JPH06296368A

JPH06296368A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH06296368A
Application number: JP5080837A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiko Sakamoto; 和彦坂本; Hiroshi Takano; 博司高野; Jun Takahashi; 順高橋
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 1993-04-07
Filing date: 1993-04-07
Publication date: 1994-10-21

Abstract

(57)【要約】【目的】２つのスイッチング素子の直列接続体２組
（２０ａ，２０ｂ；２０ｃ，２０ｄ）とこれら各素子に
逆並列接続されたダイオード３ａ〜３ｄとでなるインバ
ータ４に、直流電源１を与えて得られた交流を変圧器７
に送り、その出力を整流して負荷１７に与えるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、ノイズ発生の低減化と高効率化
を図る。【構成】上記スイッチング素子に並列接続されたキャ
パシタンス２２ａ〜２２ｄと、上記直列接続体のスイッ
チング素子接続点及び上記直流電源の中性点間に接続さ
れたインダクタンス２３ａ，２３ｂと、上記インバータ
の動作が開始するときの上記スイッチング素子２０ａ，
２０ｄ又は２０ｂ，２０ｃが最初にオンする際に上記キ
ャパシタンス２２ａ，２２ｄ又は２２ｂ，２２ｃを放電
させる手段（１９；２４ａ，２４ｂ；２５ａ，２５ｂ；
２６ａ，２６ｂ）とを設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源からインバー
タを介して交流電圧を変圧器に送り、その出力を整流し
て直流電圧を負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータに係
り、特に、上記インバータの各スイッチング素子にかか
る電圧の変化率を小さくして低ノイズ化を図ると共に、
上記スイッチング素子での損失を低減して高効率化を図
ったソフトスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータに
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、コンバータの一部に共振素子を挿
入して電圧波形あるいは電流波形を正弦波状にし、スイ
ッチング時のスイッチング素子の負担を軽減するコンバ
ータの開発が進んでいる。このような共振型コンバータ
の出力電圧を制御する方法に位相差制御方式があるが、
従来のこの種の制御方式を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ
として、特開昭６３−１９０５５６号公報に記載された
ものがある。

【０００３】このＤＣ−ＤＣコンバータは、図８に示す
ように、直流電源１と、この直流電源１の正極＋に接続
された第１のスイッチング素子２ａ及び負極−に接続さ
れた第２のスイッチング素子２ｂからなる第１の直列接
続体を有すると共に上記正極＋に接続された第３のスイ
ッチング素子２ｃ及び負極−に接続された第４のスイッ
チング素子２ｄからなり上記第１の直列接続体に並列接
続された第２の直列接続体を有しかつ上記第１〜第４の
スイッチング素子２ａ〜２ｄにそれぞれ逆並列接続され
た第１〜第４のダイオード３ａ〜３ｄを有し上記直流電
源１からの直流を交流に変換するインバータ４と、この
インバータ４の出力側にて直列接続されたインダクタン
ス５及びキャパシタンス６と、このインダクタンス５及
びキャパシタンス６に直列接続され出力と絶縁する変圧
器７と、この変圧器７の出力を直流に変換する整流器８
と、この整流器８の出力側に接続された負荷９と、この
負荷９に印加する電圧及び負荷９に流す電流の設定信号
に応じて上記第１〜第４のスイッチング素子２ａ〜２ｄ
のオン，オフのタイミングを制御する手段（図示省略）
とを有してなっていた。

【０００４】なお、図８において、上記第１〜第４のス
イッチング素子２ａ〜２ｄとダイオード３ａ〜３ｄと
で、それぞれ第１のアーム１０ａと、第２のアーム１０
ｂと、第３のアーム１０ｃと、第４のアーム１０ｄとが
構成されている。また、上記整流器８は、４つのダイオ
ード１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄで入力電圧を全波
整流するようになっている。更に、１２は、上記整流器
８の出力電圧を負荷９に印加するための高電圧ケーブル
の静電容量を示しており、整流器８からの出力電圧を平
滑化するキャパシタンスとして機能する。

【０００５】次に、上記のように構成された従来のＤＣ
−ＤＣコンバータの動作について、図９を参照して簡単
に説明する。図９において、（ａ），（ｂ），（ｃ），
（ｄ）は、それぞれ図８に示すインバータ４の第１のス
イッチング素子２ａ，第４のスイッチング素子２ｄ，第
２のスイッチング素子２ｂ，第３のスイッチング素子２
ｃのオン、オフの期間を示している。そして、この図９
から明らかなように、第１のスイッチング素子２ａと第
４のスイッチング素子２ｄとは位相差αだけずれてオン
し、また、第２のスイッチング素子２ｂと第３のスイッ
チング素子２ｃも位相差αだけずれてオンするようにな
っている。更に、第１のスイッチング素子２ａと第２の
スイッチング素子２ｂ、及び第３のスイッチング素子２
ｃと第４のスイッチング素子２ｄは、それぞれ１８０゜
の位相差で交互にオンする。

【０００６】以上の動作では、（ａ）及び（ｂ）に示す
第１のスイッチング素子２ａ及び第４のスイッチング素
子２ｄが同時にオンしている期間（Ｔb3〜Ｔb4）、並び
に（ｃ）及び（ｄ）に示す第２のスイッチング素子２ｂ
及び第３のスイッチング素子２ｃが同時にオンしている
期間（Ｔb6〜Ｔb7）だけ図８に示す直流電源１から電力
が供給されるので、インバータ４の出力電力波形Ｖt は
図９（ｊ）に示すように、上記の期間だけ電圧を正負の
波高値とする方形波となる。

【０００７】したがって、第１のスイッチング素子２ａ
と第４のスイッチング素子２ｄとの位相差αあるいは第
２のスイッチング素子２ｂと第３のスイッチング素子２
ｃとの位相差αを変化させると、それぞれのスイッチン
グ素子２ａ〜２ｄが同時にオンする期間を変化させるこ
とができ、図８に示す負荷９に供給する電力を制御する
ことができる。この場合の該当するスイッチング素子間
の位相差αと、出力電圧Ｖt との関係を示すと図１０の
ようになる。この図１０は、横軸を位相差αとし、縦軸
を負荷９への出力電圧Ｖt として、この位相差αと出力
電圧Ｖt との関係を上記負荷９の抵抗値Ｒ1,Ｒ2,Ｒ3
（Ｒ1 ＞Ｒ2 ＞Ｒ3）をパラメータとして所定のカーブ
で表わしたグラフである。

【０００８】ここで、上記構成及び動作において、ター
ンオンが遅れない第１のスイッチング素子２ａとこれに
逆並列接続された第１のダイオード３ａとからなる第１
のアーム１０ａ、及び第２のスイッチング素子２ｂとこ
れに逆並列接続された第２のダイオード３ｂとからなる
第２のアーム１０ｂの動作を検討する。

【０００９】図９（ｅ）に示すように、第１のアーム１
０ａに流れる電流Ｉ1 は、第１のスイッチング素子２ａ
へのオン信号が入力される時点Ｔb1では負である。した
がって、この時には、上記第１のスイッチング素子２ａ
に印加する電圧は、第１のダイオード３ａのオン電圧だ
けであり、ほぼ零である。そして、電流が負から正に変
化して第１のスイッチング素子２ａに電流が流れ始める
時のそのスイッチング素子２ａの損失は、その時の電圧
と電流の積となるので零である。しかし、上記第１のス
イッチング素子２ａがターンオフする時点Ｔb4では、上
記第１のアーム１０ａに流れる電流Ｉ1 は、図９（ｅ）
に示すように正である。

【００１０】上記第１のスイッチング素子２ａがターン
オフを開始して電流が零になるまでの動作を図１１に示
すが、この図に示すように電流が零になる前にそのスイ
ッチング素子２ａの電圧が増加し始めるので、この電流
と電圧とによって第１のスイッチング素子２ａは、斜線
を付して示す領域分の損失を生じることとなる。このよ
うな動作は、第２のアーム１０ｂについても同様であ
る。

【００１１】上記のような損失を低減するためには、例
えば図１２（ａ）に示すようにキャパシタンス１４と抵
抗１５を直列接続した構成や、同図（ｂ）に示すように
キャパシタンス１４、抵抗１５及びダイオード１６を組
み合わせた構成の、スナバ回路と呼ばれる回路を、トラ
ンジスタなどのスイッチング素子１３に対して並列接続
して用いていた。

【００１２】このようなスナバ回路を、上記第１及び第
２のスイッチング素子２ａ，２ｂに並列に設けると、各
スイッチング素子２ａ，２ｂがターンオフするときの電
圧の立ち上がりが抑制されて、ターンオフ時のスイッチ
ング損失が低減できるものであった。

【００１３】しかし、上記のようなスナバ回路では、図
１２に示すスイッチング素子１３がオフしているとき
に、キャパシタンス１４に蓄積された電荷は、上記スイ
ッチング素子１３がターンオンすると、そのスイッチン
グ素子１３と抵抗１５を介して放電されるので、抵抗１
５によって損失が生じる。そして、この抵抗１５はこの
時の電流の最大値を制御するものなので、上記抵抗１５
がないと過大な電流が流れ、スイッチング素子１３を破
壊することとなる。

【００１４】上記抵抗１５による損失は、スイッチング
素子１３がターンオンとターンオフとを繰り返す毎に生
じるので、図８に示すインバータ４においては、各スイ
ッチング素子２ａ，２ｂの損失がそのインバータ４の動
作周波数に比例して増加する。特に、このようなＤＣ−
ＤＣコンバータにおいては、装置の小型軽量化のために
動作周波数を高くすることが一般的であり、スイッチン
グ損失が非常に大きくなるものであった。

【００１５】次に、図８及び図９に示す構成及び動作に
おいて、ターンオンが遅れる第３のスイッチング素子２
ｃとこれに逆並列接続された第３のダイオード３ｃとか
らなる第３のアーム１０ｃ、及び第４のスイッチング素
子２ｄとこれに逆並列接続された第４のダイオード３ｄ
とからなる第４のアーム１０ｄの動作を検討する。図９
に示す例では、同図（ｂ）に示す第４のスイッチング素
子２ｄのオン信号が出力されている期間Ｔb3〜Ｔb6内の
時点Ｔb5に第４のアーム１０ｄの電流Ｉ4 は零となり
（図９（ｆ）参照）、その時点Ｔb5以後は負の電流が流
れる。すなわち、第４のアーム１０ｄにおいて逆並列接
続された第４のダイオード３ｄに電流が流れる。その
後、時点Ｔb6において、図９（ｂ）に示すように第４の
スイッチング素子２ｄへのオン信号がなくなり、同図
（ｄ）に示すように第３のスイッチング素子２ｃがター
ンオンを開始する。これにより、それまで上記第４のダ
イオード３ｄを流れていた電流は、第３のスイッチング
素子２ｃに転流し、第４のダイオード３ｄは逆バイアス
されてターンオフする。

【００１６】しかし、このとき上記第４のダイオード３
ｄは瞬時にはターンオフすることができず、そのＰＮ接
合の接合容量を充電するまでダイオード３ｄにリカバリ
電流と呼ばれる電流が流れる。したがって、このリカバ
リ電流が流れている間は、図８に示す第３のアーム１０
ｃと第４のアーム１０ｄとは短絡されている状態と等し
く、過大な電流が流れてスイッチング損失が増大するば
かりでなく、第３及び第４のスイッチング素子２ｃ，２
ｄを破壊することもあった。このような動作は、第３の
スイッチング素子２ｃがターンオフするときにも同様と
なる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
ＤＣ−ＤＣコンバータにおける位相差制御においては、
図８に示すインバータ４の第１及び第２のアーム１０
ａ，１０ｂの動作と、第３及び第４のアーム１０ｃ，１
０ｄの動作とは異なっており、第１及び第２のアーム１
０ａ，１０ｂではスナバ回路（図１２参照）によるスイ
ッチング損失が増大したり、第３及び第４のアーム１０
ｃ，１０ｄでは各スイッチング素子２ｃ，２ｄに逆並列
接続されたダイオード３ｃ，３ｄのリカバリ電流による
アーム短絡によって上記各スイッチング素子２ｃ，２ｄ
が破壊されるという問題があった。

【００１８】その他にも、各スイッチング素子２ａ〜２
ｄにかかる電圧が大きく、各スイッチング素子２ａ〜２
ｄに流れる電流の時間変化率が大きいことから、発生す
る電磁波障害ノイズが大きくなり、制御系に悪影響を及
ぼすことがあった。特に、このようなＤＣ−ＤＣコンバ
ータをＸ線装置としてのＸ線ＣＴ装置（Ｘ線コンピュー
タ断層装置）などの電源装置に用いた場合、数百ボル
ト、数百アンペアをスイッチングするようなインバータ
４のすぐ近くで診断画像を構成するための微小信号（数
マイクロボルト）を検出しなければならないことにな
り、その電磁波障害ノイズの影響は非常に大きくなり、
強く改善が求められていた。

【００１９】本発明は、このような問題点に対処し、イ
ンバータの各スイッチング素子にかかる電圧の変化率が
小さく電磁波障害ノイズを低減できると共に、スイッチ
ング素子での損失を低減して高効率化を図ることができ
るソフトスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記目的は、中性点を有
する直流電源と、この直流電源の正極に接続された第１
のスイッチング素子及び負極に接続された第２のスイッ
チング素子からなる第１の直列接続体を有すると共に上
記正極に接続された第３のスイッチング素子及び負極に
接続された第４のスイッチング素子からなり上記第１の
直列接続体に並列接続された第２の直列接続体を有しか
つ上記第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ逆並列
接続された第１〜第４のダイオードを有し上記直流電源
からの直流を交流に変換するインバータと、このインバ
ータの出力側に接続された少なくとも変圧器を含んだイ
ンバータ出力回路と、上記変圧器に接続されその出力を
直流に変換する整流器と、この整流器の出力端に並列接
続されたキャパシタンスと、このキャパシタンスに並列
接続された負荷と、この負荷に印加する電圧及び負荷に
流す電流の設定信号に応じて上記第１〜第４のスイッチ
ング素子のオン，オフのタイミングを制御する手段とを
有してなるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記第１〜
第４のスイッチング素子にそれぞれ並列接続された第１
〜第４のロスレススナバキャパシタンスと、上記インバ
ータの第１及び第２のスイッチング素子の接続点と上記
直流電源の中性点との間、並びに第３及び第４のスイッ
チング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間のい
ずれか一方又は両方に接続された第１のインダクタンス
と、上記インバータの第１又は第２のスイッチング素子
に並列接続された第２のインダクタンス及び第５のスイ
ッチング素子からなる第３の直列接続体と、上記インバ
ータの第４又は第３のスイッチング素子に並列接続され
た第３のインダクタンス及び第６のスイッチング素子か
らなる第４の直列接続体と、上記第２及び第３のインダ
クタンスにそれぞれ並列接続された第５及び第６のダイ
オードと、上記インバータの動作が開始するときの上記
第１及び第４のスイッチング素子又は第２及び第３のス
イッチング素子の最初にオンする直前に上記第５及び第
６のスイッチング素子を一定時間オンさせて上記第１及
び第４のロスレススナバキャパシタンス又は第２及び第
３のロスレススナバキャパシタンスを放電動作させるス
イッチング手段とを設けることにより達成される。

【００２１】

【作用】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ
は、インバータの第１及び第２のスイッチング素子の接
続点と直流電源の中性点との間、並びに第３及び第４の
スイッチング素子の接続点と直流電源の中性点との間の
どちらか一方又は両方にインダクタンスを補助回路とし
て接続したことにより、上記インバータの各アームに流
れる電流がターンオン時に負となり、ターンオフ時には
正となる位相差の動作モードを常に維持できる。

【００２２】また、上記インバータの第１〜第４のスイ
ッチング素子にロスレススナバキャパシタンスをそれぞ
れ並列に接続したことにより、デッドタイム期間中の上
記ロスレススナバキャパシタンスの充放電によって各ス
イッチング素子にかかる電圧の時間変化率の小さいソフ
トスイッチングが実現できる。

【００２３】またインバータ動作開始時の、上記インバ
ータの第１及び第４のスイッチング素子がターンオンす
る際に、それらの各々に並列接続されたインダクタンス
とスイッチング素子とからなる第３及び第４の直列接続
体により、上記ロスレススナバキャパシタンスを徐々に
放電させることによって、第１〜第４のスイッチング素
子の破壊を防止できる。

【００２４】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図１は、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの一
実施例を示す回路図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ
は、直流電源からインバータを介して交流電圧を変圧器
に送り、その出力を整流して直流電圧を負荷に供給する
電力変換器となるもので、図１に示すように、直流電源
１と、インバータ４と、インダクタンス５及びキャパシ
タンス６と、変圧器７と、整流器８と、負荷としてのＸ
線管１７と、位相制御回路１９とを有してなり、インバ
ータ式Ｘ線高電圧装置と呼ばれるものである。

【００２５】上記直流電源１は、例えば二次電池などで
あり、図１においては便宜上左右対称に２つずつの電源
Ｅ／２を図示している。インバータ４は、上記直流電源
１から直流を受電して交流に変換するもので、直流電源
１の正極＋に接続された第１のスイッチング素子として
のトランジスタ２０ａ及び直流電源１の負極−に接続さ
れた第２のスイッチング素子としてのトランジスタ２０
ｂからなる第１の直列接続体と、上記正極＋に接続され
た第３のスイッチング素子としてのトランジスタ２０ｃ
及び負極−に接続された第４のスイッチング素子として
のトランジスタ２０ｄからなり上記第１の直列接続体に
並列接続された第２の直列接続体と、上記各トランジス
タ２０ａ〜２０ｄにそれぞれ逆並列接続された第１〜第
４のダイオード３ａ〜３ｄとからなる。

【００２６】なお、上記各トランジスタ２０ａ〜２０ｄ
は、それぞれベース電流を流すことによってターンオン
するようになっている。そして、第１のトランジスタ２
０ａと第１のダイオード３ａとで第１のアーム１０ａ
を、第２のトランジスタ２０ｂと第２のダイオード３ｂ
とで第２のアーム１０ｂを、第３のトランジスタ２０ｃ
と第３のダイオード３ｃとで第３のアーム１０ｃを、第
４のトランジスタ２０ｄと第４のダイオード３ｄとで第
４のアーム１０ｄを、それぞれ構成している。

【００２７】上記インバータ４の出力側には、インダク
タンス５が接続されると共に、このインダクタンス５に
はキャパシタンス６が直列接続されている。そして、こ
のインダクタンス５とキャパシタンス６とで共振回路を
構成している。上記インダクタンス５及びキャパシタン
ス６には変圧器７の一次巻線が直列接続されており、こ
の変圧器７で前記インバータ４からの出力電圧を昇圧す
ると共に、出力と絶縁している。

【００２８】整流器８は、上記変圧器７からの出力電圧
を全波整流して直流に変換するもので、図８に示すと同
様に４つのダイオード１１ａ〜１１ｄからなる。更に、
上記整流器８の出力側には、Ｘ線管１７が負荷として接
続されている。なお、１２は、上記整流器８の出力電圧
を平滑化するキャパシタンスである。

【００２９】位相制御回路１９は、上記Ｘ線管１７に印
加する電圧及びＸ線管１７に流す電流の設定信号に応じ
て、前記第１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄのオ
ン，オフのタイミングを制御する手段となるもので、管
電圧設定信号Ｓ1 及び管電流設定信号Ｓ2 によって各ト
ランジスタ２０ａ〜２０ｄの動作位相を決め、上記各ト
ランジスタ２０ａ〜２０ｄが動作するベース電流を、図
示しないコントローラから入力するＸ線曝射信号Ｓ3 に
よって出力するものである。

【００３０】ここで、本発明においては、上記インバー
タ４の第１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄには、
ロスレス（無損失）スナバ回路として用いる第１〜第４
のロスレススナバキャパシタンス２２ａ〜２２ｄがそれ
ぞれ並列に接続されると共に、第１及び第２のトランジ
スタ２０ａ，２０ｂの接続点と直流電源１の中性点（電
位Ｅ／２）との間、並びに第３及び第４のトランジスタ
２０ｃ，２０ｄの接続点と上記直流電源１の中性点との
間には、補助回路としてそれぞれインダクタンス（第１
のインダクタンス）２３ａ，２３ｂが接続されている。

【００３１】また、上記第１のアーム１０ａには、第２
のインダクタンス２５ａと第５のスイッチング素子２４
ａとからなる第３の直列接続体が並列に接続されてい
る。同様に、上記第４のアーム１０ｄには、第３のイン
ダクタンス２５ｂと第６のスイッチング素子２４ｂとか
らなる第４の直列接続体が並列に接続されている。ま
た、第２及び第３のインダクタンス２５ａ，２５ｂに
は、第５及び第６のスイッチング素子２４ａ，２４ｂと
は逆方向に向けて第５及び第６のダイオード２６ａ，２
６ｂがそれぞれ並列接続されている。上記第５及び第６
のスイッチング素子２４ａ，２４ｂは、上記位相制御回
路１９により後述するようにオン，オフスイッチング制
御される。

【００３２】次に、このように構成されたＤＣ−ＤＣコ
ンバータの動作について説明する。まず、図１に示すＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにおける主回路構成部（直流電源
１，インバータ４，インダクタンス５，キャパシタンス
６，変圧器７，整流器８，Ｘ線管１７）は、図２に示す
ような等価回路となる。すなわち、インバータ４の各ト
ランジスタ２０ａ〜２０ｄは、図８に示すと同様にそれ
ぞれ第１のスイッチング素子２ａ，第２のスイッチング
素子２ｂ，第３のスイッチング素子２ｃ，第４のスイッ
チング素子２ｄと表され、Ｘ線管１７は負荷９と表され
る。そこで、この図２に示す等価回路を用いて、上記の
主回路構成部の動作原理を図３及び図４を参照して説明
する。

【００３３】図２の等価回路において、インバータ４の
第１のアーム１０ａ及び第２のアーム１０ｂ側に着目す
る。そして、インダクタンス２３ａを、直流電源１側へ
流れる電流をＩａとし、上記第１及び第２のアーム１０
ａ，１０ｂから変圧器７側へ出力される電流をＩｒとす
る。この状態で、第１のスイッチング素子２ａがオンの
ときにその第１のスイッチング素子２ａを流れる電流Ｉ
1 は、Ｉ1 ＝Ｉａ＋Ｉｒ …（１）で表される。

【００３４】ここで、第１のスイッチング素子２ａ及び
第２のスイッチング素子２ｂは約５０％のデューティサ
イクルでオン，オフするので、定常状態における電流Ｉ
ａの波形は図３（ｅ）に示すような三角波となり、第１
のスイッチング素子２ａをオフしたときに（図３（ａ）
参照）電流Ｉａは最大値Ｉａ(max)となる。すなわち、
ターンオフ時の電流Ｉ1 (0) は上記の式（１）から、Ｉ1 (0) ＝Ｉａ(max) ＋Ｉｒ(0) …（２）となる。ただし、Ｉｒ(0) はターンオフ時の電流Ｉｒを
意味する。

【００３５】このとき、電流Ｉａの傾きはインダクタン
ス２３ａの値Ｌａ及び直流電源１の中性点の電位Ｅ／２
によって決まるので、上記の最大値Ｉａ(max) も上記Ｌ
ａ及びＥ／２によって決まる。したがって、ターンオフ
時の電流Ｉ1 (0) の大きさを常に一定値以上に設定する
ことが可能となる。すなわち、Ｉ1 (0) ＝Ｉａ(max) ＋Ｉｒ(0) ＞（一定値） …（３）となるようにＩａ(max) を設定することができる。

【００３６】そして、このように設定すれば、各スイッ
チング素子２ａ，２ｂにおいてターンオン時にそれぞれ
のアーム１０ａ，１０ｂに流れる電流は、以下に述べる
ように負（各スイッチング素子２ａ，２ｂに逆並列接続
されたそれぞれのダイオード３ａ，３ｂに電流が流れて
いる状態）となる。このとき、図３（ａ），（ｂ）に示
すように、第１のスイッチング素子２ａがオフしてから
第２のスイッチング素子２ｂがオンするまでの間には、
いずれのスイッチング素子２ａ，２ｂもオフした状態で
あるデッドタイム期間Ｔd が設定されている。

【００３７】以上のことから、上記デッドタイム期間Ｔ
d 中に図２に示すロスレススナバ回路としてのキャパシ
タンス２２ａ，２２ｂを効果的に利用したソフトスイッ
チングが実現可能となる。これについて、図４（ａ）〜
（ｄ）は、第１のスイッチング素子２ａがオンの状態
（ａ）からそのスイッチング素子２ａをオフし（ｂ）、
所定のデッドタイム（ｂ）〜（ｃ）の後に、第２のスイ
ッチング素子２ｂをオンする（ｄ）までのモードを示し
ている。

【００３８】まず、図４（ａ）では、第１のスイッチン
グ素子２ａのみがオンしており、図３（ｅ）に示すよう
に、電流Ｉａは電流Ｉｒの極性に拘わらずほぼ直線的に
増加する。また、その傾きはインダクタンス２３ａの値
Ｌａ及び電源電位Ｅ／２に依存している。このとき、第
１のキャパシタンス２２ａの電圧Ｖc1＝０ボルト、第２
のキャパシタンス２２ｂの電圧Ｖc2＝Ｅボルトである。

【００３９】次に、図４（ｂ）では、各スイッチング素
子２ａ，２ｂが共にオフとなる。このときは、図３
（ｅ）に示すように電流Ｉａ＝Ｉａ(max) であり、この
最大値Ｉａ(max) の設定及び上掲（３）式により、ター
ンオフ時のスイッチング素子２ａの電流Ｉ1 (0) は十分
大きな正の電流とすることができる。このため、図２に
示す補助回路としてのインダクタンス２３ａ及び他のイ
ンダクタンス５並びにロスレススナバ回路としてのキャ
パシタンス２２ａ，２２ｂの共振現象により、上記キャ
パシタンス２２ａは充電を行い、同２２ｂは放電を行
う。

【００４０】次に、図４（ｃ）では、上記キャパシタン
ス２２ａ，２２ｂの充放電が完了し、第１のキャパシタ
ンス２２ａの電圧Ｖc1は０→Ｅボルトへ、第１のキャパ
シタンス２２ｂの電圧Ｖc2はＥ→０ボルトへと変化し、
第２のダイオード３ｂが導通する。このとき、インダク
タンス２３ａを流れる電流Ｉａは、−Ｅ／２の電圧によ
り減少し始める。

【００４１】その後、図４（ｄ）では、第２のスイッチ
ング素子２ｂにオン信号が与えられ、電流（Ｉａ＋Ｉ
ｒ）の極性が正から負に反転すると、上記第２のスイッ
チング素子２ｂとを入れ換えた形で図４（ａ）〜（ｄ）
と同様に進む。なお、図４（ａ）〜（ｄ）の動作の間に
おける第１及び第２のキャパシタンス２２ａ，２２ｂの
電圧Ｖc1，Ｖc2の変化を示すと、図４（ｅ）のグラフの
ようになる。

【００４２】上述動作は、図２に示すインバータ４の第
３のアーム１０ｃ及び第４のアーム１０ｄ側についても
同様である。

【００４３】以上のことから、ターンオフ時の電流Ｉ1
(0) が第１及び第２のキャパシタンス２２ａ，２２ｂの
充放電に必要な値以上となるように補助回路としてのイ
ンダクタンス２３ａの値Ｌａを定め、図４（ｅ）に示す
デッドタイム中に充放電が完了するようなキャパシタン
ス２２ａ，２２ｂの値を適宜選定することによって図２
に示す全てのスイッチング素子２ａ〜２ｄに対しロスレ
ススナバ回路としてのキャパシタンス２２ａ〜２２ｄを
効果的に利用したソフトスイッチングが実現可能とな
る。

【００４４】次に、図１に示す実施例に戻り、この実施
例の動作について図５に示すタイムチャートを参照して
説明する。まず、図１に示す負荷としてのＸ線管１７に
印加する管電圧及び管電流が決まると、その管電圧に対
応した管電圧設定信号Ｓ1 ，及びその管電流に対応した
管電流設定信号Ｓ2 を位相制御回路１９へ入力する。こ
の位相制御回路１９では、上記の管電圧設定信号Ｓ1 及
び管電流設定信号Ｓ2 から負荷抵抗値を求め、この負荷
抵抗値と管電圧とから前述の図１０に示すグラフの関係
を用いて、インバータ４の各トランジスタ２０ａ〜２０
ｄの動作位相差αを決定する。そして、上記トランジス
タ２０ａ〜２０ｄがターンオン及びターンオフする動作
信号を作成する。

【００４５】次に、図１において図示しないコントロー
ラからＸ線曝射信号Ｓ3 が上記位相制御回路１９へ入力
されると、インバータ４の各トランジスタ２０ａ〜２０
ｄがターンオン及びターンオフする信号が出力され、各
トランジスタ２０ａ〜２０ｄを駆動する。

【００４６】これにより、図５（ａ）〜（ｄ）に示すよ
うに、第１のトランジスタ２０ａと第２のトランジスタ
２０ｂは１８０°の位相差で交互にオンし、第４のトラ
ンジスタ２０ｄと第３のトランジスタ２０ｃも１８０°
の位相差で交互にオンすると共に、第１のトランジスタ
２０ａがオンしてから第４のトランジスタ２０ｄがオン
するまでの位相差をαとし、第２のトランジスタ２０ｂ
がオンしてから第３のトランジスタ２０ｃがオンするま
での位相差をαとしてずらしてオンするように制御され
る。

【００４７】しかし、図２で示される回路では、インバ
ータ４の動作開始時において、第１及び第２のスイッチ
２ａ，２ｂのいずれかが最初にオンするとき、それまで
のキャパシタンス２２ａ，２２ｂにはそれぞれＥ／２の
電圧が充電されるために、これを短絡してしまう。この
ため、最初にオンしたスイッチング素子２ａ又は２ｂに
過大な電流が流れ、それを破壊させることがある。

【００４８】これについて図６を併用して説明する。図
６は、一例として第１のスイッチング素子２ａであるト
ランジスタ２０ａが第２のスイッチング素子２ｂに先立
ってターンオンするときの短絡電流の経路を示してい
る。インバータ４を構成するトランジスタ２０ａ〜２０
ｄが、まだいずれもオンしていない状態では、キャパシ
タンス２２ａには直流電源１の１／２の電圧、すなわち
Ｅ／２が充電されている。この状態から、負荷９（Ｘ線
管１７）に所望の電圧を供給するためにトランジスタ２
０ａを初めてターンオンすると、キャパシタンス２２ａ
が放電動作して図６中の矢印に示すような経路でトラン
ジスタ２０ａに過大な電流Ｉcsが流れ、トランジスタ２
０ａを破壊させることがある。第３及び第４のスイッチ
ング素子２ｃ，２ｄのいずれか先にオンするスイッチン
グ素子、すなわちトランジスタ２０ｃ又は２０ｄ、ここ
では２０ｄについても同様である。

【００４９】以上の問題を防止する方法を図１及び図７
に基づいて説明する。図７において、（ａ）はＸ線曝射
信号Ｓ３を示し、（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），
（ｆ），（ｇ）は、それぞれ図１に示すインバータ４の
第１のスイッチング素子２０ａ，第４のスイッチング素
子２０ｄ，第２のスイッチング素子２０ｂ，第３のスイ
ッチング素子２０ｃ，第５のスイッチ２４ａ，第６のス
イッチング素子２４ｂのオン，オフの期間を示してい
る。なお、これらのスイッチング素子２０ａ〜２０ｄ，
２４ａ，２４ｂは、前述したように位相制御回路１９に
よりオン，オフされる。

【００５０】また、図７において（ｈ），（ｉ）は図１
に示す第１及び第４のキャパシタンス２２ａ，２２ｄの
電圧Ｖc1，Ｖc4を示し、図７（ｊ），（ｋ），（ｌ），
（ｍ），（ｎ），（ｏ）はそれぞれ図１の第１のスイッ
チング素子２０ａの電流Ｉ1，第４のスイッチング素子
２０ｄの電流Ｉ4，第２のスイッチング素子２０ｂの電
流Ｉ2，第３のスイッチング素子２０ｃの電流Ｉ3，第５
のスイッチング素子２４ａの電流、第６のスイッチング
素子２４ｂの電流を示す。

【００５１】まず、第１のアーム１０ａと第３直列接続
体について説明すると、図７（ｈ）に示すように第１の
ロスレススナバキャパシタンス２２ａの電圧Ｖc1は、第
５のスイッチング素子２４ａのターンオンによって第２
のインダクタンス２５ａを介して放電される。第２のイ
ンダクタンス２５ａは第５のスイッチング素子２４ａに
流れる電流を制限してこれを保護すると共に、一度流れ
始めた電流を流し続けさせる働きをし、第１のロスレス
スナバキャパシタンス２２ａの電圧Ｖc1を０ボルトまで
完全に放電させる。また、第５のダイオード２６ａは第
５のスイッチング素子２４ａのターンオフ時に、第２の
インダクタンス２５ａの両端に発生する逆電圧を抑制す
る働きをもつ。

【００５２】このような動作は、図７から分かるように
第４のアーム１０ｄと第４直列接続体についても同様で
ある。

【００５３】次に、上記のような制御によりインバータ
４の各トランジスタ２０ａ〜２０ｄが動作を開始する
と、図５（ｉ）に示すような共振電流Ｉt が図１に示す
変圧器７に流れ、Ｘ線管１７には、設定された管電圧が
印加されると共に管電流が流れる。このとき、第１のア
ーム１０ａ〜第４のアーム１０ｄに流れる電流Ｉ1 〜Ｉ
4 を見ると、図５（ｅ）〜（ｈ）に示されるように、前
述の図３及び図４で説明した動作原理に従って、それぞ
れのトランジスタ２０ａ〜２０ｄの全てにおいてターン
オン時には負の値をとり、ターンオフ時には正の値をと
っていることが分かる。また、上記各トランジスタ２０
ａ〜２０ｄにかかる電圧の時間変化率は小さくなってい
る。なお、図５に示したタイムチャートにおいては、各
トランジスタ２０ａ〜２０ｄ間のデッドタイムは、便宜
上省略してある。

【００５４】上述実施例では、補助回路としてのインダ
クタンス（第１のインダクタンス）２３ａ，２３ｂを第
１及び第２のアーム１０ａ，１０ｂ側と、第３及び第４
のアーム１０ｃ，１０ｄ側との両方に設けた場合を示し
たが、負荷範囲や制御する位相差の範囲が狭い場合など
にはどちらか一方側だけに設けてもよい。また、インバ
ータ４の出力回路にインダクタンス５とキャパシタンス
６と変圧器７が接続されているが、このうちインダクタ
ンス５は変圧器７の漏れインダクタンスや配線のインダ
クタンスを、キャパシタンス６は配線の浮遊容量を、そ
れぞれ利用できるならば必ずしも必要ではない。

【００５５】また、第２及び第３のインダクタンス２５
ａ，２５ｂと第５及び第６のスイッチング素子２４ａ，
２４ｂとからなる第３及び第４の直列接続体と、上記第
２及び第３のインダクタンス２５ａ，２５ｂにそれぞれ
並列接続された第５及び第６のダイオード２６ａ，２６
ｂを、第１及び第４のアーム１０ａ，１０ｄ側に設けた
場合について述べたが、これのみに限られない。要する
に、第１〜第４のスイッチング素子２０ａ〜２０ｄのう
ち、最初にターンオンするものに対して、それに並列接
続されたロスレススナバキャパシタンスの短絡防止を目
的とした上記第３及び第４の直列接続体を並列接続すれ
ばよい。

【００５６】更にまた、図７では説明の便宜上、第１〜
第４のスイッチング素子２０ａ〜２０ｄのオン，オフの
周期を一定として示したが、位相制御回路１９により、
これら第１〜第４のスイッチング素子２０ａ〜２０ｄの
オン，オフの周期を変化させるようにしてもよい。

【００５７】更に、上述説明においては、インバータ４
を構成するスイッチング素子としてトランジスタ２０ａ
〜２０ｄを使用したが、これのみに限らず、ＧＴＯを使
用してもよく、更に高周波化するにはＭＯＳＦＥＴ，
ＩＧＢＴ，ＳＩトランジスタ，ＳＩサイリスタ，ＭＯＳ
コントロールド(Controlled) サイリスタなどのスイ
ッチング素子を用いてもよい。また、直流電源１は、バ
ッテリでもよく、商用電源を整流したものでもよい。更
に、負荷はＸ線管１７に限られず、他の一般的な負荷で
もよい。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、イ
ンバータの第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
直流電源の中性点との間、並びに第３及び第４のスイッ
チング素子の接続点と直流電源の中性点との間のいずれ
か一方又は両方にインダクタンスを補助回路として接続
したことにより、上記インバータの各アームに流れる電
流がターンオン時に負となり、ターンオフ時には正とな
る位相差の動作モードを常に維持できる。また、上記イ
ンバータの第１〜第４のスイッチング素子にはキャパシ
タンスをロスレススナバ回路としてそれぞれ並列に接続
したことにより、デッドタイム期間中の上記ロスレスス
ナバキャパシタンスの充放電によって各スイッチング素
子にかかる電圧の時間変化率の小さいソフトスイッチン
グ素子が実現できる。したがって、上記スイッチング素
子にかかる電圧の変化率が小さく、ノイズを低減するこ
とができると共に、そのスイッチング素子での損失を低
減して高効率化を図ることができるという効果がある。

【００５９】また、第５及び第６のスイッチング素子に
よってロスレススナバキャパシタンスの短絡を防いでイ
ンバータの各スイッチング素子の過電流をなくし、それ
らスイッチング素子の破壊を防止することができるの
で、電流定格の大きなスイッチング素子を使用する必要
がないコンバータが実現できるという効果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例
を示す回路図である。

【図２】同上ＤＣ−ＤＣコンバータにおける主回路構成
部の等価回路図である。

【図３】同上主回路構成部の動作原理を説明するための
タイムチャートである。

【図４】同上主回路構成部における第１のスイッチング
素子及び第２のスイッチング素子の動作モードを説明す
るための図である。

【図５】図１に示す回路の動作を説明するためのタイム
チャートである。

【図６】図１中の第１のトランジスタがターンオンする
ときの短絡電流の経路を示す回路図である。

【図７】図１中の主回路構成部及び第５，第６のスイッ
チング素子の動作を説明するためのタイムチャートであ
る。

【図８】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。

【図９】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する
ためのタイムチャートである。

【図１０】従来の位相差制御方式のＤＣ−ＤＣコンバー
タにおける位相差と出力電圧との関係を負荷抵抗をパラ
メータとして示したグラフである。

【図１１】スナバ回路を用いないときのターンオフ波形
を示す図である。

【図１２】従来のスナバ回路の例を示す図である。

【符号の説明】

１……直流電源３ａ〜３ｄ……第１〜第４のダイオード４……インバータ５……インダクタンス６，１２……キャパシタンス７……変圧器８……整流器１０ａ〜１０ｄ……第１〜第４のアーム１７……Ｘ線管（負荷）１９……位相制御回路２０ａ〜２０ｄ……第１〜第４のトランジスタ（第１〜
第４のスイッチング素子）２２ａ〜２２ｄ……ロスレススナバキャパシタンス２３ａ，２３ｂ……インダクタンス（補助回路）２４ａ，２４ｂ……第５及び第６のスイッチング素子２５ａ，２５ｂ……第２及び第３のインダクタンス２６ａ，２６ｂ……第５及び第６のダイオード。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】中性点を有する直流電源と、この直流電
源の正極に接続された第１のスイッチング素子及び負極
に接続された第２のスイッチング素子からなる第１の直
列接続体を有すると共に上記正極に接続された第３のス
イッチング素子及び負極に接続された第４のスイッチン
グ素子からなり上記第１の直列接続体に並列接続された
第２の直列接続体を有しかつ上記第１〜第４のスイッチ
ング素子にそれぞれ逆並列接続された第１〜第４のダイ
オードを有し上記直流電源からの直流を交流に変換する
インバータと、このインバータの出力側に接続された少
なくとも変圧器を含んだインバータ出力回路と、上記変
圧器に接続されその出力を直流に変換する整流器と、こ
の整流器の出力端に並列接続されたキャパシタンスと、
このキャパシタンスに並列接続された負荷と、この負荷
に印加する電圧及び負荷に流す電流の設定信号に応じて
上記第１〜第４のスイッチング素子のオン，オフのタイ
ミングを制御する手段とを有してなるＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、上記第１〜第４のスイッチング素子にそ
れぞれ並列接続された第１〜第４のロスレススナバキャ
パシタンスと、上記インバータの第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間、並
びに第３及び第４のスイッチング素子の接続点と上記直
流電源の中性点との間のいずれか一方又は両方に接続さ
れた第１のインダクタンスと、上記インバータの第１又
は第２のスイッチング素子に並列接続された第２のイン
ダクタンス及び第５のスイッチング素子からなる第３の
直列接続体と、上記インバータの第４又は第３のスイッ
チング素子に並列接続された第３のインダクタンス及び
第６のスイッチング素子からなる第４の直列接続体と、
上記第２及び第３のインダクタンスにそれぞれ並列接続
された第５及び第６のダイオードと、上記インバータの
動作が開始するときの上記第１及び第４のスイッチング
素子又は第２及び第３のスイッチング素子の最初にオン
する直前に上記第５及び第６のスイッチング素子を一定
時間オンさせて上記第１及び第４のロスレススナバキャ
パシタンス又は第２及び第３のロスレススナバキャパシ
タンスを放電動作させるスイッチング手段とを具備する
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】負荷はＸ線管であることを特徴とする請
求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。