JPH06112775A - コンデンサ充電電源装置 - Google Patents
コンデンサ充電電源装置Info
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- JPH06112775A JPH06112775A JP26104592A JP26104592A JPH06112775A JP H06112775 A JPH06112775 A JP H06112775A JP 26104592 A JP26104592 A JP 26104592A JP 26104592 A JP26104592 A JP 26104592A JP H06112775 A JPH06112775 A JP H06112775A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 トランスの偏磁，飽和を無くし、またスイッ
チング素子の短絡故障を無くして装置構成を複雑にする
ことのないようにする。 【構成】 昇圧トランス１４の一次側をセンタタップ付
き二巻線１４1，１４2とし、夫々をＩＧＢＴ１５1，１
５2の交互のオン・オフ制御によってトランスの二次側
に平衡したパルス出力を得、このパルス出力を整流し、
リアクトル１７を通して高圧用コンデンサ３を充電す
る。この充電に際し、コンデンサとリアクトルの共振動
作を利用して共振周期の半周期で倍電圧に充電するよう
スイッチング素子のオン・オフ時間，周期を制御する。
チング素子の短絡故障を無くして装置構成を複雑にする
ことのないようにする。 【構成】 昇圧トランス１４の一次側をセンタタップ付
き二巻線１４1，１４2とし、夫々をＩＧＢＴ１５1，１
５2の交互のオン・オフ制御によってトランスの二次側
に平衡したパルス出力を得、このパルス出力を整流し、
リアクトル１７を通して高圧用コンデンサ３を充電す
る。この充電に際し、コンデンサとリアクトルの共振動
作を利用して共振周期の半周期で倍電圧に充電するよう
スイッチング素子のオン・オフ時間，周期を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高電圧源として使用さ
れる高圧用コンデンサを充電するためのコンデンサ充電
電源装置に関する。
れる高圧用コンデンサを充電するためのコンデンサ充電
電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】パルスレーザ励起やパルスプラズマ発生
用のパルス電源には高圧用コンデンサを高電圧源として
高電圧・大電流パルスを得ている。
用のパルス電源には高圧用コンデンサを高電圧源として
高電圧・大電流パルスを得ている。
【０００３】図７は半導体スイッチと磁気スイッチにな
る可飽和リアクトルを用いたパルス電源回路と各部波形
図を示す。同図中、複数個直列接続されたサイリスタＴ
Ｈは高電圧の半導体スイッチとされ、高圧電源ＤＣによ
って高電圧充電されたコンデンサＣ12とリアクトルＬの
直列回路を短絡したときの電流Ｉ1によりコンデンサＣ
12の極性が返転し、コンデンサＣ11を通して可飽和リア
クトルＳＲ1とコンデンサＣ2，Ｃ12の直列回路にパルス
圧縮した電流Ｉ2を発生させ、さらにコンデンサＣ2の充
電電圧により可飽和リアクトルＳＲ2とコンデンサＣ3，
Ｃ2の直列回路にパルス圧縮した電流Ｉ3を得、最終段の
可飽和リアクトルＳＲ3と放電管ＤＴにパルス圧縮した
高電圧・大電流パルスＩ4を得る。
る可飽和リアクトルを用いたパルス電源回路と各部波形
図を示す。同図中、複数個直列接続されたサイリスタＴ
Ｈは高電圧の半導体スイッチとされ、高圧電源ＤＣによ
って高電圧充電されたコンデンサＣ12とリアクトルＬの
直列回路を短絡したときの電流Ｉ1によりコンデンサＣ
12の極性が返転し、コンデンサＣ11を通して可飽和リア
クトルＳＲ1とコンデンサＣ2，Ｃ12の直列回路にパルス
圧縮した電流Ｉ2を発生させ、さらにコンデンサＣ2の充
電電圧により可飽和リアクトルＳＲ2とコンデンサＣ3，
Ｃ2の直列回路にパルス圧縮した電流Ｉ3を得、最終段の
可飽和リアクトルＳＲ3と放電管ＤＴにパルス圧縮した
高電圧・大電流パルスＩ4を得る。
【０００４】ここで、コンデンサＣ12の充電電源ＤＣに
は負荷が容量性であるため電圧を印加したときの突入電
流を抑制しながら高速に高圧充電できることが必要とな
る。また、レーザ発振を行うには高速繰返し（例えば５
００回／秒）が必要であり、さらに電力損失を少なくす
ることも望まれる。
は負荷が容量性であるため電圧を印加したときの突入電
流を抑制しながら高速に高圧充電できることが必要とな
る。また、レーザ発振を行うには高速繰返し（例えば５
００回／秒）が必要であり、さらに電力損失を少なくす
ることも望まれる。
【０００５】従来のコンデンサ充電電源装置には、図８
に示すスイッチング電源方式と、図９に示すチョッパ電
源方式、さらには共振形インバータ方式がある。
に示すスイッチング電源方式と、図９に示すチョッパ電
源方式、さらには共振形インバータ方式がある。
【０００６】スイッチング電源方式は、スイッチングト
ランス１の一次側に接続したスイッチング素子２のオン
・オフ制御によって高圧用コンデンサ３を高圧充電す
る。スイッチング素子２のオン・オフ制御は充電初期に
はデューティ比を小さくし、充電電流を抑制しながら充
電電圧を所定レベルまで高くしていく。この電圧制御は
コンデンサ３の電圧をコントローラ４のフィードバック
電圧とし、コントローラ４の制御出力によってゲート回
路５のゲート出力を調整する。
ランス１の一次側に接続したスイッチング素子２のオン
・オフ制御によって高圧用コンデンサ３を高圧充電す
る。スイッチング素子２のオン・オフ制御は充電初期に
はデューティ比を小さくし、充電電流を抑制しながら充
電電圧を所定レベルまで高くしていく。この電圧制御は
コンデンサ３の電圧をコントローラ４のフィードバック
電圧とし、コントローラ４の制御出力によってゲート回
路５のゲート出力を調整する。
【０００７】チョッパ電源方式は、チョッパ回路のスイ
ッチング素子６，７のオン・オフ制御によってインバー
タ８の直流電圧ＶCを制御し、インバータ８の交流出力
を変圧器９を通してコンバータ１０に直流出力を得、こ
の直流出力で高圧用コンデンサ３を充電する。この場合
にもチョッパ回路のデューティ比を制御することで突入
電流を抑制する。
ッチング素子６，７のオン・オフ制御によってインバー
タ８の直流電圧ＶCを制御し、インバータ８の交流出力
を変圧器９を通してコンバータ１０に直流出力を得、こ
の直流出力で高圧用コンデンサ３を充電する。この場合
にもチョッパ回路のデューティ比を制御することで突入
電流を抑制する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来のスイッチング電
源方式は、スイッチングトランス１には直流しか流れな
いため、該トランス１の偏磁や飽和現象が発生し、これ
を防ぐためのリセット回路が必要になる。
源方式は、スイッチングトランス１には直流しか流れな
いため、該トランス１の偏磁や飽和現象が発生し、これ
を防ぐためのリセット回路が必要になる。
【０００９】一方、チョッパ電源方式は、チョッパ回路
のほかにインバータ８，トランス９，コンバータ１０な
ど多くの回路要素を必要として装置構成が複雑、高価に
なる。同様に、共振形インバータを用いた場合にも装置
構成が複雑，高価になる。
のほかにインバータ８，トランス９，コンバータ１０な
ど多くの回路要素を必要として装置構成が複雑、高価に
なる。同様に、共振形インバータを用いた場合にも装置
構成が複雑，高価になる。
【００１０】また、チョッパ電源方式では２つの直列ス
イッチング素子６，７が同時オンになる短絡故障の恐れ
がある。
イッチング素子６，７が同時オンになる短絡故障の恐れ
がある。
【００１１】本発明の目的は、トランスの偏磁，飽和を
無くし、またスイッチング素子の短絡故障を無くして装
置構成を複雑にすることのないコンデンサ充電電源装置
を提供することにある。
無くし、またスイッチング素子の短絡故障を無くして装
置構成を複雑にすることのないコンデンサ充電電源装置
を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、高電圧源として使用される高圧用コンデ
ンサの充電電源装置において、直流電源と、一次側に一
対の二巻線を持つトランスと、前記一対の二巻線に夫々
直列接続されて前記直流電源の直流出力端に並列接続さ
れ、交互にオン・オフ制御される一対のスイッチング素
子と、前記トランスの二次巻線のパルス出力を整流する
整流回路と、前記高圧用コンデンサと直列接続され前記
整流回路のパルス出力により該高圧用コンデンサの充電
電流を発生するリアクトルと、前記一対のスイッチング
素子をオン・オフ制御し、オン時間ｔonとオフ時間ｔ
offを ｔon＝（Ｔ・ＶCO／２）／（Ｅ1/α），ｔoff＝Ｔ−ｔon 但し、Ｔは周期、ｖcoは高圧用コンデンサの充電目標電
圧、Ｅ1は直流電源電圧、αはトランスの一次／二次巻
数比。
決を図るため、高電圧源として使用される高圧用コンデ
ンサの充電電源装置において、直流電源と、一次側に一
対の二巻線を持つトランスと、前記一対の二巻線に夫々
直列接続されて前記直流電源の直流出力端に並列接続さ
れ、交互にオン・オフ制御される一対のスイッチング素
子と、前記トランスの二次巻線のパルス出力を整流する
整流回路と、前記高圧用コンデンサと直列接続され前記
整流回路のパルス出力により該高圧用コンデンサの充電
電流を発生するリアクトルと、前記一対のスイッチング
素子をオン・オフ制御し、オン時間ｔonとオフ時間ｔ
offを ｔon＝（Ｔ・ＶCO／２）／（Ｅ1/α），ｔoff＝Ｔ−ｔon 但し、Ｔは周期、ｖcoは高圧用コンデンサの充電目標電
圧、Ｅ1は直流電源電圧、αはトランスの一次／二次巻
数比。
【００１３】にして高圧用コンデンサを初期充電するコ
ントローラと、を備えたことを特徴とする。
ントローラと、を備えたことを特徴とする。
【００１４】
【作用】トランスの一次巻線を一対の二巻線とし、両巻
線を夫々スイッチング素子で交互にオン・オフ制御する
ことにより、トランスの二次出力に平衡パルスを得て偏
磁，飽和を無くすと共に、両スイッチング素子には、ト
ランスの一次巻線を夫々直列接続する構成により両スイ
ッチング素子の短絡故障を無くす。
線を夫々スイッチング素子で交互にオン・オフ制御する
ことにより、トランスの二次出力に平衡パルスを得て偏
磁，飽和を無くすと共に、両スイッチング素子には、ト
ランスの一次巻線を夫々直列接続する構成により両スイ
ッチング素子の短絡故障を無くす。
【００１５】また、構成上は、スイッチング電源方式の
トランスを一対の一次巻線を持つものとし、一対のスイ
ッチング素子を設ける構成とし、少しの回路要素の増設
で済むようにする。
トランスを一対の一次巻線を持つものとし、一対のスイ
ッチング素子を設ける構成とし、少しの回路要素の増設
で済むようにする。
【００１６】また、高圧用コンデンサの突入電流を抑え
る初期充電制御にはリアクトルとコンデンサの共振動作
を利用してスイッチング素子のオン・オフ時間を前記式
のように定めることで目標電圧までの高速充電かつ高い
充電精度を得る。この基本原理を以下に説明する。
る初期充電制御にはリアクトルとコンデンサの共振動作
を利用してスイッチング素子のオン・オフ時間を前記式
のように定めることで目標電圧までの高速充電かつ高い
充電精度を得る。この基本原理を以下に説明する。
【００１７】トランスの二次側の等価回路は図１に示す
ようになる。スイッチＳはスイッチング素子のオン・オ
フに相当するもので、このオンによって直流電源ＤＣか
ら整流回路Ｄを通してリアクトルＬと高圧用コンデンサ
Ｃへのパルス電圧印加が行われる。
ようになる。スイッチＳはスイッチング素子のオン・オ
フに相当するもので、このオンによって直流電源ＤＣか
ら整流回路Ｄを通してリアクトルＬと高圧用コンデンサ
Ｃへのパルス電圧印加が行われる。
【００１８】このとき、リアクトルＬとコンデンサＣの
共振周期の１／２、すなわち電流ｉが零になるとき、コ
ンデンサＣの電圧ｖcは直流電源ＤＣの電圧Ｅの２倍に
まで充電される。この電流ｉと電圧ｖcの変化は次式か
ら求められ、図２に示す波形になる。
共振周期の１／２、すなわち電流ｉが零になるとき、コ
ンデンサＣの電圧ｖcは直流電源ＤＣの電圧Ｅの２倍に
まで充電される。この電流ｉと電圧ｖcの変化は次式か
ら求められ、図２に示す波形になる。
【００１９】
【数２】
【００２０】図中、ｔCLはリアクトルＬとコンデンサＣ
の共振周期の半周期になり、コンデンサ充電目標時間ｔ
conよりも小さくなるようリアクトルＬが設定される。
の共振周期の半周期になり、コンデンサ充電目標時間ｔ
conよりも小さくなるようリアクトルＬが設定される。
【００２１】ここで、スイッチＳはコンデンサＣが電圧
２Ｅに充電されるまでオンされるのでなく、一対のスイ
ッチング素子の交互のオン・オフ制御によって電圧Ｅを
チョッピングしてリアクトルＬとコンデンサＣの直列回
路に印加する。
２Ｅに充電されるまでオンされるのでなく、一対のスイ
ッチング素子の交互のオン・オフ制御によって電圧Ｅを
チョッピングしてリアクトルＬとコンデンサＣの直列回
路に印加する。
【００２２】このチョッピングによる平均電圧ｖavは、
【００２３】
【数３】
【００２４】但し、Ｔは周期、Ｅ1は直流電源電圧、α
はトランスの一次／二次巻数比。
はトランスの一次／二次巻数比。
【００２５】となり、この平均電圧Ｖavがコンデンサ充
電目標電圧ｖcoの１／２になるようスイッチＳのデュー
ティ（ｔon／Ｔ）を設定すれば、
電目標電圧ｖcoの１／２になるようスイッチＳのデュー
ティ（ｔon／Ｔ）を設定すれば、
【００２６】
【数４】
【００２７】からコンデンサ電圧Ｖcを最終的にＶcoま
で充電することができる。
で充電することができる。
【００２８】
【実施例】図３は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。整流器１１は３相交流から全波整流出力を得、この
直流電力は電磁接触器１２を介して平滑コンデンサ１３
で平滑された直流電源として取出される。
る。整流器１１は３相交流から全波整流出力を得、この
直流電力は電磁接触器１２を介して平滑コンデンサ１３
で平滑された直流電源として取出される。
【００２９】昇圧トランス１４は、一次側にセンタタッ
プ付き２巻線１４1，１４2を有し、センタタップが直流
電源の正極側に接続され、両端タップには夫々スイッチ
ング素子としてのＩＧＢＴ１５1，１５2のコレクタが接
続される。両ＩＧＢＴ１５1，１５2のエミッタは直流電
源の負極側に接続される。即ち、直流電源の正負極間に
昇圧トランス１４の２つの巻線１４1，１４2とＩＧＢＴ
１５1，１５2の一対の直列回路が設けるれる。
プ付き２巻線１４1，１４2を有し、センタタップが直流
電源の正極側に接続され、両端タップには夫々スイッチ
ング素子としてのＩＧＢＴ１５1，１５2のコレクタが接
続される。両ＩＧＢＴ１５1，１５2のエミッタは直流電
源の負極側に接続される。即ち、直流電源の正負極間に
昇圧トランス１４の２つの巻線１４1，１４2とＩＧＢＴ
１５1，１５2の一対の直列回路が設けるれる。
【００３０】ＩＧＢＴ１５1，１５2は制御されたオン・
オフ比で交互にスイッチング制御され、このスイッチン
グ制御によって昇圧トランス１４の二次巻線１４3に平
衡したパルス出力を得る。なお、スイッチングに伴うＩ
ＧＢＴの保護回路として逆電圧抑制用ダイオード及びｄ
ｖ／ｄｔ抑制用スナバ回路が設けられ、また巻線１
４1，１４2にはサージ電圧吸収用回路が設けられる。
オフ比で交互にスイッチング制御され、このスイッチン
グ制御によって昇圧トランス１４の二次巻線１４3に平
衡したパルス出力を得る。なお、スイッチングに伴うＩ
ＧＢＴの保護回路として逆電圧抑制用ダイオード及びｄ
ｖ／ｄｔ抑制用スナバ回路が設けられ、また巻線１
４1，１４2にはサージ電圧吸収用回路が設けられる。
【００３１】昇圧トランス１４の二次側には、ダイオー
ドブリッジ構成の整流回路１６が設けられる。この整流
回路１６は高耐圧を得るよう各アームが２つのダイオー
ドの直列回路にされ、耐圧の分担平均化のための抵抗も
設けられる。
ドブリッジ構成の整流回路１６が設けられる。この整流
回路１６は高耐圧を得るよう各アームが２つのダイオー
ドの直列回路にされ、耐圧の分担平均化のための抵抗も
設けられる。
【００３２】整流回路１６の直流出力は、リアクトル１
７を介して高圧用コンデンサ３を充電する。このコンデ
ンサ３の充電電圧は抵抗分圧回路構成の電圧検出回路１
８によって検出され、コントローラ１９により初期充電
完了後の充電電圧制御のためのフィードバック信号にさ
れる。
７を介して高圧用コンデンサ３を充電する。このコンデ
ンサ３の充電電圧は抵抗分圧回路構成の電圧検出回路１
８によって検出され、コントローラ１９により初期充電
完了後の充電電圧制御のためのフィードバック信号にさ
れる。
【００３３】コントローラ１９は、充電電圧制御のため
のＩＧＢＴ１５1、１５2のオン・オフ制御に突入電流を
抑制した初期充電制御を学習機能を有して行い、初期充
電完了後は自動電圧制御演算を行う。コントローラ１９
の制御出力はゲート回路２０によって電力増幅され、Ｉ
ＧＢＴ１５1，１５2の交互のオン・オフゲート制御がな
される。
のＩＧＢＴ１５1、１５2のオン・オフ制御に突入電流を
抑制した初期充電制御を学習機能を有して行い、初期充
電完了後は自動電圧制御演算を行う。コントローラ１９
の制御出力はゲート回路２０によって電力増幅され、Ｉ
ＧＢＴ１５1，１５2の交互のオン・オフゲート制御がな
される。
【００３４】コントローラ１９による充電制御は、図４
に示すように、ＩＧＢＴ１５1、１５2が一定周期Ｔでか
つ一定時間ｔonだけ交互にオン制御され、昇圧トランス
１４の二次巻線１４3の出力には正負極性を持つパルス
電圧として取出され、整流回路１６の出力には１つの極
性にしたパルス電圧として取出される。
に示すように、ＩＧＢＴ１５1、１５2が一定周期Ｔでか
つ一定時間ｔonだけ交互にオン制御され、昇圧トランス
１４の二次巻線１４3の出力には正負極性を持つパルス
電圧として取出され、整流回路１６の出力には１つの極
性にしたパルス電圧として取出される。
【００３５】ここで、ＩＧＢＴ１５1，１５2のオン・オ
フ時間は初期充電制御のために前記（４）式からオン時
間ｔonを求め、リアクトル１７とコンデンサ３の共振周
期２ｔCLの半周期ｔCLに充電を完了する制御がなされ
る。また、周期Ｔは高圧用コンデンサ３の放電と充電を
繰り返すためのコンデンサ充電目標時間ｔcomや直流電
圧E1，昇圧トランスの巻線比αから決定される。
フ時間は初期充電制御のために前記（４）式からオン時
間ｔonを求め、リアクトル１７とコンデンサ３の共振周
期２ｔCLの半周期ｔCLに充電を完了する制御がなされ
る。また、周期Ｔは高圧用コンデンサ３の放電と充電を
繰り返すためのコンデンサ充電目標時間ｔcomや直流電
圧E1，昇圧トランスの巻線比αから決定される。
【００３６】また、リアクトル１７のインダクタンスＬ
はコンデンサ３の充放電の繰返し周期や共振周期Ｔ等か
ら決定される。
はコンデンサ３の充放電の繰返し周期や共振周期Ｔ等か
ら決定される。
【００３７】本実施例において、高圧用コンデンサ３の
充放電が図５に示すような条件になり、また該コンデン
サ３の容量＝１μＦ、充電電圧４ＫＶで１秒間に５００
回の充電を行うには、リアクトル１７のインダクタンス
Ｌ＝２０ｍＨとしてオン時間ｔonは前記（４）式から
充放電が図５に示すような条件になり、また該コンデン
サ３の容量＝１μＦ、充電電圧４ＫＶで１秒間に５００
回の充電を行うには、リアクトル１７のインダクタンス
Ｌ＝２０ｍＨとしてオン時間ｔonは前記（４）式から
【００３８】
【数５】 ｔon ＝（５０μＳ・２ＫＶ）／４．８ＫＶ＝２０．８３μＳ ｔoff＝２９．１７ｍＳ 但し、トランスの巻数比１対１６、直流電圧Ｅ1は３０
０Ｖ。
０Ｖ。
【００３９】として求められる。
【００４０】図６は上記条件による充電開始後のトラン
ス二次側電流ｉとコンデンサ３の充電電圧ｖCのシミュ
レーション波形を示す。
ス二次側電流ｉとコンデンサ３の充電電圧ｖCのシミュ
レーション波形を示す。
【００４１】本実施例によれば、昇圧トランス１４の一
次側は、センタタップ付きの一対の一次巻線１４1，１
４2とし、夫々にスイッチング素子としてのＩＧＢＴ１
５1，１５2を直列接続して交互にオン・オフ制御するこ
とにより、トランス１４の偏磁は無くなり、また飽和を
起すことがない。また、ＩＧＢＴ１５1，１５2は互いに
直列接続されることが無く、コントローラ１９側からの
ゲート制御の誤動作等によってＩＧＢＴ１５1，１５2の
同時オンがあるもその短絡故障を起すことがない。
次側は、センタタップ付きの一対の一次巻線１４1，１
４2とし、夫々にスイッチング素子としてのＩＧＢＴ１
５1，１５2を直列接続して交互にオン・オフ制御するこ
とにより、トランス１４の偏磁は無くなり、また飽和を
起すことがない。また、ＩＧＢＴ１５1，１５2は互いに
直列接続されることが無く、コントローラ１９側からの
ゲート制御の誤動作等によってＩＧＢＴ１５1，１５2の
同時オンがあるもその短絡故障を起すことがない。
【００４２】また、ＩＧＢＴ１５1，１５2のオン・オフ
時間は目標電圧までの充電をリアクトル１７とコンデン
サ３の共振周期の半周期内にして突入電流を抑制しなが
ら高速充電を得ることができ、しかも充電電圧精度もあ
る程度確保してオープンループで制御することもでき
る。
時間は目標電圧までの充電をリアクトル１７とコンデン
サ３の共振周期の半周期内にして突入電流を抑制しなが
ら高速充電を得ることができ、しかも充電電圧精度もあ
る程度確保してオープンループで制御することもでき
る。
【００４３】この充電電圧の精度について、理想的には
オープンループ制御で精度良いものが得られるが、実際
には各回路要素の内部抵抗やインピーダンス等の誤差分
がある。そこで、本実施例では充電完了時の電圧を検出
し、この電圧が目標電圧に対して差があるときに次回の
充電時にオン時間ｔonを補正及び記憶する学習機能をコ
ントローラ１９に持たせる。これにより、コンデンサの
充放電に準備期間を持たせ、この期間の学習を行うこと
で装置毎の充電電圧制御精度を高めることができる。
オープンループ制御で精度良いものが得られるが、実際
には各回路要素の内部抵抗やインピーダンス等の誤差分
がある。そこで、本実施例では充電完了時の電圧を検出
し、この電圧が目標電圧に対して差があるときに次回の
充電時にオン時間ｔonを補正及び記憶する学習機能をコ
ントローラ１９に持たせる。これにより、コンデンサの
充放電に準備期間を持たせ、この期間の学習を行うこと
で装置毎の充電電圧制御精度を高めることができる。
【００４４】なお、実施例において、トランスはセンタ
タップ付きのものに限らず、一次側に対となる二巻線を
持つものであれば良い。また、スイッチング素子等の回
路要素は他の同等機能を持つものに置換できる。
タップ付きのものに限らず、一次側に対となる二巻線を
持つものであれば良い。また、スイッチング素子等の回
路要素は他の同等機能を持つものに置換できる。
【００４５】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、トラン
スの一次側に一対の二巻線を持つものにし、両巻線を夫
々スイッチング素子で交互にオン・オフ制御してトラン
スの二次側に平衡したパルス出力を得、この出力を整流
し、リアクトルを通して高圧用コンデンサを充電し、こ
の充電にリアクトルとコンデンサの共振動作を利用して
スイッチング素子のオン・オフ時間を制御するようにし
たため、以下の効果がある。
スの一次側に一対の二巻線を持つものにし、両巻線を夫
々スイッチング素子で交互にオン・オフ制御してトラン
スの二次側に平衡したパルス出力を得、この出力を整流
し、リアクトルを通して高圧用コンデンサを充電し、こ
の充電にリアクトルとコンデンサの共振動作を利用して
スイッチング素子のオン・オフ時間を制御するようにし
たため、以下の効果がある。
【００４６】（１）高圧用コンデンサの充電に突入電流
を抑えながら共振周期の１／２の時間で高速充電ができ
る。
を抑えながら共振周期の１／２の時間で高速充電ができ
る。
【００４７】（２）トランスへの入力を平衡させること
で偏磁，飽和を防止し、またスイッチング素子の短絡故
障を無くすことができる。
で偏磁，飽和を防止し、またスイッチング素子の短絡故
障を無くすことができる。
【００４８】（３）装置構成はトランスの一次巻線増と
スイッチング素子の増加で済み、複雑高価になることは
無い。
スイッチング素子の増加で済み、複雑高価になることは
無い。
【００４９】（４）充電電圧はオープンループによって
比較的高い精度を得ることができる。
比較的高い精度を得ることができる。
【００５０】（５）充電電圧の学習機能を持たせること
により、オープンループ制御にも高い精度の充電ができ
る。
により、オープンループ制御にも高い精度の充電ができ
る。
【図１】本発明の充電制御を説明するための等価回路
図。
図。
【図２】図１における充電波形図。
【図３】本発明の一実施例を示す回路図。
【図４】実施例における充電制御のタイムチャート。
【図５】磁気パルス圧縮タイムチャート。
【図６】シミュレーション波形図。
【図７】パルス電源回路・波形図。
【図８】従来の回路図。
【図９】従来の回路図。
３…高圧用コンデンサ １４…昇圧トランス １５1，１５2…ＩＧＢＴ １７…リアクトル １９…コントローラ ２０…ゲート回路
Claims (2)
- 【請求項１】 高電圧源として使用される高圧用コンデ
ンサの充電電源装置において、 直流電源と、 一次側に一対の二巻線を持つトランスと、 前記一対の二巻線に夫々直列接続されて前記直流電源の
直流出力端に並列接続され、交互にオン・オフ制御され
る一対のスイッチング素子と、 前記トランスの二次巻線のパルス出力を整流する整流回
路と、 前記高圧用コンデンサと直列接続され前記整流回路のパ
ルス出力により該高圧用コンデンサの充電電流を発生す
るリアクトルと、 前記一対のスイッチング素子をオン・オフ制御し、オン
時間ｔonとオフ時間ｔoffを次式 【数１】 但し、Ｔは周期、ｖcoは高圧用コンデンサの充電目標電
圧、Ｅ1は直流電源電圧、αはトランスの一次／二次巻
数比。にして高圧用コンデンサを初期充電するコントロ
ーラと、を備えたことを特徴とするコンデンサ充電電源
装置。 - 【請求項２】 前記コントローラは初期充電完了時の前
記高圧用コンデンサの充電電圧が充電目標電圧になるよ
う該充電電圧の検出値から前記オン時間ｔonとオフ時間
ｔoffを調整する学習機能を備えたことを特徴とする請
求項１記載のコンデンサ充電電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26104592A JPH06112775A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | コンデンサ充電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26104592A JPH06112775A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | コンデンサ充電電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06112775A true JPH06112775A (ja) | 1994-04-22 |
Family
ID=17356294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26104592A Pending JPH06112775A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | コンデンサ充電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06112775A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002118976A (ja) * | 2000-10-12 | 2002-04-19 | Origin Electric Co Ltd | コンデンサの充電方法及び充電装置 |
| JP2004022231A (ja) * | 2002-06-13 | 2004-01-22 | Toshiba Corp | 転流コンデンサの充電装置 |
| KR20160082836A (ko) * | 2014-12-29 | 2016-07-11 | 주식회사 포스코아이씨티 | 고전압 펄스 압축 시스템 및 그 제어 방법 |
-
1992
- 1992-09-30 JP JP26104592A patent/JPH06112775A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002118976A (ja) * | 2000-10-12 | 2002-04-19 | Origin Electric Co Ltd | コンデンサの充電方法及び充電装置 |
| JP2004022231A (ja) * | 2002-06-13 | 2004-01-22 | Toshiba Corp | 転流コンデンサの充電装置 |
| KR20160082836A (ko) * | 2014-12-29 | 2016-07-11 | 주식회사 포스코아이씨티 | 고전압 펄스 압축 시스템 및 그 제어 방법 |
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