JPH06237577A - コンデンサ充電電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 装置構成を複雑高価にすることなく、充電精
度を高めながら充電時間を短縮する。 【構成】 インバータ１４に平衡した交流電圧を得、こ
の出力から昇圧トランス１５の二次側に平衡したパルス
出力を得、このパルス出力を整流回路１６で整流し、リ
アクトル１７を通して高圧用コンデンサ３を充電する。
この充電に際し、コンデンサとリアクトルの共振動作を
利用して共振周期の半周期で倍電圧に充電するようスイ
ッチング素子のオン・オフ時間，周期を制御する。トラ
ンス１５からコンデンサ３までを理想的なリアクトルと
コンデンサの振動回路とみなし、この等価回路の伝達関
数の逆伝達関数を持つ推定回路２０によってトランス１
５の電圧を推定し、この推定値と検出値との偏差から補
正回路２１でインバータ１４のオン・オフ比を補正し、
充電精度を高める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高電圧源として使用さ
れる高圧用コンデンサを充電するためのコンデンサ充電
電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】パルスレーザ励起やパルスプラズマ発生
用のパルス電源には高圧用コンデンサを高電圧源として
高電圧・大電流パルスを得ている。

【０００３】図９は半導体スイッチと磁気スイッチにな
る可飽和リアクトルを用いたパルス電源回路と各部波形
図を示す。同図中、複数個直列接続されたサイリスタＴ
Ｈは高電圧の半導体スイッチとされ、高圧電源ＤＣによ
って高電圧充電されたコンデンサＣ₁₂とリアクトルＬの
直列回路を短絡したときの電流Ｉ₁によりコンデンサＣ
₁₂の極性が反転し、コンデンサＣ₁₁を通して可飽和リア
クトルＳＲ₁とコンデンサＣ₂，Ｃ₁₂の直列回路にパルス
圧縮した電流Ｉ₂を発生させ、さらにコンデンサＣ₂の充
電電圧により可飽和リアクトルＳＲ₂とコンデンサＣ₃，
Ｃ₂の直列回路にパルス圧縮した電流Ｉ₃を得、最終段の
可飽和リアクトルＳＲ₃と放電管ＤＴにパルス圧縮した
高電圧・大電流パルスＩ₄を得る。

【０００４】ここで、コンデンサＣ₁₂の充電電源ＤＣに
は負荷が容量性であるため電圧を印加したときの突入電
流を抑制しながら高速に高圧充電できることが必要とな
る。また、レーザ発振を行うには高速繰返し（例えば５
００回／秒）が必要であり、さらに電力損失を少なくす
ることも望まれる。

【０００５】従来のコンデンサ充電電源装置には、図１
０に示すスイッチング電源方式と、図１１に示すチョッ
パ電源方式、さらには共振形インバータ方式がある。

【０００６】スイッチング電源方式は、スイッチングト
ランス１の一次側に接続したスイッチング素子２のオン
・オフ制御によって高圧用コンデンサ３を高圧充電す
る。スイッチング素子２のオン・オフ制御は充電初期に
はデューティ比を小さくし、充電電流を抑制しながら充
電電圧を所定レベルまで高くしていく。この電圧制御は
コンデンサ３の電圧をコントローラ４のフィードバック
電圧とし、コントローラ４の制御出力によってゲート回
路５のゲート出力を調整する。

【０００７】チョッパ電源方式は、チョッパ回路のスイ
ッチング素子６，７のオン・オフ制御によってインバー
タ８の直流電圧Ｖ_Cを制御し、インバータ８の交流出力
を変圧器９を通してコンバータ１０に直流出力を得、こ
の直流出力で高圧用コンデンサ３を充電する。この場合
にもチョッパ回路のデューティ比を制御することで突入
電流を抑制する。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】従来のスイッチング電
源方式は、スイッチングトランス１には直流しか流れな
いため、該トランス１の偏磁や飽和現象が発生し、これ
を防ぐためのリセット回路が必要になる。

【０００９】一方、チョッパ電源方式は、チョッパ回路
のほかにインバータ８，トランス９，コンバータ１０な
ど多くの回路要素を必要として装置構成が複雑、高価に
なる。同様に、共振形インバータを用いた場合にも装置
構成が複雑，高価になる。

【００１０】また、何れの方式においても充電精度を高
めようとすると充電時間が長くなるし、逆に充電時間を
短縮しようとすると充電精度を悪くする問題があった。

【００１１】本発明の目的は、装置構成を複雑高価にす
ることなく、充電精度を高めながら充電時間を短縮した
コンデンサ充電電源装置を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、高電圧源として使用される高圧用コンデ
ンサの充電電源装置において、スイッチング素子がオン
・オフ制御されることにより直流電源から平衡した交流
電圧を得る直流−交流変換器と、前記直流−交流変換器
の交流出力を昇圧するトランスと、前記トランスの昇圧
出力を整流する整流回路と、前記高圧用コンデンサと直
列接続され前記整流回路のパルス出力により該高圧用コ
ンデンサの充電電流を発生するリアクトルと、前記直流
−交流変換器のスイッチング素子をオン・オフ制御し、
オン時間ｔ_onとオフ時間ｔ_offを

【００１３】

【数２】ｔ_on＝（Ｔ・Ｖ_CO／２）／（Ｅ₁／α） ｔ_off＝Ｔ−ｔ_on 但し、Ｔは周期、Ｖ_coは高圧用コンデンサの充電目標電
圧、Ｅ₁は直流電源電圧、αはトランスの一次／二次巻
数比。

【００１４】にして高圧用コンデンサを初期充電するコ
ントローラと、前記トランスと整流回路及びリアクトル
の伝達関数と逆の伝達関数を有し、前記高圧用コンデン
サの充電電圧から前記トランスの平均電圧を推定する推
定回路と、前記平均電圧の推定値と前記トランスの平均
電圧検出値との偏差が零になるよう前記直流−交流変換
器のオン・オフ比を補正する補正回路と、を備えたこと
を特徴とする。

【００１５】

【作用】直流−交流変換器に平衡した交流電圧を得るこ
とによりトランスの一次、二次出力に平衡したパルスを
得てその偏磁，飽和を無くす。

【００１６】また、高圧用コンデンサの突入電流を抑え
る初期充電制御にはリアクトルとコンデンサの共振動作
を利用してスイッチング素子のオン・オフ時間を前記式
のように定めることで目標電圧までの高速充電を得ると
共に、トランス出力側の構成を簡単にする。

【００１７】また、推定回路と補正回路によりトランス
の一次入力を補正することによりトランスからコンデン
サまでの伝達関数に対する外乱の発生からの電圧誤差を
無くし、充電精度を向上する。

【００１８】リアクトルとコンデンサの共振動作による
高速充電の基本原理を以下に説明する。

【００１９】トランスの二次側の等価回路は図１に示す
ようになる。スイッチＳはスイッチング素子のオン・オ
フに相当するもので、このオンによって直流電源ＤＣか
ら整流回路Ｄを通してリアクトルＬと高圧用コンデンサ
Ｃへのパルス電圧印加が行われる。

【００２０】このとき、リアクトルＬとコンデンサＣの
共振周期の１／２、すなわち電流ｉが零になるとき、コ
ンデンサＣの電圧Ｖ_cは直流電源ＤＣの電圧Ｅの２倍に
まで充電される。この電流ｉと電圧Ｖ_cの変化は次式か
ら求められ、図２に示す波形になる。

【００２１】

【数３】

【００２２】図中、ｔ_CLはリアクトルＬとコンデンサＣ
の共振周期の半周期になり、コンデンサ充電目標時間ｔ
_conよりも小さくなるようリアクトルＬが設定される。

【００２３】ここで、スイッチＳはコンデンサＣが電圧
２Ｅに充電されるまでオンされるのでなく、平衡した交
流電圧を整流回路に得ることで電圧Ｅをチョッピングし
てリアクトルＬとコンデンサＣの直列回路に印加する。

【００２４】このチョッピングによる平均電圧Ｖ_avは、

【００２５】

【数４】

【００２６】但し、Ｔは周期、Ｅ₁は直流電源電圧、α
はトランスの一次／二次巻数比。

【００２７】となり、この平均電圧Ｖ_avがコンデンサ充
電目標電圧Ｖ_coの１／２になるようスイッチＳのデュー
ティ（ｔ_on／Ｔ）を設定すれば、

【００２８】

【数５】

【００２９】からコンデンサ電圧Ｖ_cを最終的にＶ_coま
で充電することができる。

【００３０】次に、推定回路による補正を説明する。

【００３１】トランスからコンデンサまでの充電回路の
等価回路を図３に示すような理想的なＣＲ回路とする
と、その入力電圧をＶ、コンデンサ充電電圧をＶ_Cとす
る状態方程式は次式で表され、またブロック線図は図４
に示すようになる。

【００３２】

【数６】

【００３３】即ち、入力電圧Ｖから充電電圧Ｖ_Cまでの
伝達関数は次式になる。

【００３４】

【数７】

【００３５】この伝達関数は、充電回路に外乱がない、
即ちトランスの結合係数や漏れインダクタンス、ロス、
又は二次側整流器のロス等が無い場合の理想的なＣＲ回
路のものであり、これら定数に誤差や変動があるとコン
デンサにはトランス一次側の平均電圧の２倍とする正確
な充電電圧の精度が得られない。

【００３６】そこで、推定回路は、トランスからコンデ
ンサまでの充電回路の理想的な伝達関数の逆特性を持つ
伝達関数でコンデンサの電圧からトランスの一次側又は
二次側の電圧を推定し、この推定値と実際のトランス一
次側又は二次側の電圧を比較することにより外乱による
誤差を推定し、この誤差分に基づいて補正回路によりイ
ンバータのスイッチング素子のオン・オフ比を補正する
ことによりコンデンサの充電誤差を無くし、理想的なＣ
Ｒ回路による充電を得て充電精度を高める。

【００３７】

【実施例】図５は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。整流器１１は３相交流から全波整流出力を得、この
直流電力は電磁接触器１２を介して平滑コンデンサ１３
で平滑された直流電源として取出される。

【００３８】単相の電圧形インバータ１４は、ＩＧＢＴ
をスイッチング素子とするブリッジ回路を有し、コンデ
ンサ１３からの直流電力から平衡した矩形波の交流パル
ス電圧を得る直流−交流変換器に構成される。なお、ス
イッチングに伴うＩＧＢＴの保護回路として逆電圧抑制
用ダイオード及びｄＶ／ｄｔ抑制用スナバ回路が設けら
れる。

【００３９】昇圧トランス１５は、電圧形インバータ１
４の交流出力を一次入力とし、二次出力に昇圧した交流
出力を得る。

【００４０】昇圧トランス１５の二次側には、ダイオー
ドブリッジ構成の整流回路１６が設けられる。この整流
回路１６は高耐圧を得る場合には各アームが複数のダイ
オードの直列回路にされ、また耐圧の分担平均化のため
の抵抗も設けられる。

【００４１】整流回路１６の直流出力は、リアクトル１
７を介して高圧用コンデンサ３を充電する。このコンデ
ンサ３の充電電圧は抵抗分圧回路構成の電圧検出回路１
８によって検出され、コントローラ１９による初期充電
完了後の充電電圧制御のためのフィードバック信号にさ
れる。

【００４２】コントローラ１９は、充電電圧検出と過電
圧・過電流検出のための検出部１９Ａと、コンデンサ３
の初期充電制御をオープンループ制御し初期充電後は検
出部１９Ａからの充電電圧で閉ループ制御する制御回路
１９Ｂと、この制御回路１９Ｂの制御出力でインバータ
１４の各ＩＧＢＴをオン・オフ制御するゲート回路１９
Ｃとで構成される。

【００４３】コントローラ１９による充電制御は、図６
に示すように、インバータ１４の一対の組みのＩＧＢＴ
（Ａ）、ＩＧＢＴ（Ｂ）が一定周期Ｔでかつ一定時間ｔ
_onだけ交互にオン制御され、昇圧トランス１５の二次巻
線の出力には正負極性を持つパルス電圧として取出さ
れ、整流回路１６の出力には１つの極性にしたパルス電
圧として取出される。

【００４４】ここで、ＩＧＢＴ（Ａ），（Ｂ）のオン・
オフ時間は初期充電制御のために前記（４）式からオン
時間ｔ_onを求め、リアクトル１７とコンデンサ３の共振
周期２ｔ_CLの半周期ｔ_CLに充電を完了する制御がなされ
る。また、周期Ｔは高圧用コンデンサ３の放電と充電を
繰り返すためのコンデンサ充電目標時間ｔ_comや直流電
圧_E1，昇圧トランスの巻線比αから決定される。

【００４５】また、リアクトル１７のインダクタンスＬ
はコンデンサ３の充放電の繰返し周期や共振周期Ｔ等か
ら決定される。

【００４６】以上までの構成において、パルスレーザー
励起では高圧用コンデンサ３の充放電が図７に示すよう
な充放電条件になり、また該コンデンサ３の容量＝１μ
Ｆ、充電電圧４ＫＶで１秒間に５００回の充電を行うに
は、リアクトル１７のインダクタンスＬ＝２０ｍＨとし
てオン時間ｔ_onは前記（４）式から

【００４７】

【数８】ｔ_on ＝（５０μＳ・２ＫＶ）／４．８ＫＶ＝
２０．８３μＳ ｔ_off＝２９．１７ｍＳ 但し、トランスの巻数比１対１６、直流電圧Ｅ₁は３０
０Ｖとして求められる。

【００４８】図８は、上記条件による充電開始後のトラ
ンス二次側電流ｉとコンデンサ３の充電電圧Ｖ_Cのシミ
ュレーション波形を示す。

【００４９】以上までの構成において、昇圧トランス１
５の一次側にはインバータ１４により平衡した交流電圧
が印加され、トランス１５の偏磁は無くなり、また飽和
を起すことがない。

【００５０】また、目標電圧までの充電をリアクトル１
７とコンデンサ３の共振周期の半周期内にして突入電流
を抑制しながら高速充電を得ることができ、しかも充電
電圧精度もある程度確保してオープンループで制御する
ことができる。

【００５１】この充電電圧の精度について、理想的には
オープンループ制御で精度良いものが得られるが、実際
には各回路要素の内部抵抗やインピーダンス等の誤差分
がある。そこで、本実施例では推定回路と補正回路によ
るインバータ１４の出力補正により誤差分を無くし、充
電精度を高める。

【００５２】推定回路２０は、トランス１５からコンデ
ンサ１８までの伝達関数になる前記（６）式の伝達関数
の逆関数になる伝達関数及びトランス１５の昇圧比ｎの
逆係数器を有し、検出部１９Ａからの検出充電電圧を入
力とすることでその出力にトランス１５の一次入力の推
定値を得る。

【００５３】補正回路２１は、トランス１５の一次入力
の平均電圧を検出する平均電圧検出回路２１Ａと、この
検出電圧と推定回路２１の出力との偏差電圧からノイズ
分を抑制するフイルタ２１Ｂと、このフイルタ２１Ｂを
通した偏差電圧を制御量としてゲート回路１９Ｃの出力
ゲート信号のデューティ比を補正する電圧／デューティ
比変換部２１Ｃとによって構成される。

【００５４】この構成により、推定回路２０は、コンデ
ンサ３の充電電圧からトランス１５の一次側の電圧を推
定し、この推定値と実際のトランス一次電圧を比較する
ことにより外乱による誤差を推定し、この誤差分に基づ
いて補正回路２１によりインバータ１４のスイッチング
素子のオン・オフ比を補正することによりコンデンサの
充電誤差を無くし、理想的なＣＲ回路による充電を得て
充電精度を高める。

【００５５】なお、実施例において、インバータ１４は
平衡した交流電圧を得ることができる他の直流−交流変
換器に置換して同等の作用効果を得ることができる。例
えば、トランス１５の一次側巻線をセンタータップ付き
とし、両端にスイッチング素子を設けて交互に所定のオ
ン・オフ比で制御するプッシュプル方式の変換器で実現
される。

【００５６】

【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、直流−
交流変換器により平衡した交流電圧を得、この交流電圧
でトランスの二次側に平衡したパルス出力を得、この出
力を整流し、リアクトルを通して高圧用コンデンサを充
電し、この充電にリアクトルとコンデンサの共振動作を
利用して半周期での充電を得、トランスからコンデンサ
までの理想的な伝達関数からトランスの電圧を推定して
変換器のオン・オフス比を補正するようにしたため、以
下の効果がある。

【００５７】（１）高圧用コンデンサの充電に突入電流
を抑えながら共振周期の１／２の時間で高速充電ができ
る。

【００５８】（２）トランスへの入力を平衡させること
で偏磁，飽和を防止することができる。

【００５９】（３）装置構成は直流−交流変換器とトラ
ンスと整流回路及びリアクトルで主回路を構成でき、複
雑高価になることは無い。

【００６０】（４）充電電圧はオープンループによって
比較的高い精度を得ることができる。

【００６１】（５）充電電圧の推定と補正によりオープ
ンループ制御にも高い精度の充電ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の充電制御を説明するための等価回路
図。

【図２】図１における充電波形図。

【図３】トランス二次側の等価回路。

【図４】トランス二次側の伝達関数ブロック。

【図５】本発明の一実施例を示す回路図。

【図６】実施例における充電制御のタイムチャート。

【図７】磁気パルス圧縮タイムチャート。

【図８】シミュレーション波形図。

【図９】パルス電源回路・波形図。

【図１０】従来の回路図。

【図１１】従来の回路図。

【符号の説明】

３…高圧用コンデンサ １４…インバータ １５…昇圧トランス １７…リアクトル １９…コントローラ ２０…推定回路 ２１…補正回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 高電圧源として使用される高圧用コンデ
   ンサの充電電源装置において、 スイッチング素子がオン・オフ制御されることにより直
   流電源から平衡した交流電圧を得る直流−交流変換器
   と、 前記直流−交流変換器の交流出力を昇圧するトランス
   と、 前記トランスの昇圧出力を整流する整流回路と、 前記高圧用コンデンサと直列接続され前記整流回路のパ
   ルス出力により該高圧用コンデンサの充電電流を発生す
   るリアクトルと、 前記直流−交流変換器のスイッチング素子をオン・オフ
   制御し、オン時間ｔ_onとオフ時間ｔ_offを 【数１】ｔ_on＝（Ｔ・Ｖ_CO／２）／（Ｅ₁／α） ｔ_off＝Ｔ−ｔ_on 但し、Ｔは周期、Ｖ_coは高圧用コンデンサの充電目標電
   圧、Ｅ₁は直流電源電圧、αはトランスの一次／二次巻
   数比。にして高圧用コンデンサを初期充電するコントロ
   ーラと、 前記トランスと整流回路及びリアクトルの伝達関数と逆
   の伝達関数を有し、前記高圧用コンデンサの充電電圧か
   ら前記トランスの平均電圧を推定する推定回路と、 前記平均電圧の推定値と前記トランスの平均電圧検出値
   との偏差が零になるよう前記直流−交流変換器のオン・
   オフ比を補正する補正回路と、を備えたことを特徴とす
   るコンデンサ充電電源装置。