JP3490051B2 - コンデンサ充電装置及び充電方法 - Google Patents
コンデンサ充電装置及び充電方法Info
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- JP3490051B2 JP3490051B2 JP2000193063A JP2000193063A JP3490051B2 JP 3490051 B2 JP3490051 B2 JP 3490051B2 JP 2000193063 A JP2000193063 A JP 2000193063A JP 2000193063 A JP2000193063 A JP 2000193063A JP 3490051 B2 JP3490051 B2 JP 3490051B2
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- Y02B70/1433—
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 この発明は、インバータ回路と
インダクタンス手段とを用いたコンデンサ充電装置及び
方法に関する。
インダクタンス手段とを用いたコンデンサ充電装置及び
方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】 エキシマレーザなどのパルスレーザに
おいては、数kVから数10kV程度の高電圧に充電されたコ
ンデンサの電荷を磁気圧縮回路などを通してレーザ管に
高速で放電し、レーザ光を励起する。パルスレーザの応
用装置ではレーザ光の励起回数が高いほど、すなわちコ
ンデンサの充放電繰り返し回数が高いほど、レーザ装置
としての性能が向上し、近年は数kHz の高繰り返しが課
題となってきた。このため、コンデンサの充電装置も数
100 μs 以下で充電完了する高速充電動作を繰り返しで
きる性能が必要である。また、エキシマレーザでは毎回
のレーザ光出力変動を検出して、次のサイクルのレーザ
光出力を制御するので、充電電圧を毎サイクル制御する
必要があり、高速制御性も重要である。
おいては、数kVから数10kV程度の高電圧に充電されたコ
ンデンサの電荷を磁気圧縮回路などを通してレーザ管に
高速で放電し、レーザ光を励起する。パルスレーザの応
用装置ではレーザ光の励起回数が高いほど、すなわちコ
ンデンサの充放電繰り返し回数が高いほど、レーザ装置
としての性能が向上し、近年は数kHz の高繰り返しが課
題となってきた。このため、コンデンサの充電装置も数
100 μs 以下で充電完了する高速充電動作を繰り返しで
きる性能が必要である。また、エキシマレーザでは毎回
のレーザ光出力変動を検出して、次のサイクルのレーザ
光出力を制御するので、充電電圧を毎サイクル制御する
必要があり、高速制御性も重要である。
【０００３】 図７は従来の共振充電型のコンデンサ充
電装置の例を示す。１は商用の交流電圧を整流する整流
器などの直流電源である。直流電源１の出力は電圧型の
ブリッジインバータ回路２に供給される。インバータ回
路２は、帰還用ダイオード３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄがそ
れぞれ逆並列に接続された４個のIGBT４Ａ、４Ｂ、４
Ｃ、４Ｄからなる。インバータ回路２の交流側出力はイ
ンダクタンス手段５を介して高電圧変圧器６の１次巻線
６Ａに接続されており、その２次巻線６Ｂで所定の値に
昇圧された交流高電圧になり、高電圧整流器７により直
流高電圧に変換されて負荷コンデンサ８に供給される。
１次巻線６Ａと２次巻線６Ｂに付された黒点は巻線の極
性を示す。高電圧整流器７は４個のダイオード７Ａ．７
Ｂ、７Ｃ、７Ｄからなるブリッジ整流器である。インダ
クタンス手段５は、変圧器６の漏れインダクタンスも含
む。
電装置の例を示す。１は商用の交流電圧を整流する整流
器などの直流電源である。直流電源１の出力は電圧型の
ブリッジインバータ回路２に供給される。インバータ回
路２は、帰還用ダイオード３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄがそ
れぞれ逆並列に接続された４個のIGBT４Ａ、４Ｂ、４
Ｃ、４Ｄからなる。インバータ回路２の交流側出力はイ
ンダクタンス手段５を介して高電圧変圧器６の１次巻線
６Ａに接続されており、その２次巻線６Ｂで所定の値に
昇圧された交流高電圧になり、高電圧整流器７により直
流高電圧に変換されて負荷コンデンサ８に供給される。
１次巻線６Ａと２次巻線６Ｂに付された黒点は巻線の極
性を示す。高電圧整流器７は４個のダイオード７Ａ．７
Ｂ、７Ｃ、７Ｄからなるブリッジ整流器である。インダ
クタンス手段５は、変圧器６の漏れインダクタンスも含
む。
【０００４】 ９、１０は充電電圧検出用分圧抵抗であ
り、負荷コンデンサ８の充電電圧を数V の信号電圧Vdに
変換し、その信号電圧Vdは電圧比較回路１１に入力され
る。１２は充電電圧設定用の基準電圧源であり、基準電
圧Vrを有する。電圧比較回路１１は検出電圧Vdと基準電
圧Vrを比較し、検出電圧Vdが基準電圧Vrに達するまでH
レベルの比較信号Vhを出力し、基準電圧VrになるとL レ
ベルの比較信号Vh信号を出力する。電圧比較回路１１は
出力信号Vhの切り替わり点で振動しないように、充電電
圧の０．１％程度のヒステリシスが設けられる。１３は
インバータ制御回路であり、A 相、B 相二つの逆相信号
はAND ゲート１４と１５を通して、一方はIGBT４Ａと４
Ｄの一対、他方はIGBT４Ｂと４Ｃの一対を交互にオンさ
せる。図７では信号の経路を示すため一対のIGBTのゲー
ト信号系統を共通にしているが、実際にはIGBTの各ゲー
ト信号系統は絶縁分離される。
り、負荷コンデンサ８の充電電圧を数V の信号電圧Vdに
変換し、その信号電圧Vdは電圧比較回路１１に入力され
る。１２は充電電圧設定用の基準電圧源であり、基準電
圧Vrを有する。電圧比較回路１１は検出電圧Vdと基準電
圧Vrを比較し、検出電圧Vdが基準電圧Vrに達するまでH
レベルの比較信号Vhを出力し、基準電圧VrになるとL レ
ベルの比較信号Vh信号を出力する。電圧比較回路１１は
出力信号Vhの切り替わり点で振動しないように、充電電
圧の０．１％程度のヒステリシスが設けられる。１３は
インバータ制御回路であり、A 相、B 相二つの逆相信号
はAND ゲート１４と１５を通して、一方はIGBT４Ａと４
Ｄの一対、他方はIGBT４Ｂと４Ｃの一対を交互にオンさ
せる。図７では信号の経路を示すため一対のIGBTのゲー
ト信号系統を共通にしているが、実際にはIGBTの各ゲー
ト信号系統は絶縁分離される。
【０００５】 変圧器６の漏れインダクタンスを含むイ
ンダクタンス手段５と整流回路７と負荷コンデンサ８は
半波の直列共振回路を構成している。ここで、インダク
タンス手段５は通常、漏れインダクタンスを有する変圧
器６と適当なインダクタンスを有するインダクタとから
なるが、変圧器６の漏れインダクタンスだけで直列共振
に必要なインダクタンスが得られれば、変圧器６だけで
も良い。インバータ回路２の一対のIGBTをこの共振半周
期でオンさせると、負荷コンデンサ８は、直流電源電圧
に変圧器６の変圧比n を乗じた値のほぼ２倍の電圧に向
けて共振充電される。例えば、直流電源電圧Vdc を２５
０V 、負荷コンデンサ８（Co）を５０nF, 、変圧器６の
昇圧比ｎを２０とすると、充電電圧Vcは、Vc＝２×n×V
dc ＝２×２０×２５０＝１０kVになる。一対のIGBTの
オン時間は充電時間に相当し、共振半周期である。充電
時間、すなわち共振半周期 T／２＝１００μｓとすれ
ば、負荷コンデンサCoの１次換算値Co' は、Co’＝２０
２×５０nF＝２０μF となる。ただし、２π√LC＝T で
あるから、インダクタンス手段５の値L は、L ＝（T ／
２π）２／Co’＝２５．３μH となる。実際の従来のシ
ステムでは、商用電源電圧の変動により直流電源電圧Vd
c は変化し、例えば、ＡＣ１８０Ｖ〜２２０Ｖの商用電
源電圧の変動で２４０Ｖから３００Ｖまで変化する。ま
た、共振作用も回路損失により２倍以下となる。このた
め、変圧器６の昇圧比ｎを２０以上、例えば２５に設定
し、直流電源電圧Vdc の最低電圧時に、一対のＩＧＢＴ
を共振半周期オンさせたとき、負荷コンデンサCoの充電
電圧が設定電圧１０kV以上になるように回路定数が設定
される。このため、インバータ回路のＩＧＢＴは負荷コ
ンデンサCoの充電電圧が設定電圧１０kVに達したときに
オフして、電源電圧変動範囲で充電電圧を安定化する。
ンダクタンス手段５と整流回路７と負荷コンデンサ８は
半波の直列共振回路を構成している。ここで、インダク
タンス手段５は通常、漏れインダクタンスを有する変圧
器６と適当なインダクタンスを有するインダクタとから
なるが、変圧器６の漏れインダクタンスだけで直列共振
に必要なインダクタンスが得られれば、変圧器６だけで
も良い。インバータ回路２の一対のIGBTをこの共振半周
期でオンさせると、負荷コンデンサ８は、直流電源電圧
に変圧器６の変圧比n を乗じた値のほぼ２倍の電圧に向
けて共振充電される。例えば、直流電源電圧Vdc を２５
０V 、負荷コンデンサ８（Co）を５０nF, 、変圧器６の
昇圧比ｎを２０とすると、充電電圧Vcは、Vc＝２×n×V
dc ＝２×２０×２５０＝１０kVになる。一対のIGBTの
オン時間は充電時間に相当し、共振半周期である。充電
時間、すなわち共振半周期 T／２＝１００μｓとすれ
ば、負荷コンデンサCoの１次換算値Co' は、Co’＝２０
２×５０nF＝２０μF となる。ただし、２π√LC＝T で
あるから、インダクタンス手段５の値L は、L ＝（T ／
２π）２／Co’＝２５．３μH となる。実際の従来のシ
ステムでは、商用電源電圧の変動により直流電源電圧Vd
c は変化し、例えば、ＡＣ１８０Ｖ〜２２０Ｖの商用電
源電圧の変動で２４０Ｖから３００Ｖまで変化する。ま
た、共振作用も回路損失により２倍以下となる。このた
め、変圧器６の昇圧比ｎを２０以上、例えば２５に設定
し、直流電源電圧Vdc の最低電圧時に、一対のＩＧＢＴ
を共振半周期オンさせたとき、負荷コンデンサCoの充電
電圧が設定電圧１０kV以上になるように回路定数が設定
される。このため、インバータ回路のＩＧＢＴは負荷コ
ンデンサCoの充電電圧が設定電圧１０kVに達したときに
オフして、電源電圧変動範囲で充電電圧を安定化する。
【０００６】 次に、図８を参照して動作を説明する。
図８の(1) はインダクタンス手段５の電流ILであり、IG
BT４Ａとその逆並列ダイオード３Ａの電流と、IGBT４Ｂ
とその逆並列ダイオード３Ｂの電流の合成電流と等し
く、逆並列ダイオード３Ａ、３Ｂの電流を斜線で示す。
(2) は負荷コンデンサ８の充電電圧Vc、(3)はIGBT４Ａ
又は４Ｄのゲート信号VgA と、IGBT４Ｂ又は４Ｃのゲー
ト信号VgB を示す。今、時刻t0で負荷コンデンサ８が放
電されていると、検出電圧Vdは基準電圧Vrより低く、電
圧比較回路１１はH 信号を出力し、制御回路１３のA 相
側の信号がAND 回路１４を通過して、インバータ回路２
の対角線上の１対のIGBT４Ａと４Ｄをオンさせる。この
オンにより、共振回路に直流電源電圧が印加されて共振
電流ILがインダクタンス手段５を流れ、負荷コンデンサ
８の充電電圧Vcは図のように上昇する。時刻t1で負荷コ
ンデンサの充電電圧Vcが設定電圧値１０kVに達したと
き、電圧比較回路１１はL 信号を出し、AND 回路１４が
ゲート信号を阻止して一対のIGBT４Ａと４Ｄをオフさせ
る。しかし、回路内をそれまで流れていた電流ILによる
電磁エネルギーがインダクタンス手段５に蓄積されてお
り、この電磁エネルギーによる慣性電流、つまり帰還電
流は図８の斜線部分で示す。
図８の(1) はインダクタンス手段５の電流ILであり、IG
BT４Ａとその逆並列ダイオード３Ａの電流と、IGBT４Ｂ
とその逆並列ダイオード３Ｂの電流の合成電流と等し
く、逆並列ダイオード３Ａ、３Ｂの電流を斜線で示す。
(2) は負荷コンデンサ８の充電電圧Vc、(3)はIGBT４Ａ
又は４Ｄのゲート信号VgA と、IGBT４Ｂ又は４Ｃのゲー
ト信号VgB を示す。今、時刻t0で負荷コンデンサ８が放
電されていると、検出電圧Vdは基準電圧Vrより低く、電
圧比較回路１１はH 信号を出力し、制御回路１３のA 相
側の信号がAND 回路１４を通過して、インバータ回路２
の対角線上の１対のIGBT４Ａと４Ｄをオンさせる。この
オンにより、共振回路に直流電源電圧が印加されて共振
電流ILがインダクタンス手段５を流れ、負荷コンデンサ
８の充電電圧Vcは図のように上昇する。時刻t1で負荷コ
ンデンサの充電電圧Vcが設定電圧値１０kVに達したと
き、電圧比較回路１１はL 信号を出し、AND 回路１４が
ゲート信号を阻止して一対のIGBT４Ａと４Ｄをオフさせ
る。しかし、回路内をそれまで流れていた電流ILによる
電磁エネルギーがインダクタンス手段５に蓄積されてお
り、この電磁エネルギーによる慣性電流、つまり帰還電
流は図８の斜線部分で示す。
【０００７】 この帰還電流は、インダクタンス手段５
の右端子→変圧器６の１次巻線６Ａの黒点端子→変圧器
６の２次巻線６Ｂの黒点端子→ダイオード７Ａ→負荷コ
ンデンサ８→ダイオード７Ｄ→変圧器６の２次巻線６Ｂ
の非黒点端子→変圧器６の１次巻線６Ａの非黒点端子→
帰還用ダイオード３Ａ→直流電源１の正極から負極→帰
還用ダイオード３Ｄ→インダクタンス手段５の左端子の
経路で負荷コンデンサ８を充電しながら直流電源１に帰
還する。この慣性電流によって負荷コンデンサ８が充電
され、充電電圧Vcは設定電圧である１０kVを超え、図８
に示すように、ΔＶだけ過充電される。
の右端子→変圧器６の１次巻線６Ａの黒点端子→変圧器
６の２次巻線６Ｂの黒点端子→ダイオード７Ａ→負荷コ
ンデンサ８→ダイオード７Ｄ→変圧器６の２次巻線６Ｂ
の非黒点端子→変圧器６の１次巻線６Ａの非黒点端子→
帰還用ダイオード３Ａ→直流電源１の正極から負極→帰
還用ダイオード３Ｄ→インダクタンス手段５の左端子の
経路で負荷コンデンサ８を充電しながら直流電源１に帰
還する。この慣性電流によって負荷コンデンサ８が充電
され、充電電圧Vcは設定電圧である１０kVを超え、図８
に示すように、ΔＶだけ過充電される。
【０００８】 時刻t2で負荷コンデンサ８が図示しない
負荷に放電された後、今度はインバータ制御回路１３が
B 相の信号を発生し、AND ゲート１５を通して反対の対
角線上のIGBT３Ｂ、３Ｃがオンして、インダクタンス手
段８と変圧器６には逆方向に電流ILが流れる。変圧器６
の２次巻線６Ｂの電流は整流されて、再び負荷コンデン
サ８を充電する。インバータ回路２が１サイクルオンす
ることにより、負荷コンデンサ８は２回充電される。こ
のブリッジインバータ形式の共振充電の利点は、IGBTの
スイッチング周波数が負荷コンデンサ８の充電周波数の
１／２でよく、例えばエキシマレーザなどの４kHz 繰り
返しに対して、２kHz のスイッチングで済み、スイッチ
ング損失が少ないことである。
負荷に放電された後、今度はインバータ制御回路１３が
B 相の信号を発生し、AND ゲート１５を通して反対の対
角線上のIGBT３Ｂ、３Ｃがオンして、インダクタンス手
段８と変圧器６には逆方向に電流ILが流れる。変圧器６
の２次巻線６Ｂの電流は整流されて、再び負荷コンデン
サ８を充電する。インバータ回路２が１サイクルオンす
ることにより、負荷コンデンサ８は２回充電される。こ
のブリッジインバータ形式の共振充電の利点は、IGBTの
スイッチング周波数が負荷コンデンサ８の充電周波数の
１／２でよく、例えばエキシマレーザなどの４kHz 繰り
返しに対して、２kHz のスイッチングで済み、スイッチ
ング損失が少ないことである。
【０００９】 しかし問題点もあり、従来装置の欠点と
しては、IGBTがオフしてもその時点でインダクタンス手
段５に流れていた電流による磁気エネルギーが慣性電流
となって負荷コンデンサ８を充電しながら、IGBTなどに
逆並列接続された帰還用ダイオード３Ａ〜３Ｄを通して
直流電源１に帰還するため、負荷コンデンサ８が過充電
されることである。またここでは図示しないが、インダ
クタンス手段と直列に共振用コンデンサを接続し、この
共振周波数に関連した周波数でIGBTを駆動する直列共振
インバータにおいても、充電電圧が設定値でIGBTをオフ
させたとき、インダクタンス手段の残留電磁エネルギー
による慣性電流で負荷コンデンサ８の過充電が発生す
る。すなわち、交流側にインダクタンス手段を使用する
電圧型インバータを用いるコンデンサ充電装置は、イン
バータ回路のIGBTをオフさせても、慣性電流で充電が継
続して負荷コンデンサ８を過充電する問題がある。図９
はこの例を示しており、電圧比較回路11の比較信号Vhが
L になってインバータ回路２がオフしたにもかかわら
ず、インダクタンス手段５の慣性電流で負荷コンデンサ
８の充電電圧VcがΔＶだけ過充電しているのが分かる。
しては、IGBTがオフしてもその時点でインダクタンス手
段５に流れていた電流による磁気エネルギーが慣性電流
となって負荷コンデンサ８を充電しながら、IGBTなどに
逆並列接続された帰還用ダイオード３Ａ〜３Ｄを通して
直流電源１に帰還するため、負荷コンデンサ８が過充電
されることである。またここでは図示しないが、インダ
クタンス手段と直列に共振用コンデンサを接続し、この
共振周波数に関連した周波数でIGBTを駆動する直列共振
インバータにおいても、充電電圧が設定値でIGBTをオフ
させたとき、インダクタンス手段の残留電磁エネルギー
による慣性電流で負荷コンデンサ８の過充電が発生す
る。すなわち、交流側にインダクタンス手段を使用する
電圧型インバータを用いるコンデンサ充電装置は、イン
バータ回路のIGBTをオフさせても、慣性電流で充電が継
続して負荷コンデンサ８を過充電する問題がある。図９
はこの例を示しており、電圧比較回路11の比較信号Vhが
L になってインバータ回路２がオフしたにもかかわら
ず、インダクタンス手段５の慣性電流で負荷コンデンサ
８の充電電圧VcがΔＶだけ過充電しているのが分かる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】 本発明は、交流側に
インダクタンス手段を使用するインバータ回路を利用し
た充電装置において、負荷コンデンサの充電電圧が設定
値に達するとき、インダクタンス手段の慣性電流をバイ
パスして負荷コンデンサを過充電することなく、充電電
圧の精度及び安定度を向上させることを課題とする。
インダクタンス手段を使用するインバータ回路を利用し
た充電装置において、負荷コンデンサの充電電圧が設定
値に達するとき、インダクタンス手段の慣性電流をバイ
パスして負荷コンデンサを過充電することなく、充電電
圧の精度及び安定度を向上させることを課題とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】 この発明の請求項１
は、前記課題を解決するため、直流入力端子と、該直流
入力端子に接続され、スイッチング半導体素子と帰還用
ダイオードとを備えるインバータ回路と、該インバータ
回路の交流側に接続されている変圧器と、該変圧器の１
次巻線又は２次巻線に直列であって前記変圧器の漏れイ
ンダクタンスを含むインダクタンス手段と、前記変圧器
の２次側に接続されている整流器とを備え、負荷となる
負荷コンデンサを設定電圧に充電するコンデンサ充電装
置において、前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧
に達するときに前記インダクタンス手段の出力側を短絡
して、該インダクタンス手段の磁気エネルギーによる慣
性電流が前記負荷コンデンサに流れるのを防止すると共
に、前記帰還用ダイオードを通して前記直流入力端子側
へ前記慣性電流を帰還するスイッチ手段を前記変圧器の
２次側に備えていることを特徴とするコンデンサ充電装
置を提供する。
は、前記課題を解決するため、直流入力端子と、該直流
入力端子に接続され、スイッチング半導体素子と帰還用
ダイオードとを備えるインバータ回路と、該インバータ
回路の交流側に接続されている変圧器と、該変圧器の１
次巻線又は２次巻線に直列であって前記変圧器の漏れイ
ンダクタンスを含むインダクタンス手段と、前記変圧器
の２次側に接続されている整流器とを備え、負荷となる
負荷コンデンサを設定電圧に充電するコンデンサ充電装
置において、前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧
に達するときに前記インダクタンス手段の出力側を短絡
して、該インダクタンス手段の磁気エネルギーによる慣
性電流が前記負荷コンデンサに流れるのを防止すると共
に、前記帰還用ダイオードを通して前記直流入力端子側
へ前記慣性電流を帰還するスイッチ手段を前記変圧器の
２次側に備えていることを特徴とするコンデンサ充電装
置を提供する。
【００１２】この発明の請求項２は、前記課題を解決す
るため、請求項１において、前記整流器と前記負荷コン
デンサとの間に直列に逆放電阻止用ダイオードが接続さ
れ、前記スイッチ手段は前記整流器と前記逆放電阻止用
ダイオードとの間に一端が接続され、かつ前記整流器の
直流出力間に跨がって接続されていることを特徴とする
コンデンサ充電装置を提供する。
るため、請求項１において、前記整流器と前記負荷コン
デンサとの間に直列に逆放電阻止用ダイオードが接続さ
れ、前記スイッチ手段は前記整流器と前記逆放電阻止用
ダイオードとの間に一端が接続され、かつ前記整流器の
直流出力間に跨がって接続されていることを特徴とする
コンデンサ充電装置を提供する。
【００１３】この発明の請求項３は、前記課題を解決す
るため、請求項１において、前記整流器の交流側におい
てダイオードと前記スイッチ手段との直列接続体が前記
変圧器の２次巻線と並列に接続されていることを特徴と
するコンデンサ充電装置を提供する。
るため、請求項１において、前記整流器の交流側におい
てダイオードと前記スイッチ手段との直列接続体が前記
変圧器の２次巻線と並列に接続されていることを特徴と
するコンデンサ充電装置を提供する。
【００１４】この発明の請求項４は、前記課題を解決す
るため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続されて
いるインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に接
続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻
線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含
むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続さ
れている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを
設定電圧に充電するコンデンサ充電装置において、前記
変圧器の２次巻線間にダイオードがそれらのカソード同
士が向き合うように直列接続され、前記ダイオードのカ
ソード同士の接続点と前記整流器の直流側端子間に、前
記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達するときに
前記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該インダ
クタンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記負
荷コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備え
ていることを特徴とするコンデンサ充電装置を提供す
る。
るため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続されて
いるインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に接
続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻
線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含
むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続さ
れている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを
設定電圧に充電するコンデンサ充電装置において、前記
変圧器の２次巻線間にダイオードがそれらのカソード同
士が向き合うように直列接続され、前記ダイオードのカ
ソード同士の接続点と前記整流器の直流側端子間に、前
記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達するときに
前記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該インダ
クタンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記負
荷コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備え
ていることを特徴とするコンデンサ充電装置を提供す
る。
【００１５】この発明の請求項５は、前記課題を解決す
るため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続されて
いるインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に接
続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻
線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含
むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続さ
れている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを
設定電圧に充電するコンデンサ充電装置において、前記
負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達するときに前
記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該インダク
タンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記負荷
コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備え、
前記スイッチ手段は、第１のスイッチ手段と第２のスイ
ッチ手段からなり、前記第１のスイッチ手段は抵抗と直
列に接続され、前記第２のスイッチ手段は前記第１のス
イッチ手段と抵抗とに並列に接続されていることを特徴
とするコンデンサ充電装置を提供する。
るため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続されて
いるインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に接
続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻
線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含
むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続さ
れている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを
設定電圧に充電するコンデンサ充電装置において、前記
負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達するときに前
記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該インダク
タンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記負荷
コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備え、
前記スイッチ手段は、第１のスイッチ手段と第２のスイ
ッチ手段からなり、前記第１のスイッチ手段は抵抗と直
列に接続され、前記第２のスイッチ手段は前記第１のス
イッチ手段と抵抗とに並列に接続されていることを特徴
とするコンデンサ充電装置を提供する。
【００１６】この発明の請求項６は、前記課題を解決す
るため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続されて
いるインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に接
続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻
線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含
むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続さ
れている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを
設定電圧に充電するコンデンサ充電装置において、前記
負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達するときに前
記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該インダク
タンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記負荷
コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備え、
前記インバータ回路は、実質的に前記負荷コンデンサと
前記インダクタンス手段の直列共振の半周期期間オン
し、前記負荷コンデンサを等価的に前記直流入力端子間
の電圧の２倍に向けて充電する共振充電式の電圧型イン
バータ回路であることを特徴とするコンデンサ充電装置
を提供する。
るため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続されて
いるインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に接
続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻
線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含
むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続さ
れている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを
設定電圧に充電するコンデンサ充電装置において、前記
負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達するときに前
記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該インダク
タンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記負荷
コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備え、
前記インバータ回路は、実質的に前記負荷コンデンサと
前記インダクタンス手段の直列共振の半周期期間オン
し、前記負荷コンデンサを等価的に前記直流入力端子間
の電圧の２倍に向けて充電する共振充電式の電圧型イン
バータ回路であることを特徴とするコンデンサ充電装置
を提供する。
【００１７】この発明の請求項７は、前記課題を解決す
るため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続されて
いるインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に接
続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻
線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含
むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続さ
れている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを
設定電圧に充電するコンデンサ充電装置において、前記
負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達したときに前
記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該インダク
タンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記負荷
コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備え、
前記インバータ回路は、前記インダクタンス手段と直列
にこのインダクタンス手段と直列共振するコンデンサが
接続され、この共振周波数に関係する周波数で運転され
る直列共振式の電圧型インバータ回路であることを特徴
とするコンデンサ充電装置を提供する。
るため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続されて
いるインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に接
続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻
線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含
むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続さ
れている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを
設定電圧に充電するコンデンサ充電装置において、前記
負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達したときに前
記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該インダク
タンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記負荷
コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備え、
前記インバータ回路は、前記インダクタンス手段と直列
にこのインダクタンス手段と直列共振するコンデンサが
接続され、この共振周波数に関係する周波数で運転され
る直列共振式の電圧型インバータ回路であることを特徴
とするコンデンサ充電装置を提供する。
【００１８】この発明の請求項８は、前記課題を解決す
るため、請求項１ないし請求項７のいずれか１項におい
て、前記インバータ回路が、ブリッジに接続されている
スイッチング半導体素子とそれらの各々に並列接続され
ている帰還用ダイオードとからなるフルブリッジ型イン
バータ回路であることを特徴とするコンデンサ充電装置
を提供する。
るため、請求項１ないし請求項７のいずれか１項におい
て、前記インバータ回路が、ブリッジに接続されている
スイッチング半導体素子とそれらの各々に並列接続され
ている帰還用ダイオードとからなるフルブリッジ型イン
バータ回路であることを特徴とするコンデンサ充電装置
を提供する。
【００１９】この発明の請求項９は、前記課題を解決す
るため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続され、
２組の互いに直列接続されているスイッチング半導体素
子と帰還用ダイオードとをブリッジに接続してなるイン
バータ回路と、該インバータ回路の交流側に接続されて
いる変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻線に直列
であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含むインダ
クタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続されている
整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを設定電圧
に充電するコンデンサ充電装置において、前記負荷コン
デンサの充電電圧が設定電圧に達するときに前記インダ
クタンス手段の出力側を短絡して、該インダクタンス手
段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記負荷コンデン
サに流れるのを防止すると共に、前記帰還用ダイオード
を通して前記直流入力端子側へ前記慣性電流を帰還する
スイッチ手段を前記変圧器の２次側に備えていることを
特徴とするコンデンサ充電装置を提供する。
るため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続され、
２組の互いに直列接続されているスイッチング半導体素
子と帰還用ダイオードとをブリッジに接続してなるイン
バータ回路と、該インバータ回路の交流側に接続されて
いる変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻線に直列
であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含むインダ
クタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続されている
整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを設定電圧
に充電するコンデンサ充電装置において、前記負荷コン
デンサの充電電圧が設定電圧に達するときに前記インダ
クタンス手段の出力側を短絡して、該インダクタンス手
段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記負荷コンデン
サに流れるのを防止すると共に、前記帰還用ダイオード
を通して前記直流入力端子側へ前記慣性電流を帰還する
スイッチ手段を前記変圧器の２次側に備えていることを
特徴とするコンデンサ充電装置を提供する。
【００２０】この発明の請求項１０は、前記課題を解決
するため請求項１ないし請求項７のいずれか１項におい
て、前記インバータ回路が、一対のコンデンサと一対の
スイッチング半導体素子とをブリッジに接続してなる回
路構成であることを特徴とするコンデンサ充電装置を提
供する。
するため請求項１ないし請求項７のいずれか１項におい
て、前記インバータ回路が、一対のコンデンサと一対の
スイッチング半導体素子とをブリッジに接続してなる回
路構成であることを特徴とするコンデンサ充電装置を提
供する。
【００２１】この発明の請求項１１は、前記課題を解決
するため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続さ
れ、スイッチング半導体素子と帰還用ダイオードとを備
えているインバータ回路と、該インバータ回路の交流側
に接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２
次巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンス
を含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接
続されている整流器とを備えた充電装置によって負荷と
なる負荷コンデンサを設定電圧に充電する方法におい
て、前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達した
ときに前記インバータ回路の前記スイッチング半導体素
子をオフさせると同時に、前記インダクタンス手段によ
って流れる慣性電流を前記負荷コンデンサからバイパス
し、前記整流器と前記変圧器と前記帰還用ダイオードと
を通して前記直流入力端子側に帰還することを特徴とす
るコンデンサ充電方法を提供する。
するため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続さ
れ、スイッチング半導体素子と帰還用ダイオードとを備
えているインバータ回路と、該インバータ回路の交流側
に接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２
次巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンス
を含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接
続されている整流器とを備えた充電装置によって負荷と
なる負荷コンデンサを設定電圧に充電する方法におい
て、前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達した
ときに前記インバータ回路の前記スイッチング半導体素
子をオフさせると同時に、前記インダクタンス手段によ
って流れる慣性電流を前記負荷コンデンサからバイパス
し、前記整流器と前記変圧器と前記帰還用ダイオードと
を通して前記直流入力端子側に帰還することを特徴とす
るコンデンサ充電方法を提供する。
【００２２】この発明の請求項１２は、前記課題を解決
するため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続され
ているインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に
接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次
巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを
含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続
されている整流器とを備えている充電装置によって負荷
となる負荷コンデンサを設定電圧に充電する方法におい
て、前記負荷コンデンサの充電電圧が所定の電圧よりも
低い目標値に達したときに前記インバータ回路の前記ス
イッチング半導体素子をオフさせ、その後は前記インダ
クタンス手段による慣性電流で前記負荷コンデンサを更
に充電して設定電圧に達すると、スイッチ手段をオンさ
せて、前記慣性電流を前記負荷コンデンサからバイパス
し、前記慣性電流が前記負荷コンデンサに流れないよう
にすることを特徴とするコンデンサ充電方法を提供す
る。
するため、直流入力端子と、該直流入力端子に接続され
ているインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に
接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次
巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを
含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続
されている整流器とを備えている充電装置によって負荷
となる負荷コンデンサを設定電圧に充電する方法におい
て、前記負荷コンデンサの充電電圧が所定の電圧よりも
低い目標値に達したときに前記インバータ回路の前記ス
イッチング半導体素子をオフさせ、その後は前記インダ
クタンス手段による慣性電流で前記負荷コンデンサを更
に充電して設定電圧に達すると、スイッチ手段をオンさ
せて、前記慣性電流を前記負荷コンデンサからバイパス
し、前記慣性電流が前記負荷コンデンサに流れないよう
にすることを特徴とするコンデンサ充電方法を提供す
る。
【００２３】この発明の請求項１３は、前記課題を解決
するため、請求項１１又は請求項１２において、前記ス
イッチ手段は、前記慣性電流がほぼゼロになるまでオン
状態に維持されることを特徴とするコンデンサ充電方法
を提供する。
するため、請求項１１又は請求項１２において、前記ス
イッチ手段は、前記慣性電流がほぼゼロになるまでオン
状態に維持されることを特徴とするコンデンサ充電方法
を提供する。
【００２４】この発明の請求項１４は、前記課題を解決
するため、請求項１１ないし請求項１３のいずれかにお
いて、前記スイッチ手段は、前記インバータ回路が次の
充電を開始する時刻の直前又は同時にオフすることを特
徴とするコンデンサ充電方法を提供する。
するため、請求項１１ないし請求項１３のいずれかにお
いて、前記スイッチ手段は、前記インバータ回路が次の
充電を開始する時刻の直前又は同時にオフすることを特
徴とするコンデンサ充電方法を提供する。
【００２５】
【発明の実施の形態及び実施例】 本発明の一実施例で
ある共振充電型のコンデンサ充電装置について図１によ
り説明する。図中の記号で図７と同じ記号は相当する部
材を示す。本発明では、このコンデンサ充電装置の負荷
である負荷コンデンサ８と直列に充電電流方向に逆放電
阻止用ダイオード２１を接続すると共に、整流器７の直
流端子間に跨って短絡用のスイッチ手段２２を接続す
る。また、電圧比較回路１１の出力にパルス発生回路２
３を接続し、比較信号VhがL になったときにパルス発生
回路２３は所定幅のパルスをスイッチ手段２２のゲート
極に供給する。このスイッチ手段２２としては、FET 、
IGBT、IEGT、サイリスタなどの種々の半導体スイッチが
使用でき、特にSCR のような積極的なターンオフ機能が
ない半導体素子も後で説明する理由で使用できる。ま
た、充電電圧が数kVと高くて、通常の半導体素子の耐圧
を超える場合には、スイッチ手段２２は必要個数直列接
続したものからなる。この直列接続の回路、駆動方法に
ついては本発明の要旨ではなく、慣用技術であるので深
く説明しない。
ある共振充電型のコンデンサ充電装置について図１によ
り説明する。図中の記号で図７と同じ記号は相当する部
材を示す。本発明では、このコンデンサ充電装置の負荷
である負荷コンデンサ８と直列に充電電流方向に逆放電
阻止用ダイオード２１を接続すると共に、整流器７の直
流端子間に跨って短絡用のスイッチ手段２２を接続す
る。また、電圧比較回路１１の出力にパルス発生回路２
３を接続し、比較信号VhがL になったときにパルス発生
回路２３は所定幅のパルスをスイッチ手段２２のゲート
極に供給する。このスイッチ手段２２としては、FET 、
IGBT、IEGT、サイリスタなどの種々の半導体スイッチが
使用でき、特にSCR のような積極的なターンオフ機能が
ない半導体素子も後で説明する理由で使用できる。ま
た、充電電圧が数kVと高くて、通常の半導体素子の耐圧
を超える場合には、スイッチ手段２２は必要個数直列接
続したものからなる。この直列接続の回路、駆動方法に
ついては本発明の要旨ではなく、慣用技術であるので深
く説明しない。
【００２６】 次に、図２も用いてこの実施例の動作を
説明する。図２(1) はインダクタンス手段５の電流ILで
あり、IGBT、MOSFETのようなスイッチング半導体素子、
ここではIGBTで説明するが、IGBT４Ａとそれに逆並列に
接続されたダイオード３Ａの電流と、IGBT４Ｂとそれに
逆並列に接続されたダイオード３Ｂの電流の合成電流と
等しい。ダイオード３Ａと３Ｂの電流を斜線で示す。図
２(2) は負荷コンデンサ８の充電電圧Vcを示す。図２
(3) はIGBT４Ａ又は４Ｄのゲート信号VgA と、IGBT４Ｂ
又は４Ｃのゲート信号VgB とスイッチ手段２２のゲート
信号VgS(斜線部) を示す。
説明する。図２(1) はインダクタンス手段５の電流ILで
あり、IGBT、MOSFETのようなスイッチング半導体素子、
ここではIGBTで説明するが、IGBT４Ａとそれに逆並列に
接続されたダイオード３Ａの電流と、IGBT４Ｂとそれに
逆並列に接続されたダイオード３Ｂの電流の合成電流と
等しい。ダイオード３Ａと３Ｂの電流を斜線で示す。図
２(2) は負荷コンデンサ８の充電電圧Vcを示す。図２
(3) はIGBT４Ａ又は４Ｄのゲート信号VgA と、IGBT４Ｂ
又は４Ｃのゲート信号VgB とスイッチ手段２２のゲート
信号VgS(斜線部) を示す。
【００２７】 今、時刻t0で負荷コンデンサ８が放電さ
れており、検出電圧Vdが基準電圧Vrより低いと、電圧比
較回路１１はH の比較信号Vhを出力し、制御回路１３の
A 相側の信号がAND 回路１４を通過して、インバータ回
路２の対角線上の一対のIGBT４Ａと４Ｄをオンさせる。
このオンにより前記共振回路に直流電源電圧が印加され
て共振による電流ILが流れ、充電電圧Vcは図(2) のよう
に上昇する。このとき、比較信号VhはH なので、パルス
発生回路２３は動作せず、スイッチ手段２２はオフであ
る。
れており、検出電圧Vdが基準電圧Vrより低いと、電圧比
較回路１１はH の比較信号Vhを出力し、制御回路１３の
A 相側の信号がAND 回路１４を通過して、インバータ回
路２の対角線上の一対のIGBT４Ａと４Ｄをオンさせる。
このオンにより前記共振回路に直流電源電圧が印加され
て共振による電流ILが流れ、充電電圧Vcは図(2) のよう
に上昇する。このとき、比較信号VhはH なので、パルス
発生回路２３は動作せず、スイッチ手段２２はオフであ
る。
【００２８】 時刻t1で負荷コンデンサ８の充電電圧Vc
が設定値、例えば１０kVに達したとき、電圧比較回路１
１はL の比較信号を出力し、AND 回路１４はゲート信号
が一対のIGBT４Ａと４Ｄに送られるのを阻止してをオフ
させる。同時に、比較信号VhがH からL に変化すること
でパルス発生回路２３がトリガーされ、スイッチ手段２
２のゲートにパルスを与えてこれをオンさせることによ
り、整流器７の直流端子間を短絡する。本発明では、ス
イッチ手段２２がオンすると、インバータ回路２がオフ
したとき、それまで流れていた電流ILによるインダクタ
ンス手段５の電磁エネルギー（図２(1) の斜線部で示
す）は、負荷コンデンサ８には流れず、帰還電流となっ
て次の経路で直流電源１に帰還される。
が設定値、例えば１０kVに達したとき、電圧比較回路１
１はL の比較信号を出力し、AND 回路１４はゲート信号
が一対のIGBT４Ａと４Ｄに送られるのを阻止してをオフ
させる。同時に、比較信号VhがH からL に変化すること
でパルス発生回路２３がトリガーされ、スイッチ手段２
２のゲートにパルスを与えてこれをオンさせることによ
り、整流器７の直流端子間を短絡する。本発明では、ス
イッチ手段２２がオンすると、インバータ回路２がオフ
したとき、それまで流れていた電流ILによるインダクタ
ンス手段５の電磁エネルギー（図２(1) の斜線部で示
す）は、負荷コンデンサ８には流れず、帰還電流となっ
て次の経路で直流電源１に帰還される。
【００２９】 インダクタンス手段５の右端子→変圧器
６の１次巻線６Ａの黒点端子→変圧器６の２次巻線６Ｂ
の黒点端子→ダイオード７Ａ→スイッチ手段２２→ダイ
オード７Ｄ→変圧器６の２次巻線６Ｂの非黒点端子→変
圧器６の１次巻線６Ａの非黒点端子→帰還用ダイオード
３Ａ→直流電源１の正極から負極→帰還用ダイオード３
Ｄ→インダクタンス手段５の左端子からなる経路であ
る。このように、スイッチ手段２２は慣性電流を負荷コ
ンデンサ８からバイパスし、負荷コンデンサ８が過充電
されることを防止する。スイッチ手段２２がオンして
も、逆放電阻止用ダイオード２１の存在により、負荷コ
ンデンサ８はスイッチ手段２２を通して放電されること
はない。なお、慣性電流を途中で遮断しないために、パ
ルス発生回路２３の出力パルスの時間幅は、慣性電流が
ゼロになるのに必要な時間以上に設定しておくので、慣
性電流がゼロになるまでスイッチ手段２２はオフしな
い。通常、インダクタンス手段５と負荷コンデンサ８の
共振周期の半周期以上、つまり直ぐ次に他方の一対のIG
BTがオンするまでの時間に設定しておけばよい。
６の１次巻線６Ａの黒点端子→変圧器６の２次巻線６Ｂ
の黒点端子→ダイオード７Ａ→スイッチ手段２２→ダイ
オード７Ｄ→変圧器６の２次巻線６Ｂの非黒点端子→変
圧器６の１次巻線６Ａの非黒点端子→帰還用ダイオード
３Ａ→直流電源１の正極から負極→帰還用ダイオード３
Ｄ→インダクタンス手段５の左端子からなる経路であ
る。このように、スイッチ手段２２は慣性電流を負荷コ
ンデンサ８からバイパスし、負荷コンデンサ８が過充電
されることを防止する。スイッチ手段２２がオンして
も、逆放電阻止用ダイオード２１の存在により、負荷コ
ンデンサ８はスイッチ手段２２を通して放電されること
はない。なお、慣性電流を途中で遮断しないために、パ
ルス発生回路２３の出力パルスの時間幅は、慣性電流が
ゼロになるのに必要な時間以上に設定しておくので、慣
性電流がゼロになるまでスイッチ手段２２はオフしな
い。通常、インダクタンス手段５と負荷コンデンサ８の
共振周期の半周期以上、つまり直ぐ次に他方の一対のIG
BTがオンするまでの時間に設定しておけばよい。
【００３０】 次に、時刻t2で負荷コンデンサ８が図示
しない負荷に放電された後、今度は反対の対角線上のIG
BT３Ｂ、３Ｃがオンして、インダクタンス手段５と変圧
器６には逆方向に電流ILが流れる。変圧器６の２次巻線
６B の電流は整流回路７により整流され、再び負荷コン
デンサ８を充電する。充電電圧Vcが設定値１０kVに達す
ると、上の説明と同様に、インバータ回路２がオフし、
同時にスイッチ手段２２が再びオンしてインダクタンス
手段５の電磁エネルギーによる慣性電流をバイパスし、
負荷コンデンサ８の過充電を防止すると共に、インダク
タンス手段５の電磁エネルギーを直流電源１に戻す。な
お、スイッチ手段２２に流れる慣性電流は、インダクタ
ンス手段５の電磁エネルギーが全て電源に戻るとゼロに
なるので、スイッチ手段２２のターンオフスイッチング
損失はない。また電流が自然にゼロになるので、サイリ
スタを用いても自然消孤する。
しない負荷に放電された後、今度は反対の対角線上のIG
BT３Ｂ、３Ｃがオンして、インダクタンス手段５と変圧
器６には逆方向に電流ILが流れる。変圧器６の２次巻線
６B の電流は整流回路７により整流され、再び負荷コン
デンサ８を充電する。充電電圧Vcが設定値１０kVに達す
ると、上の説明と同様に、インバータ回路２がオフし、
同時にスイッチ手段２２が再びオンしてインダクタンス
手段５の電磁エネルギーによる慣性電流をバイパスし、
負荷コンデンサ８の過充電を防止すると共に、インダク
タンス手段５の電磁エネルギーを直流電源１に戻す。な
お、スイッチ手段２２に流れる慣性電流は、インダクタ
ンス手段５の電磁エネルギーが全て電源に戻るとゼロに
なるので、スイッチ手段２２のターンオフスイッチング
損失はない。また電流が自然にゼロになるので、サイリ
スタを用いても自然消孤する。
【００３１】 図３は本発明を直列共振型のインバータ
回路をコンデンサ充電装置に採用した一実施例である。
図中、図１と同一の符号は相当する部材を示すものとす
る。３１は共振コンデンサであり、インダクタンス手段
５と直列共振する。この共振周波数は、インダクタンス
手段５と負荷コンデンサ８の共振周波数よりも十分に高
い。たとえば、４０kHz である。インバータ制御回路１
３は、共振周波数に近い周波数、例えば３０kHz でイン
バータ回路２の各対のIGBT４Ａと４Ｄ、４Ｂと４Ｃを交
互に一定のパルス幅、すなわち１周期の４０％のデュー
テイサイクルでオンさせる。
回路をコンデンサ充電装置に採用した一実施例である。
図中、図１と同一の符号は相当する部材を示すものとす
る。３１は共振コンデンサであり、インダクタンス手段
５と直列共振する。この共振周波数は、インダクタンス
手段５と負荷コンデンサ８の共振周波数よりも十分に高
い。たとえば、４０kHz である。インバータ制御回路１
３は、共振周波数に近い周波数、例えば３０kHz でイン
バータ回路２の各対のIGBT４Ａと４Ｄ、４Ｂと４Ｃを交
互に一定のパルス幅、すなわち１周期の４０％のデュー
テイサイクルでオンさせる。
【００３２】 次に図４を用いてこの実施例の動作を説
明する。図４(1) はインダクタンス手段５の電流ILを示
し、慣性電流は斜線で示す。なお、電流ILはIGBT４と逆
並列の帰還用ダイオード３を流れる電流の和に等しい。
(2) は負荷コンデンサ８の充電電圧Vc、(3) は比較電圧
Vhとスイッチ手段２２のゲート信号VgS を示す。ゲート
信号VgS は斜線で示す。
明する。図４(1) はインダクタンス手段５の電流ILを示
し、慣性電流は斜線で示す。なお、電流ILはIGBT４と逆
並列の帰還用ダイオード３を流れる電流の和に等しい。
(2) は負荷コンデンサ８の充電電圧Vc、(3) は比較電圧
Vhとスイッチ手段２２のゲート信号VgS を示す。ゲート
信号VgS は斜線で示す。
【００３３】 時刻t0で負荷コンデンサ８は放電されて
いる。検出電圧Vdは基準電圧源１２の基準電圧Vrよりも
低く、電圧比較回路１１はH の比較信号Vhを出力する。
AND 回路１４がゲート信号を通過させて、インバータ回
路２の対角線上の１対のIGBT４Ａと４Ｄ、次に４Ｂと４
Ｃを交互にオンさせると、共振による電流ILがインダク
タンス手段５を流れ、負荷コンデンサ８の充電電圧Vcは
図２(2) のように上昇する。このとき、比較信号VhはH
なので、パルス発生回路２３は動作せず、したがってス
イッチ手段２２はオフである。
いる。検出電圧Vdは基準電圧源１２の基準電圧Vrよりも
低く、電圧比較回路１１はH の比較信号Vhを出力する。
AND 回路１４がゲート信号を通過させて、インバータ回
路２の対角線上の１対のIGBT４Ａと４Ｄ、次に４Ｂと４
Ｃを交互にオンさせると、共振による電流ILがインダク
タンス手段５を流れ、負荷コンデンサ８の充電電圧Vcは
図２(2) のように上昇する。このとき、比較信号VhはH
なので、パルス発生回路２３は動作せず、したがってス
イッチ手段２２はオフである。
【００３４】 時刻t1で負荷コンデンサ８の充電電圧Vc
が所定の電圧値１０ｋVに達すると、電圧比較回路１１
はL の比較信号Vhを出力し、AND 回路１４はゲート信号
がIGBT4 に送出されるのを阻止してインバータ回路２を
オフさせる。同時に比較信号VhがH からL に変化するこ
とで、パルス発生回路２３がトリガーされ、スイッチ手
段２２のゲートにゲート信号VgS が与えられ、スイッチ
手段２２をオンさせて整流器７の直流端子間を短絡す
る。この実施例でも、スイッチ手段２２をオン、インバ
ータ回路２をオフしたとき、それまで流れていた電流IL
によるインダクタンス手段５の電磁エネルギーは、スイ
ッチ手段２２によって負荷コンデンサ８からバイパスさ
れ、帰還電流となって次の経路で電源１に帰還する。
が所定の電圧値１０ｋVに達すると、電圧比較回路１１
はL の比較信号Vhを出力し、AND 回路１４はゲート信号
がIGBT4 に送出されるのを阻止してインバータ回路２を
オフさせる。同時に比較信号VhがH からL に変化するこ
とで、パルス発生回路２３がトリガーされ、スイッチ手
段２２のゲートにゲート信号VgS が与えられ、スイッチ
手段２２をオンさせて整流器７の直流端子間を短絡す
る。この実施例でも、スイッチ手段２２をオン、インバ
ータ回路２をオフしたとき、それまで流れていた電流IL
によるインダクタンス手段５の電磁エネルギーは、スイ
ッチ手段２２によって負荷コンデンサ８からバイパスさ
れ、帰還電流となって次の経路で電源１に帰還する。
【００３５】 インダクタンス手段５の右端子→変圧器
６の１次巻線６Ａの黒点端子→変圧器６の２次巻線６Ｂ
の黒点端子→ダイオード７Ａ→スイッチ手段２２→ダイ
オード７Ｄ→変圧器６の２次巻線６Ｂの非黒点端子→変
圧器６の１次巻線６Ａの非黒点端子→共振コンデンサ３
１→帰還用ダイオード３Ａ→直流電源１の正極から負極
→帰還用ダイオード３Ｄ→インダクタンス手段５の左端
子からなる経路で流れ、したがって、慣性電流はスイッ
チ手段２２で負荷コンデンサ８をバイパスされ、負荷コ
ンデンサ８が過充電されることはない。なお、スイッチ
手段２２がオンしても、ダイオード２１の逆放電阻止作
用により、負荷コンデンサ８は放電されない。
６の１次巻線６Ａの黒点端子→変圧器６の２次巻線６Ｂ
の黒点端子→ダイオード７Ａ→スイッチ手段２２→ダイ
オード７Ｄ→変圧器６の２次巻線６Ｂの非黒点端子→変
圧器６の１次巻線６Ａの非黒点端子→共振コンデンサ３
１→帰還用ダイオード３Ａ→直流電源１の正極から負極
→帰還用ダイオード３Ｄ→インダクタンス手段５の左端
子からなる経路で流れ、したがって、慣性電流はスイッ
チ手段２２で負荷コンデンサ８をバイパスされ、負荷コ
ンデンサ８が過充電されることはない。なお、スイッチ
手段２２がオンしても、ダイオード２１の逆放電阻止作
用により、負荷コンデンサ８は放電されない。
【００３６】次に図５は本発明を並列共振型インバータ
によるコンデンサ充電装置に採用した他の一実施例であ
る。図中、図１、図３と同一の符号は相当する部材を示
すものとする。４１は並列共振用のコンデンサであり、
変圧器６の２次巻線６Ｂに並列接続される。直列共振型
との相違は、共振コンデンサ４１が等価的に負荷回路と
並列接続される。このコンデンサ４１はインダクタンス
手段５と並列共振する。この共振周波数は、インダクタ
ンス手段５と負荷コンデンサ８の共振周波数よりも十分
に高い。例えば、４０kHz である。制御回路１３は、共
振周波数に近い周波数、例えば３０kHz でインバータ回
路２の各対のIGBTを交互に一定のパルス幅、すなわち１
周期の４０％のデュ−テイサイクルでオンさせる。この
並列共振型インバータ回路を用いたコンバータは周知の
回路であり、詳しい動作は省略するが、インダクタンス
手段５とコンデンサ４１の共振により、コンデンサ４１
の両端電圧は等価的に電源電圧以上に上昇し、この共振
電圧を整流して負荷コンデンサ８を充電するものであ
る。
によるコンデンサ充電装置に採用した他の一実施例であ
る。図中、図１、図３と同一の符号は相当する部材を示
すものとする。４１は並列共振用のコンデンサであり、
変圧器６の２次巻線６Ｂに並列接続される。直列共振型
との相違は、共振コンデンサ４１が等価的に負荷回路と
並列接続される。このコンデンサ４１はインダクタンス
手段５と並列共振する。この共振周波数は、インダクタ
ンス手段５と負荷コンデンサ８の共振周波数よりも十分
に高い。例えば、４０kHz である。制御回路１３は、共
振周波数に近い周波数、例えば３０kHz でインバータ回
路２の各対のIGBTを交互に一定のパルス幅、すなわち１
周期の４０％のデュ−テイサイクルでオンさせる。この
並列共振型インバータ回路を用いたコンバータは周知の
回路であり、詳しい動作は省略するが、インダクタンス
手段５とコンデンサ４１の共振により、コンデンサ４１
の両端電圧は等価的に電源電圧以上に上昇し、この共振
電圧を整流して負荷コンデンサ８を充電するものであ
る。
【００３７】 この実施例では変圧器６の２次巻線６Ｂ
に、カソード同士が向かい合うようにダイオード４２、
４３を逆方向に直列接続して、その接続点とグランド間
に２個のスイッチ手段４４、４５を接続し、一方のスイ
ッチ手段４４には保護用抵抗４６を直列接続する。負荷
コンデンサ８との分離は、高圧整流器７のダイオード７
Ａと７Ｂが行う。スイッチ手段４４、４５はそれぞれパ
ルス発生回路４７の二つの時間差をもった信号で駆動さ
れる。例えば、前記実施例と同様にスイッチ手段で２次
側を直接短絡すると、共振コンデンサ４１を短絡するこ
とになり、コンデンサ４１の放電電流でスイッチ手段を
破壊する危険があるので、この実施例では２段階スイッ
チ構成をとった。充電電圧が目標値に達したとき、スイ
ッチ手段４４はスイッチ手段４７より短時間、例えば１
μｓ程度先行してオンし、先ずは共振コンデンサ４１を
保護用抵抗４６を通して放電する。
に、カソード同士が向かい合うようにダイオード４２、
４３を逆方向に直列接続して、その接続点とグランド間
に２個のスイッチ手段４４、４５を接続し、一方のスイ
ッチ手段４４には保護用抵抗４６を直列接続する。負荷
コンデンサ８との分離は、高圧整流器７のダイオード７
Ａと７Ｂが行う。スイッチ手段４４、４５はそれぞれパ
ルス発生回路４７の二つの時間差をもった信号で駆動さ
れる。例えば、前記実施例と同様にスイッチ手段で２次
側を直接短絡すると、共振コンデンサ４１を短絡するこ
とになり、コンデンサ４１の放電電流でスイッチ手段を
破壊する危険があるので、この実施例では２段階スイッ
チ構成をとった。充電電圧が目標値に達したとき、スイ
ッチ手段４４はスイッチ手段４７より短時間、例えば１
μｓ程度先行してオンし、先ずは共振コンデンサ４１を
保護用抵抗４６を通して放電する。
【００３８】 数１０ｋHzの高周波並列共振では、共振
コンデンサ４１は負荷コンデンサ８に比較して非常に小
さく、数１００〜１０００PF程度であり、例えば保護抵
抗４６が１ｋΩの値であると、１μｓ程度の時間で放電
を行うので、第１のスイッチ手段４４と保護用抵抗４６
により安全な電流で放電する。共振コンデンサ４１の電
圧が負荷コンデンサ８の充電電圧以下に下がれば、過充
電はしないが、このスイッチ手段４４のオンだけでは抵
抗４６が慣性電流を消費して熱損失となるため、第２の
スイッチ手段４５が慣性電流を抵抗４６に流さないよう
バイパスする。第２のスイッチ手段４５がオンした後
は、第１のスイッチ手段４４は機能しないのでオフして
よい。なお、スイッチ手段４４、４５と直列のダイオー
ド４２、４３を流れる電流のデューテイサイクルは小さ
いので、ダイオード４２、４３として小電流容量のダイ
オードを使える利点がある。
コンデンサ４１は負荷コンデンサ８に比較して非常に小
さく、数１００〜１０００PF程度であり、例えば保護抵
抗４６が１ｋΩの値であると、１μｓ程度の時間で放電
を行うので、第１のスイッチ手段４４と保護用抵抗４６
により安全な電流で放電する。共振コンデンサ４１の電
圧が負荷コンデンサ８の充電電圧以下に下がれば、過充
電はしないが、このスイッチ手段４４のオンだけでは抵
抗４６が慣性電流を消費して熱損失となるため、第２の
スイッチ手段４５が慣性電流を抵抗４６に流さないよう
バイパスする。第２のスイッチ手段４５がオンした後
は、第１のスイッチ手段４４は機能しないのでオフして
よい。なお、スイッチ手段４４、４５と直列のダイオー
ド４２、４３を流れる電流のデューテイサイクルは小さ
いので、ダイオード４２、４３として小電流容量のダイ
オードを使える利点がある。
【００３９】次に図６は電圧型インバータ回路として、
いわゆるダブルフォワード型インバータを使用した共振
充電型の実施例である。ダブルフォワード型インバータ
回路２は変圧器６の１次巻線６Ａに一方向の電源電圧が
かかる半波動作する。図中の符号で図１と同じ符号は相
当する部材を示すものとする。ダブルフォワード型のイ
ンバータ回路２は、同時にオンするＡ相のIGBT４Ｂ、４
Ｃと帰還用ダイオード３Ａ、３Ｄからなる。図１の構成
と比べて、Ｂ相のIGBT４Ａ、４Ｄが無いので、帰還用ダ
イオード３Ｂ、３Ｃは不要である。変圧器６の２次巻線
６Ｂに接続される整流回路は、１個のダイオード７から
なる半波整流回路である。慣性電流を短絡するためのス
イッチ回路は、整流ダイオード７のアノード側に接続さ
れるダイオード５０とスイッチ手段２２との直列接続体
で構成される。また、この実施例では負荷コンデンサ８
の充電電圧Vcが設定値よりも所定値だけ低い目標値でイ
ンバータ回路２をオフさせるために、第２の電圧比較回
路１１’と第２の基準電圧源１２’とを備え、電圧比較
回路１１’が出力する第２の比較信号Vh' はAND 回路14
に入力される。第２の基準電圧源１２’は第１の基準電
圧源１２の基準電圧Vrよりも幾分低い基準電圧Vr' を有
する。
いわゆるダブルフォワード型インバータを使用した共振
充電型の実施例である。ダブルフォワード型インバータ
回路２は変圧器６の１次巻線６Ａに一方向の電源電圧が
かかる半波動作する。図中の符号で図１と同じ符号は相
当する部材を示すものとする。ダブルフォワード型のイ
ンバータ回路２は、同時にオンするＡ相のIGBT４Ｂ、４
Ｃと帰還用ダイオード３Ａ、３Ｄからなる。図１の構成
と比べて、Ｂ相のIGBT４Ａ、４Ｄが無いので、帰還用ダ
イオード３Ｂ、３Ｃは不要である。変圧器６の２次巻線
６Ｂに接続される整流回路は、１個のダイオード７から
なる半波整流回路である。慣性電流を短絡するためのス
イッチ回路は、整流ダイオード７のアノード側に接続さ
れるダイオード５０とスイッチ手段２２との直列接続体
で構成される。また、この実施例では負荷コンデンサ８
の充電電圧Vcが設定値よりも所定値だけ低い目標値でイ
ンバータ回路２をオフさせるために、第２の電圧比較回
路１１’と第２の基準電圧源１２’とを備え、電圧比較
回路１１’が出力する第２の比較信号Vh' はAND 回路14
に入力される。第２の基準電圧源１２’は第１の基準電
圧源１２の基準電圧Vrよりも幾分低い基準電圧Vr' を有
する。
【００４０】 基本動作は図１のA 相の動作と似てお
り、簡単に動作を説明する。A 相のIGBT４Ｂ、４Ｃがオ
ンすると、変圧器６の１次巻線６Ａに一方向の電源電圧
がかかり、共振用のインダクタンス手段５と負荷コンデ
ンサ８が整流ダイオード７を通して、半波直列共振して
負荷コンデンサ８を充電する。充電電圧Vcが目標値に達
すると、その検出電圧Vdは第２の基準電圧源１２’の基
準電圧Vr' と等しくなるから、電圧比較回路１１’の比
較信号Vh' がL レベルになり、IGBT４Ｂと４Ｃはオフす
る。この時点では、検出電圧Vdは第１の基準電圧源１２
の基準電圧Vrに達しないから、スイッチ手段２２は未だ
オフの状態に保持され、したがってインダクタンス手段
５の電磁エネルギーによる慣性電流は負荷コンデンサ８
に流れて充電する。そして、前記慣性電流によって負荷
コンデンサ８の充電電圧Vcが設定値に達すると、その検
出電圧Vdは第１の基準電圧源１２の基準電圧Vrと等しく
なり、電圧比較回路１１の比較信号VhがL レベルになる
ので、パルス発生回路２３がゲート信号Vgs をスイッチ
手段２２に与えてオンさせ、インダクタンス手段５によ
る慣性電流の残りの部分を負荷コンデンサ８からバイパ
スするので、前記実施例同様に負荷コンデンサ８が過充
電になるのを防ぐことができる。
り、簡単に動作を説明する。A 相のIGBT４Ｂ、４Ｃがオ
ンすると、変圧器６の１次巻線６Ａに一方向の電源電圧
がかかり、共振用のインダクタンス手段５と負荷コンデ
ンサ８が整流ダイオード７を通して、半波直列共振して
負荷コンデンサ８を充電する。充電電圧Vcが目標値に達
すると、その検出電圧Vdは第２の基準電圧源１２’の基
準電圧Vr' と等しくなるから、電圧比較回路１１’の比
較信号Vh' がL レベルになり、IGBT４Ｂと４Ｃはオフす
る。この時点では、検出電圧Vdは第１の基準電圧源１２
の基準電圧Vrに達しないから、スイッチ手段２２は未だ
オフの状態に保持され、したがってインダクタンス手段
５の電磁エネルギーによる慣性電流は負荷コンデンサ８
に流れて充電する。そして、前記慣性電流によって負荷
コンデンサ８の充電電圧Vcが設定値に達すると、その検
出電圧Vdは第１の基準電圧源１２の基準電圧Vrと等しく
なり、電圧比較回路１１の比較信号VhがL レベルになる
ので、パルス発生回路２３がゲート信号Vgs をスイッチ
手段２２に与えてオンさせ、インダクタンス手段５によ
る慣性電流の残りの部分を負荷コンデンサ８からバイパ
スするので、前記実施例同様に負荷コンデンサ８が過充
電になるのを防ぐことができる。
【００４１】 この実施例では、インダクタンス手段５
による慣性電流の大部分を負荷コンデンサ８に流して充
電するのでより電力損失を小さくでき、効率が高くな
る。さらに、負荷コンデンサ８の充電電圧Vcが設定値に
達した時点で、インダクタンス手段５による慣性電流が
ゼロになるようにインバータ回路２のスイッチング半導
体素子をオフさせれば、その慣性電流を負荷コンデンサ
８からバイパスする必要がなくなるので、スイッチ手段
２２など慣性電流をバイパスするための回路を省略する
ことも可能である。なお、スイッチ手段２２がオンして
も、整流ダイオード７がその逆放電素子作用を行うこと
により、負荷コンデンサ８の充電電荷がスイッチ手段２
２を通して放電されることはない。
による慣性電流の大部分を負荷コンデンサ８に流して充
電するのでより電力損失を小さくでき、効率が高くな
る。さらに、負荷コンデンサ８の充電電圧Vcが設定値に
達した時点で、インダクタンス手段５による慣性電流が
ゼロになるようにインバータ回路２のスイッチング半導
体素子をオフさせれば、その慣性電流を負荷コンデンサ
８からバイパスする必要がなくなるので、スイッチ手段
２２など慣性電流をバイパスするための回路を省略する
ことも可能である。なお、スイッチ手段２２がオンして
も、整流ダイオード７がその逆放電素子作用を行うこと
により、負荷コンデンサ８の充電電荷がスイッチ手段２
２を通して放電されることはない。
【００４２】 なお、慣性電流の帰還経路は、インダク
タンス手段５の右端子→変圧器６の１次巻線６Ａの黒点
端子→変圧器６の２次巻線６Ｂの黒点端子→ダイオード
５０→スイッチ手段２２→変圧器６の２次巻線６Ｂの非
黒点端子→変圧器６の１次巻線６Ａの非黒点端子→帰還
用ダイオード３Ａ→直流電源１の正極から負極→帰還用
ダイオード３Ｄ→インダクタンス手段５の左端子からな
る。
タンス手段５の右端子→変圧器６の１次巻線６Ａの黒点
端子→変圧器６の２次巻線６Ｂの黒点端子→ダイオード
５０→スイッチ手段２２→変圧器６の２次巻線６Ｂの非
黒点端子→変圧器６の１次巻線６Ａの非黒点端子→帰還
用ダイオード３Ａ→直流電源１の正極から負極→帰還用
ダイオード３Ｄ→インダクタンス手段５の左端子からな
る。
【００４３】 前記各実施例の以上の記述では、通常、
変圧器の励磁インダクタンス電流が回路共振電流に比較
して十分に小さく、本発明の作用に大きな影響を与えな
いので、理解しやすいように、励磁インダクタンス電流
を無視して説明した。しかし変圧器の設計によっては、
変圧器の励磁インダクタンス電流が大きい場合もあり、
その場合のスイッチ手段のオン時間について説明する。
変圧器の励磁インダクタンス電流が回路共振電流に比較
して十分に小さく、本発明の作用に大きな影響を与えな
いので、理解しやすいように、励磁インダクタンス電流
を無視して説明した。しかし変圧器の設計によっては、
変圧器の励磁インダクタンス電流が大きい場合もあり、
その場合のスイッチ手段のオン時間について説明する。
【００４４】 図１の実施例を例にして説明する。負荷
コンデンサ８が設定電圧に達して、インバータ２回路の
IGBT４Ａ、４Ｄがオフし、スイッチ手段２２がオンする
と、変圧器６の励磁インダクタンス電流もこのスイッチ
手段２２で短絡され、２次巻線６Ｂ、整流ダイオード７
Ａ、スイッチ手段２２、整流ダイオード７Ｄの回路で循
環する。励磁インダクタンス電流がこれらの２次側回路
部品の損失で減衰する前にスイッチ手段２２がオフする
と、励磁インダクタンス電流は１次巻線または２次巻線
に流れようとするが、１次側にはインダクタンス手段５
があり、大きな電流変化ができない。このため、励磁イ
ンダクタンス電流は２次巻線６Ｂ側に流れて負荷コンデ
ンサ８を充電し、過充電にする可能性がある。これを避
けるため、スイッチ手段２２は、励磁インダクタンス電
流がゼロに減衰した後にオフすることが望ましい。簡単
には、スイッチ手段２２は次にインバータ回路のスイッ
チング半導体素子がオンして再度充電開始する時刻の直
前、もしくは同時にオフすれば、次のスイッチング半導
体のオン時に励磁インダクタンス電流を負荷コンデンサ
８の充電電流に利用できる。
コンデンサ８が設定電圧に達して、インバータ２回路の
IGBT４Ａ、４Ｄがオフし、スイッチ手段２２がオンする
と、変圧器６の励磁インダクタンス電流もこのスイッチ
手段２２で短絡され、２次巻線６Ｂ、整流ダイオード７
Ａ、スイッチ手段２２、整流ダイオード７Ｄの回路で循
環する。励磁インダクタンス電流がこれらの２次側回路
部品の損失で減衰する前にスイッチ手段２２がオフする
と、励磁インダクタンス電流は１次巻線または２次巻線
に流れようとするが、１次側にはインダクタンス手段５
があり、大きな電流変化ができない。このため、励磁イ
ンダクタンス電流は２次巻線６Ｂ側に流れて負荷コンデ
ンサ８を充電し、過充電にする可能性がある。これを避
けるため、スイッチ手段２２は、励磁インダクタンス電
流がゼロに減衰した後にオフすることが望ましい。簡単
には、スイッチ手段２２は次にインバータ回路のスイッ
チング半導体素子がオンして再度充電開始する時刻の直
前、もしくは同時にオフすれば、次のスイッチング半導
体のオン時に励磁インダクタンス電流を負荷コンデンサ
８の充電電流に利用できる。
【００４５】 なお、以上の実施例ではインバータ回路
についても種々の構成例を示したが、その他にも、例え
ば一対のコンデンサと一対のスイッチング半導体素子と
をブリッジ回路に接続してなるインバータ回路、あるい
はシングルエンデッドタイプのインバータ回路など種々
の構成が考えられる。
についても種々の構成例を示したが、その他にも、例え
ば一対のコンデンサと一対のスイッチング半導体素子と
をブリッジ回路に接続してなるインバータ回路、あるい
はシングルエンデッドタイプのインバータ回路など種々
の構成が考えられる。
【００４６】
【発明の効果】 以上述べたように、本発明によれば負
荷コンデンサの充電電圧が設定値に達した後にはインダ
クタンス手段による慣性電流を、負荷コンデンサからバ
イパスさせ、充電しないようにしているので過充電を防
止でき、充電電圧の精度を向上させることができる。
荷コンデンサの充電電圧が設定値に達した後にはインダ
クタンス手段による慣性電流を、負荷コンデンサからバ
イパスさせ、充電しないようにしているので過充電を防
止でき、充電電圧の精度を向上させることができる。
【図１】 本発明のコンデンサ充電装置の第１の実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図２】 図１の動作を説明するための電流、電圧波形
を示す図である。
を示す図である。
【図３】 本発明のコンデンサ充電装置の第２の実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図４】 図３の動作を説明するための電流、電圧波形
を示す図である。
を示す図である。
【図５】 本発明のコンデンサ充電装置の第３の実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図６】 本発明のコンデンサ充電装置の第４の実施例
を示す図である。
を示す図である。
【図７】 従来のコンデンサ充電装置の１例を示す図で
ある。
ある。
【図８】 図７の動作を説明するための電流、電圧波形
を示す図である。
を示す図である。
【図９】 図７の動作を説明するための電流、電圧波形
を示す図である。
を示す図である。
１・・直流電源 ２・・インバータ
回路 ３Ａ−３Ｄ・・帰還用ダイオード ４Ａ−４Ｄ・・ス
イッチング半導体素子 ５・・インダクタンス手段 ６・・変圧器 ７・・整流器 ８・・負荷コンデ
ンサ ９、１０・・電圧検出用抵抗 １１・・電圧比較
回路 １２・・基準電圧源 １３・・インバ
ータ制御回路 １４、１５・・AND 回路 ２２、４４、４
５・・スイッチ手段 ２３、４７・・パルス発生回路
回路 ３Ａ−３Ｄ・・帰還用ダイオード ４Ａ−４Ｄ・・ス
イッチング半導体素子 ５・・インダクタンス手段 ６・・変圧器 ７・・整流器 ８・・負荷コンデ
ンサ ９、１０・・電圧検出用抵抗 １１・・電圧比較
回路 １２・・基準電圧源 １３・・インバ
ータ制御回路 １４、１５・・AND 回路 ２２、４４、４
５・・スイッチ手段 ２３、４７・・パルス発生回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｑ
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02J 1/00
H02J 7/00 - 7/10
H02M 3/28
Claims (14)
- 【請求項１】 直流入力端子と、該直流入力端子に接続
され、スイッチング半導体素子と帰還用ダイオードとを
備えるインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に
接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次
巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを
含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続
されている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサ
を設定電圧に充電するコンデンサ充電装置において、 前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達するとき
に前記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該イン
ダクタンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記
負荷コンデンサに流れるのを防止すると共に、前記帰還
用ダイオードを通して前記直流入力端子側へ前記慣性電
流を帰還するスイッチ手段を前記変圧器の２次側に備え
ていることを特徴とするコンデンサ充電装置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記整流器と前記負
荷コンデンサとの間に直列に逆放電阻止用ダイオードが
接続され、前記スイッチ手段は前記整流器と前記逆放電
阻止用ダイオードとの間に一端が接続され、かつ前記整
流器の直流出力間に跨がって接続されていることを特徴
とするコンデンサ充電装置。 - 【請求項３】 請求項１において、 前記整流器の交流側においてダイオードと前記スイッチ
手段との直列接続体が前記変圧器の２次巻線と並列に接
続されていることを特徴とするコンデンサ充電装置。 - 【請求項４】 直流入力端子と、該直流入力端子に接続
されているインバータ回路と、該インバータ回路の交流
側に接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は
２次巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタン
スを含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に
接続されている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデ
ンサを設定電圧に充電するコンデンサ充電装置におい
て、 前記変圧器の２次巻線間にダイオードがそれらのカソー
ド同士が向き合うように直列接続され、前記ダイオード
のカソード同士の接続点と前記整流器の直流側端子間
に、前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達する
ときに前記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該
インダクタンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が
前記負荷コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段
を備えていることを特徴とするコンデンサ充電装置。 - 【請求項５】 直流入力端子と、該直流入力端子に接続
されているインバータ回路と、該インバータ回路の交流
側に接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は
２次巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタン
スを含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に
接続されている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデ
ンサを設定電圧に充電するコンデンサ充電装置におい
て、前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達するとき
に前記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該イン
ダクタンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記
負荷コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備
え、 前記スイッチ手段は、第１のスイッチ手段と第２のスイ
ッチ手段からなり、前記第１のスイッチ手段は抵抗と直
列に接続され、前記第２のスイッチ手段は前記第１のス
イッチ手段と抵抗とに並列に接続されていることを特徴
とするコンデンサ充電装置。 - 【請求項６】 直流入力端子と、該直流入力端子に接続
されているインバータ回路と、該インバータ回路の交流
側に接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は
２次巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタン
スを含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に
接続されている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデ
ンサを設定電圧に充電するコンデンサ充電装置におい
て、前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達するとき
に前記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該イン
ダクタンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記
負荷コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備
え、 前記インバータ回路は、実質的に前記負荷コンデンサと
前記インダクタンス手段の直列共振の半周期期間オン
し、前記負荷コンデンサを等価的に前記直流入力端子間
の電圧の２倍に向けて充電する共振充電式の電圧型イン
バータ回路であることを特徴とするコンデンサ充電装
置。 - 【請求項７】 直流入力端子と、該直流入力端子に接続
されているインバータ回路と、該インバータ回路の交流
側に接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は
２次巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタン
スを含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に
接続されている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデ
ンサを設定電圧に充電するコンデンサ充電装置におい
て、前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達したとき
に前記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該イン
ダクタンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記
負荷コンデンサに流れるのを防止するスイッチ手段を備
え、 前記インバータ回路は、前記インダクタンス手段と直列
にこのインダクタンス手段と直列共振するコンデンサが
接続され、この共振周波数に関係する周波数で運転され
る直列共振式の電圧型インバータ回路であることを特徴
とするコンデンサ充電装置。 - 【請求項８】 請求項１ないし請求項７のいずれか１項
において、 前記インバータ回路が、ブリッジに接続されているスイ
ッチング半導体素子とそれらの各々に並列接続されてい
る帰還用ダイオードとからなるフルブリッジ型インバー
タ回路である ことを特徴とするコンデンサ充電装置。 - 【請求項９】 直流入力端子と、該直流入力端子に接続
され、２組の互いに直列接続されているスイッチング半
導体素子と帰還用ダイオードとをブリッジに接続してな
るインバータ回路と、該インバータ回路の交流側に接続
されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又は２次巻線
に直列であって前記変圧器の漏れインダクタンスを含む
インダクタンス手段と、前記変圧器の２次側に接続され
ている整流器とを備え、負荷となる負荷コンデンサを設
定電圧に充電するコンデンサ充電装置において、 前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達するとき
に前記インダクタンス手段の出力側を短絡して、該イン
ダクタンス手段の磁気エネルギーによる慣性電流が前記
負荷コンデンサに流れるのを防止すると共に、前記帰還
用ダイオードを通して前記直流入力端子側へ前記慣性電
流を帰還するスイッチ手段を前記変圧器の２次側に備え
ていることを特徴とするコンデンサ充電装置。 - 【請求項１０】 請求項１ないし請求項７のいずれか１
項において、 前記インバータ回路が、一対のコンデンサと一対のスイ
ッチング半導体素子とをブリッジに接続してなる回路構
成である ことを特徴とするコンデンサ充電装置。 - 【請求項１１】 直流入力端子と、該直流入力端子に接
続され、スイッチング半導体素子と帰還用ダイオードと
を備えているインバータ回路と、該インバータ回路の交
流側に接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又
は２次巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタ
ンスを含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側
に接続されている整流器とを備えた充電装置によって負
荷となる負荷コンデンサを設定電圧に充電する方法にお
いて、 前記負荷コンデンサの充電電圧が設定電圧に達したとき
に前記インバータ回路の前記スイッチング半導体素子を
オフさせると同時に、前記インダクタンス手段によって
流れる慣性電流を前記負荷コンデンサからバイパスし、
前記整流器と前記変圧器と前記帰還用ダイオードとを通
して前記直流入力端子側に帰還することを特徴とするコ
ンデンサ充電方法。 - 【請求項１２】 直流入力端子と、該直流入力端子に接
続されているインバータ回路と、該インバータ回路の交
流側に接続されている変圧器と、該変圧器の１次巻線又
は２次巻線に直列であって前記変圧器の漏れインダクタ
ンスを含むインダクタンス手段と、前記変圧器の２次側
に接続されている整流器とを備えている充電装置によっ
て負荷となる負荷コンデンサを設定電圧に充電する方法
において、 前記負荷コンデンサの充電電圧が所定の電圧よりも低い
目標値に達したときに前記インバータ回路の前記スイッ
チング半導体素子をオフさせ、その後は前記インダクタ
ンス手段による慣性電流で前記負荷コンデンサを更に充
電して設定電圧に達すると、スイッチ手段をオンさせ
て、前記慣性電流を前記負荷コンデンサからバイパス
し、前記慣性電流が前記負荷コンデンサに流れないよう
にすることを特徴とするコンデンサ充電方法。 - 【請求項１３】 請求項１１又は請求項１２において、 前記スイッチ手段は、前記慣性電流がほぼゼロになるま
でオン状態に維持されることを特徴とするコンデンサ充
電方法。 - 【請求項１４】 請求項１１ないし請求項１３のいずれ
かにおいて、 前記スイッチ手段は、前記インバータ回路が次の充電を
開始する時刻の直前又は同時にオフすることを特徴とす
るコンデンサ充電方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000193063A JP3490051B2 (ja) | 2000-06-27 | 2000-06-27 | コンデンサ充電装置及び充電方法 |
| US09/891,924 US6384579B2 (en) | 2000-06-27 | 2001-06-26 | Capacitor charging method and charging apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000193063A JP3490051B2 (ja) | 2000-06-27 | 2000-06-27 | コンデンサ充電装置及び充電方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002010486A JP2002010486A (ja) | 2002-01-11 |
| JP3490051B2 true JP3490051B2 (ja) | 2004-01-26 |
Family
ID=18692115
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000193063A Expired - Lifetime JP3490051B2 (ja) | 2000-06-27 | 2000-06-27 | コンデンサ充電装置及び充電方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3490051B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4079585B2 (ja) * | 2000-10-12 | 2008-04-23 | オリジン電気株式会社 | コンデンサの充電方法及び充電装置 |
| JP3589996B2 (ja) | 2001-03-27 | 2004-11-17 | オリジン電気株式会社 | コンデンサ充電方法及びコンデンサ充電器 |
| JP3701015B2 (ja) | 2001-10-30 | 2005-09-28 | オリジン電気株式会社 | コンデンサの充電方法及びその充電装置 |
| JP4534786B2 (ja) * | 2005-02-16 | 2010-09-01 | 株式会社豊田自動織機 | スイッチング電源回路 |
| US20060279258A1 (en) * | 2005-06-08 | 2006-12-14 | Alcon, Inc. | Method and system for providing current leveling capability |
| JP2007097320A (ja) * | 2005-09-29 | 2007-04-12 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 電力変換回路 |
| JP2008271716A (ja) * | 2007-04-20 | 2008-11-06 | Toshiba Denpa Products Kk | 電源装置 |
| WO2010143304A1 (ja) * | 2009-06-12 | 2010-12-16 | 日立コンピュータ機器株式会社 | 電源装置 |
| US20120114009A1 (en) * | 2010-11-04 | 2012-05-10 | Jeffrey Melvin | Forward-flyback power supply using an inductor in the transformer primary and method of using same |
| DE112016001489T5 (de) * | 2015-03-31 | 2018-01-04 | Tdk Corporation | Drahtlos-energieempfangsvorrichtung und drahtlosenergieübertragungsvorrichtung |
| US11296529B2 (en) * | 2018-05-21 | 2022-04-05 | Scandinova Systems Ab | Output rectifier and arrangement comprising an output rectifier |
| CN110726890A (zh) * | 2019-10-09 | 2020-01-24 | 中国大唐集团科学技术研究院有限公司火力发电技术研究院 | 一种发电厂直流充电机的校验方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06237577A (ja) * | 1993-02-10 | 1994-08-23 | Meidensha Corp | コンデンサ充電電源装置 |
| JPH08130870A (ja) * | 1994-11-01 | 1996-05-21 | Meidensha Corp | コンデンサ充電電源装置 |
| JP4362915B2 (ja) * | 2000-01-17 | 2009-11-11 | 株式会社明電舎 | コンデンサの充電装置 |
-
2000
- 2000-06-27 JP JP2000193063A patent/JP3490051B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002010486A (ja) | 2002-01-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20031028 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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| S531 | Written request for registration of change of domicile |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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