ回路１３のスイッチＳ９とダイオードＤを省くことができ、装置構成を簡単化できる。
【００５３】
（第６の実施形態）
図６は、本発明の他の実施形態を示す主回路構成図である。同図が図５と異なる部分は、インバータ２の直流回路のリアクトルＬをトランス９の出力回路に挿入し、整流回路１１の片側アームをダイオードに代えてスイッチ回路Ｓ１１，Ｓ１２とした点にある。
【００５４】
スイッチ回路Ｓ１１，Ｓ１２は、半導体スイッチとこれに逆並列接続のフライホイール用ダイオードで構成し、両半導体スイッチのオフ状態では従来の整流回路１１と同じ整流動作をし、スイッチの一方のオン状態ではリアクトルＬに短絡電流を流してそれに電流エネルギーを蓄積させる。
【００５５】
本実施形態による充電動作は、図１のチョッパ回路１３のチョッパ動作を整流回路１１で実現するもので、スイッチ回路Ｓ１１，Ｓ１２のオン・オフ制御により、リアクトルＬへの電流エネルギーの蓄積でコンデンサＣ０の充電を行うものである。
【００５６】
例えば、インバータ２のスイッチＳ１，Ｓ４をオンさせ、矢印Ｆで示す半サイクル電流を出力した状態で、スイッチ回路Ｓ１１のスイッチをチョッパ動作させる。これにより、スイッチ回路Ｓ１１のスイッチのオン期間には、矢印Ｇで示すように、リアクトルＬから回路Ｓ１１のスイッチ→スイッチ回路Ｓ１２のダイオード→トランス９の二次巻線の経路で電流が流れ、リアクトルＬに電流エネルギーを蓄積する。次いで、スイッチ回路Ｓ１１のスイッチをオフすると、リアクトルＬからダイオードＤ１→コンデンサＣ０→スイッチ回路Ｓ１２のダイオード→トランス９の二次巻線の経路で電流が流れ、コンデンサＣ０を充電する。
【００５７】
同様に、インバータ２のスイッチＳ２，Ｓ３をオンさせた半サイクル期間に、スイッチ回路Ｓ１２のスイッチのチョッパ動作によりリアクトルＬに電流エネルギーを蓄積し、コンデンサＣ０を充電する。
【００５８】
本実施形態は、図１の場合と同様の作用効果を得ることができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、インバータの出力でコンデンサを充電するのに、充電電圧を連続的に制御できるチョッパ回路を介挿させたため、コンデンサの充電速度や充電精度を高めることができ、しかも装置の小型化及びコストダウンを図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すコンデンサの充電装置の主回路構成図。
【図２】他の実施形態を示す主回路構成図。
【図３】他の実施形態を示す主回路構成図。
【図４】他の実施形態を示す主回路構成図。
【図５】他の実施形態を示す主回路構成図。
【図６】他の実施形態を示す主回路構成図。
【図７】パルス電源の構成例。
【図８】従来のコンデンサ充電装置の構成例。
【図９】２台のインバータによる充電特性。
【符号の説明】
１…直流電源
２…インバータ
３…微調整用インバータ
５、６…共振用コンデンサ
７、８…共振用リアクトル
９、１０…トランス
１１、１２…整流回路
１３…チョッパ回路
Claims (5)
- ブリッジ接続した半導体スイッチのオン／オフ制御で直流電源から交流出力を得る１台のインバータと、
前記インバータの出力を昇圧するトランスと、
前記トランスの出力を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力と電力用コンデンサとの間に介挿され、前記インバータの半サイクルの交流出力期間に少なくとも１回のチョッパ動作をし、このチョッパ動作によって前記整流回路の出力をリアクトルに電流エネルギーとして蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデンサを目標電圧まで充電し、この充電後に１回のチョッパ動作で前記リアクトルの余剰エネルギーを前記整流回路の循環電流として消費させるチョッパ回路と、
前記整流回路の循環電流が零になったときに前記インバータの半導体スイッチをオフ制御する手段を備えたことを特徴とするコンデンサの充電装置。 - ブリッジ接続した半導体スイッチのオン／オフ制御で直流電源から交流出力を得る１台の初期充電用インバータと、
前記インバータの出力を昇圧するトランスと、
前記トランスの出力を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力と電力用コンデンサとの間に介挿され、前記インバータの半サイクルの交流出力期間に少なくとも１回のチョッパ動作をし、このチョッパ動作によって前記整流回路の出力をリアクトルに電流エネルギーとして蓄積し、この電流エネルギーで前記電力用コンデンサを目標電圧近くまで充電し、この充電後に１回のチョッパ動作で前記リアクトルの余剰エネルギーを前記整流回路の循環電流として消費させるチョッパ回路と、
前記整流回路の循環電流が零になったときに前記インバータの半導体スイッチをオフ制御する手段と、
交流出力から共振出力を得るＬＣ共振回路と、前記ＬＣ共振回路の共振出力が出力トランスを通して入力されて整流出力を得る整流回路を有し、前記電力用コンデンサが目標電圧近くまで充電された後に該コンデンサを目標電圧まで充電する微調整充電回路とを備えたことを特徴とするコンデンサの充電装置。 - 前記ＬＣ共振回路は前記初期充電用インバータの交流出力から共振出力を得ることを特徴とする請求項２に記載のコンデンサの充電装置。
- 前記ＬＣ共振回路は前記初期充電用インバータの交流出力から共振出力を得、前記初期充電用インバータは前記コンデンサの初期充電時の動作周波数から、微調整充電時の共振周波数に切替えることを特徴とする請求項２に記載のコンデンサの充電装置。
- 前記共振回路は、前記初期充電用インバータとトランスとの間に設けた共振用コンデンサと、このコンデンサ両端に並列に設けられて該コンデンサ両端を短絡または開放に切替えるスイッチとを有し、前記コンデンサを初期充電するときは前記スイッチを閉じ、微調整充電するときに該スイッチを開放する構成にしたことを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載のコンデンサの充電装置。
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