JPH06292362A - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ２つのスイッチング素子の直列接続体２組
（２０ａ，２０ｂ；２０ｃ，２０ｄ）とこれら各素子に
逆並列接続されたダイオード３ａ〜３ｄとでなるインバ
ータ４に、直流電源１を与えて得られた交流を変圧器７
に送り、その出力を整流して負荷１７に与える位相差制
御方式の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ノイズ
発生の低減化と高効率化とスイッチング素子の破壊防止
を図る。 【構成】 上記スイッチング素子に並列接続されたキャ
パシタンス２２ａ〜２２ｄと、上記直列接続体のスイッ
チング素子接続点及び上記直流電源の中性点間に接続さ
れたインダクタンス２３ａ，２３ｂと、インバータ動作
開始時において上記キャパシタンスの無用な充電を不能
又は抑制する補助スイッチＡ，Ｂとを設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源からインバー
タを介して交流電圧を変圧器に送り、その出力を整流し
て直流電圧を負荷に供給する位相差制御方式の共振型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータに係り、特に、上記スイッチング素
子での損失を低減して高効率化を図ると共に、上記イン
バータの各スイッチング素子にかかる電圧の変化率を小
さくして低ノイズ化を図り、またインバータ動作開始時
のロスレススナバ回路の短絡などに起因するスイッチン
グ素子の破壊防止を図った共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】Ｘ線装置などに使用される直流電源装置
の一つとして、小型軽量化及び高効率化のためにＤＣ−
ＤＣコンバータと呼ばれるスイッチング方式の電源装置
が広く用いられている。しかし、現在、広く用いられて
いるスイッチング方式の電源装置は、基本的にＰＷＭ制
御しているものであるため、取り扱う電圧及び電流波形
が方形波となり、次のような問題点がある。

【０００３】（１）スイッチングノイズが発生しやす
い。

【０００４】（２）スイッチング時におけるスイッチン
グ素子での損失が大きい。

【０００５】（３）変換器の動作周波数の上限がスイッ
チング素子のスイッチング時間に大きく依存する。

【０００６】これらの問題点の解決策として、近年、コ
ンバータの一部に共振素子を挿入して電圧波形あるいは
電流波形を正弦波状にし、スイッチング時のスイッチン
グ素子の負担を軽減するＤＣ−ＤＣコンバータの開発が
進んでいる。このような共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧を制御する方法に位相差制御方式があるが、従
来のこの種の制御方式を用いた共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータとして、特開昭６３−１９０５５６号公報に記載さ
れたものがある。

【０００７】この共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図６
に示すように、直流電源１と、この直流電源１の正極＋
に接続された第１のスイッチング素子２ａ及び負極−に
接続された第２のスイッチング素子２ｂからなる第１の
直列接続体を有すると共に上記正極＋に接続された第３
のスイッチング素子２ｃ及び負極−に接続された第４の
スイッチング素子２ｄからなり上記第１の直列接続体に
並列接続された第２の直列接続体を有しかつ上記第１〜
第４のスイッチング素子２ａ〜２ｄにそれぞれ逆並列接
続された第１〜第４のダイオード３ａ〜３ｄを有し上記
直流電源１からの直流を交流に変換するインバータ４
と、このインバータ４の出力側にて直列接続されたイン
ダクタンス５及びキャパシタンス６と、このインダクタ
ンス５及びキャパシタンス６に直列接続され出力と絶縁
する変圧器７と、この変圧器７の出力を直流に変換し負
荷に直流出力を供給する整流器８と、この整流器８の出
力側に接続された負荷９に印加する電圧及び負荷９に流
す電流の設定信号に応じて上記第１〜第４のスイッチン
グ素子２ａ〜２ｄのオン，オフのタイミングを制御する
手段（図示省略）とを有してなり、上記負荷に所望の電
圧，電流にて直流出力を供給するものである。

【０００８】なお、図６において、上記第１〜第４のス
イッチング素子２ａ〜２ｄとダイオード３ａ〜３ｄと
で、それぞれ第１のアーム１０ａと、第２のアーム１０
ｂと、第３のアーム１０ｃと、第４のアーム１０ｄとが
構成されている。また、上記整流器８は、４つのダイオ
ード１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄで入力電圧を全波
整流するようになっている。更に、１２は、上記整流器
８の出力電圧を負荷９に印加するための高電圧ケーブル
の静電容量を示しており、整流器８からの出力電圧を平
滑化するキャパシタンスとして機能する。

【０００９】次に、上記のように構成された従来の共振
型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作について、図７を参照し
て簡単に説明する。図７において、（ａ），（ｂ），
（ｃ），（ｄ）は、それぞれ図６に示すインバータ４の
第１のスイッチング素子２ａ，第４のスイッチング素子
２ｄ，第２のスイッチング素子２ｂ，第３のスイッチン
グ素子２ｃのオン，オフの期間を示している。そして、
この図７から明らかなように、第１のスイッチング素子
２ａと第４のスイッチング素子２ｄとは位相差αだけず
れてオンし、また、第２のスイッチング素子２ｂと第３
のスイッチング素子２ｃも位相差αだけずれてオンする
ようになっている。更に、第１のスイッチング素子２ａ
と第２のスイッチング素子２ｂ、及び第３のスイッチン
グ素子２ｃと第４のスイッチング素子２ｄは、それぞれ
１８０゜の位相差で交互にオンする。

【００１０】以上の動作では、（ａ）及び（ｂ）に示す
第１のスイッチング素子２ａ及び第４のスイッチング素
子２ｄが同時にオンしている期間（Ｔb3〜Ｔb4）、並び
に（ｃ）及び（ｄ）に示す第２のスイッチング素子２ｂ
及び第３のスイッチング素子２ｃが同時にオンしている
期間（Ｔb6〜Ｔb7）だけ図６に示す直流電源１から電力
が供給されるので、インバータ４の出力電力波形Ｖt は
図７（ｊ）に示すように、上記の期間だけ電圧を正負の
波高値とする方形波となる。

【００１１】したがって、第１のスイッチング素子２ａ
と第４のスイッチング素子２ｄとの位相差αあるいは第
２のスイッチング素子２ｂと第３のスイッチング素子２
ｃとの位相差αを変化させると、それぞれのスイッチン
グ素子２ａ〜２ｄが同時にオンする期間を変化させるこ
とができ、図６に示す負荷９に供給する電力を制御する
ことができる。

【００１２】この場合の該当するスイッチング素子間の
位相差αと、出力電圧Ｖt との関係を示すと図８のよう
になる。この図８は、横軸を位相差αとし、縦軸を負荷
９への出力電圧Ｖt として、この位相差αと出力電圧Ｖ
t との関係を上記負荷９の抵抗値Ｒ1,Ｒ2,Ｒ3（Ｒ1 ＞
Ｒ2 ＞Ｒ3）をパラメータとして所定のカーブで表わし
たグラフである。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上記のように構成され
た従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける課題を以
下に説明する。まず、ターンオンが遅れない第１のスイ
ッチング素子２ａとこれに逆並列接続された第１のダイ
オード３ａとからなる第１のアーム１０ａ、及び第２の
スイッチング素子２ｂとこれに逆並列接続された第２の
ダイオード３ｂとからなる第２のアーム１０ｂの動作を
検討する。

【００１４】図７（ｅ）に示すように、第１のアーム１
０ａに流れる電流Ｉ1 は、第１のスイッチング素子２ａ
へのオン信号が入力される時点Ｔb1では負である。した
がって、この時には、上記第１のスイッチング素子２ａ
に印加する電圧は、第１のダイオード３ａのオン電圧だ
けであり、ほぼゼロである。そして、電流が負から正に
変化して第１のスイッチング素子２ａに電流が流れ始め
る時のそのスイッチング素子２ａの損失は、その時の電
圧と電流の積となるのでゼロである。しかし、上記第１
のスイッチング素子２ａがターンオフする時点Ｔb4で
は、上記第１のアーム１０ａに流れる電流Ｉ1 は、図７
（ｅ）に示すように正である。

【００１５】上記第１のスイッチング素子２ａがターン
オフを開始して電流がゼロになるまでの動作を図９に示
すが、この図に示すように電流がゼロになる前にそのス
イッチング素子２ａの電圧が増加し始めるので、この電
流と電圧とによって第１のスイッチング素子２ａは、斜
線を付して示す領域分の損失を生じることとなる。この
ような動作は、第２のアーム１０ｂについても同様であ
る。

【００１６】上記のような損失を低減するためには、例
えば図１０（ａ）に示すようにキャパシタンス１４と抵
抗１５を直列接続した構成や、同図（ｂ）に示すように
キャパシタンス１４、抵抗１５及びダイオード１６を組
み合わせた構成の、ロスレススナバ回路と呼ばれる回路
を、トランジスタなどのスイッチング素子１３に対して
並列接続して用いていた。

【００１７】このようなロスレススナバ回路を、上記第
１及び第２のスイッチング素子２ａ，２ｂに並列に設け
ると、各スイッチング素子２ａ，２ｂがターンオフする
ときの電圧の立ち上がりが抑制されて、ターンオフ時の
スイッチング損失が低減できるものであった。

【００１８】しかし、上記のようなロスレススナバ回路
では、図１０に示すスイッチング素子１３がオフしてい
るときに、キャパシタンス１４に蓄積された電荷は、上
記スイッチング素子１３がターンオンすると、そのスイ
ッチング素子１３と抵抗１５を介して放電されるので、
抵抗１５によって損失が生じる。そして、この抵抗１５
はこの時の電流の最大値を制御するものなので、上記抵
抗１５がないと過大な電流が流れ、スイッチング素子１
３を破壊することとなる。

【００１９】上記抵抗１５による損失は、スイッチング
素子１３がターンオンとターンオフとを繰り返す毎に生
じるので、図６に示すインバータ４においては、各スイ
ッチング素子２ａ，２ｂの損失がそのインバータ４の動
作周波数に比例して増加する。特に、このような共振型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、装置の小型軽量化の
ために動作周波数を高くすることが一般的であり、スイ
ッチング損失が非常に大きくなるものであった。

【００２０】次に、図６及び図７に示す構成及び動作に
おいて、ターンオンが遅れる第３のスイッチング素子２
ｃとこれに逆並列接続された第３のダイオード３ｃとか
らなる第３のアーム１０ｃ、及び第４のスイッチング素
子２ｄとこれに逆並列接続された第４のダイオード３ｄ
とからなる第４のアーム１０ｄの動作を検討する。図７
に示す例では、同図（ｂ）に示す第４のスイッチング素
子２ｄのオン信号が出力されている期間Ｔb3〜Ｔb6内の
時点Ｔb5に第４のアーム１０ｄの電流Ｉ4はゼロとなり
（図７（ｆ）参照）、その時点Ｔb5以後は負の電流が流
れる。すなわち、第４のアーム１０ｄにおいて逆並列接
続された第４のダイオード３ｄに電流が流れる。その
後、時点Ｔb6において、図７（ｂ）に示すように第４の
スイッチング素子２ｄへのオン信号がなくなり、同図
（ｄ）に示すように第３のスイッチング素子２ｃがター
ンオンを開始する。これにより、それまで上記第４のダ
イオード３ｄを流れていた電流は、第３のスイッチング
素子２ｃに転流し、第４のダイオード３ｄは逆バイアス
されてターンオフする。

【００２１】しかし、このとき上記第４のダイオード３
ｄは瞬時にはターンオフすることができず、そのＰＮ接
合の接合容量を充電するまでダイオード３ｄにリカバリ
電流と呼ばれる電流が流れる。したがって、このリカバ
リ電流が流れている間は、図６に示す第３のアーム１０
ｃと第４のアーム１０ｄとは短絡されている状態と等し
く、過大な電流が流れてスイッチング損失が増大するば
かりでなく、第３及び第４のスイッチング素子２ｃ，２
ｄを破壊することもあった。このような動作は、第３の
スイッチング素子２ｃがターンオフするときにも同様と
なる。

【００２２】以上のように、従来の共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおける位相差制御においては、図６に示すイ
ンバータ４の第１及び第２のアーム１０ａ，１０ｂの動
作と、第３及び第４のアーム１０ｃ，１０ｄの動作とは
異なっており、第１及び第２のアーム１０ａ，１０ｂで
はロスレススナバ回路（図１０参照）によるスイッチン
グ損失が増大したり、第３及び第４のアーム１０ｃ，１
０ｄでは各スイッチング素子２ｃ，２ｄに逆並列接続さ
れたダイオード３ｃ，３ｄのリカバリ電流によるアーム
短絡によって上記各スイッチング素子２ｃ，２ｄが破壊
されるという問題があった。

【００２３】その他にも、各スイッチング素子２ａ〜２
ｄにかかる電圧が大きく、各スイッチング素子２ａ〜２
ｄに流れる電流の時間変化率が大きいことから、発生す
る電磁波障害ノイズが大きくなり、制御系に悪影響を及
ぼすことがあった。特に、このような共振型ＤＣ−ＤＣ
コンバータをＸ線装置としてのＸ線ＣＴ装置（Ｘ線コン
ピュータ断層装置）などの電源装置に用いた場合、数百
ボルト、数百アンペアをスイッチングするようなインバ
ータ４のすぐ近くで診断画像を構成するための微小信号
（数マイクロボルト）を検出しなければならないことに
なり、その電磁波障害ノイズの影響は非常に大きくな
り、強く改善が求められていた。

【００２４】本発明は、このような問題点に対処し、イ
ンバータの各スイッチング素子にかかる電圧の変化率が
小さく電磁波障害ノイズを低減できると共に、スイッチ
ング素子での損失を低減して高効率化を図ることがで
き、更に、ダイオードのリカバリ電流やインバータ動作
開始時のロスレススナバ回路の短絡に起因するスイッチ
ング素子の破壊を防止することのできる共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供することを目的とする。

【００２５】

【課題を解決するための手段】上記課題は、（１）イン
バータの各スイッチング素子に流れる電流が、ターンオ
ン時に負（スイッチング素子に逆並列接続されたダイオ
ードに電流が流れている状態）となり、また、ターンオ
ン時に正の方向に流れるような位相差と周波数の動作モ
ードを維持すること、（２）スイッチング素子のオフ時
にスイッチング素子にかかる電圧の急激な上昇を抑える
ために、各スイッチング素子と並列にキャパシタンスに
よるロスレス（無損失）スナバ回路を接続すること、
（３）インバータ動作開始時、上記ロスレススナバキャ
パシタンスの放電電流によるインバータのスイッチング
素子に流れる過電流を抑えるために、直流電源（正，負
両極）とインバータ間などに補助のスイッチを設け、こ
れをインバータ動作開始の際の適時にオンし、インバー
タ動作開始時のロスレススナバキャパシタンスの充電を
不能又は抑制されるようにすること、によって、解決さ
れる。

【００２６】本発明の目的は、上記（１）、（２）、
（３）の条件を満足するスイッチング（ソフトスイッチ
ングという）制御を行うことで達成される。すなわち、
中性点を有する直流電源と、この直流電源の正極に接続
された第１のスイッチング素子及び負極に接続された第
２のスイッチング素子からなる第１の直列接続体を有す
ると共に上記正極に接続された第３のスイッチング素子
及び負極に接続された第４のスイッチング素子からなり
上記第１の直列接続体に並列接続された第２の直列接続
体を有しかつ上記第１〜第４のスイッチング素子にそれ
ぞれ逆並列接続された第１〜第４のダイオードを有し上
記直流電源からの直流を交流に変換するインバータと、
このインバータの出力側に接続された少なくとも変圧器
を含んだインバータ出力回路と、上記変圧器に接続され
その出力を直流に変換する整流器とを有してなり、上記
整流器の出力側に接続される負荷に所望の電圧，電流に
て直流出力を供給する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、上記第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ並
列接続された第１〜第４のロスレススナバキャパシタン
スと、上記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
上記直流電源の中性点との間、並びに上記第３及び第４
のスイッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点と
の間のいずれか一方又は両方に接続されたインダクタン
スを備えてなる補助回路と、上記直流電源の正極及び上
記第１又は第３のスイッチング素子間に接続され、イン
バータ動作開始時、上記第１又は第３のスイッチング素
子をオンさせる信号を与えてから所定時間Ｔ１後にオン
されて上記第１又は第３のスイッチング素子を導通させ
る双方向導通可能の第１の補助スイッチと、上記直流電
源の負極及び上記第４又は第２のスイッチング素子間に
接続され、インバータ動作開始時、上記第１又は第３の
スイッチング素子をオンさせる信号から位相差αだけ遅
れた上記第４又は第２のスイッチング素子をオンさせる
信号を与えてから所定時間Ｔ１後にオンされて上記第４
又は第２のスイッチング素子を導通させる双方向導通可
能の第２の補助スイッチと、上記第１及び第２のスイッ
チング素子は１８０゜の位相差で交互にオンさせ、上記
第３及び第４のスイッチング素子も同様に１８０゜の位
相差でオンさせると共に、上記スイッチング素子のオン
時間は、上記インバータの動作周期の１／２よりも僅か
に小さく設定して上記第１及び第２のスイッチング素子
のオン時点相互間と上記第３及び第４のスイッチング素
子のオン時点相互間の各々にデッドタイムを設け、かつ
第１のスイッチング素子がターンオンしてから第４のス
イッチング素子がターンオンする位相差α及び第２のス
イッチング素子がターンオンしてから第３のスイッチン
グ素子がターンオンする位相差αを各々変化させること
によって上記負荷に供給する電力を制御する制御手段と
を設けることで達成される。

【００２７】また、上記共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、上記第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ
並列接続された第１〜第４のロスレススナバキャパシタ
ンスと、上記第１及び第２のスイッチング素子の接続点
と上記直流電源の中性点との間、並びに上記第３及び第
４のスイッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点
との間のいずれか一方又は両方に接続されたインダクタ
ンスを備えてなる補助回路と、上記第１又は第３のロス
レススナバキャパシタンスに直列に接続された第１の抵
抗と、上記第４又は第２のロスレススナバキャパシタン
スに直列に接続された第２の抵抗と、上記第１の抵抗に
並列接続され、インバータ動作開始時、上記第１又は第
３のスイッチング素子のオン後にオンされて上記第１の
抵抗両端間を短絡する双方向導通可能の第１の補助スイ
ッチと、上記第２の抵抗に並列接続され、インバータ動
作開始時、上記第１又は第３のスイッチング素子のオン
から位相差αだけ遅れた上記第４又は第２のスイッチン
グ素子のオンの後にオンされて上記第２の抵抗両端間を
短絡する双方向導通可能の第２の補助スイッチと、上記
第１及び第２のスイッチング素子は１８０゜の位相差で
交互にオンさせ、上記第３及び第４のスイッチング素子
も同様に１８０゜の位相差でオンさせると共に、上記ス
イッチング素子のオン時間は、上記インバータの動作周
期の１／２よりも僅かに小さく設定して上記第１及び第
２のスイッチング素子のオン時点相互間と上記第３及び
第４のスイッチング素子のオン時点相互間の各々にデッ
ドタイムを設け、かつ第１のスイッチング素子がターン
オンしてから第４のスイッチング素子がターンオンする
位相差α及び第２のスイッチング素子がターンオンして
から第３のスイッチング素子がターンオンする位相差α
を各々変化させることによって上記負荷に供給する電力
を制御する制御手段とを設けることで達成される。

【００２８】なお、ロスレススナバに用いるキャパシタ
ンスの値は、デッドタイム中に充放電が完了可能な範囲
内で、設定しなければならない。

【００２９】

【作用】上述構成によれば、インバータの第１及び第２
のスイッチング素子の接続点と直流電源の中性点との
間、並びに第３及び第４のスイッチング素子の接続点と
直流電源の中性点との間のいずれか一方又は両方にイン
ダクタンスを補助回路として接続したことにより、上記
インバータの各アームに流れる電流がターンオン時に負
となり、ターンオフ時には正となる位相差の動作モード
を常に維持でき、ダイオードのリカバリ電流に起因する
スイッチング素子の破壊が防止される。

【００３０】また、上記インバータの第１〜第４のスイ
ッチング素子にはキャパシタンスをロスレススナバ回路
としてそれぞれ並列に接続したことにより、デッドタイ
ム期間中の上記ロスレススナバキャパシタンスの充放電
によって各スイッチング素子にかかる電圧の時間変化率
の小さいソフトスイッチング素子が実現できる。したが
って、上記スイッチング素子にかかる電圧の変化率が小
さく、ノイズが低減されると共に、そのスイッチング素
子での損失が低減して高効率化される。

【００３１】更に、インバータ動作開始における適時に
補助スイッチをオンすることにより、ロスレススナバキ
ャパシタンスの充電を不能又は抑制するようにしたの
で、ロスレススナバキャパシタンスの充電に起因するイ
ンバータのスイッチング素子の過電流がなくなり、それ
らスイッチング素子の破壊が防止される。

【００３２】なお、補助回路が主回路に影響を及ぼすの
は、デッドタイム期間のみであり、回路の各波形には殆
ど影響を及ぼさない。そのため、上記補助回路を用いな
い従来の制御方式がそのまま適用できる。

【００３３】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図１は、本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの一実施例を示す回路図である。この共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、直流電源からインバータを介して交流
電圧を変圧器に送り、その出力を整流して直流電圧を負
荷に供給する電力変換器となるもので、図１に示すよう
に、直流電源１と、インバータ４と、インダクタンス５
及びキャパシタンス６と、第１，第２の補助スイッチ
Ａ，Ｂと、高電圧変圧器７と、高電圧整流器８と、負荷
としてのＸ線管１７と、インバータ制御手段である周波
数位相制御回路７１と、この周波数位相制御回路７１に
周波数，位相などの設定値を与える周波数決定回路７
６，位相決定回路７０と、周波数位相制御回路７１から
の信号を受けてインバータ４を駆動する駆動回路７２〜
７４とを有してなり、インバータ式Ｘ線高電圧装置と呼
ばれるものである。

【００３４】上記直流電源１は、例えば二次電池などで
あり、図１においては便宜上左右対称に２つずつの電源
Ｅ／２を図示している。インバータ４は、上記直流電源
１から直流を受電して交流に変換するもので、直流電源
１の正極＋に接続された第１のスイッチング素子として
のトランジスタ２０ａ及び直流電源１の負極−に接続さ
れた第２のスイッチング素子としてのトランジスタ２０
ｂからなる第１の直列接続体と、上記正極＋に接続され
た第３のスイッチング素子としてのトランジスタ２０ｃ
及び負極−に接続された第４のスイッチング素子として
のトランジスタ２０ｄからなり上記第１の直列接続体に
並列接続された第２の直列接続体と、上記各トランジス
タ２０ａ〜２０ｄにそれぞれ逆並列接続された第１〜第
４のダイオード３ａ〜３ｄとからなる。

【００３５】なお、上記各トランジスタ２０ａ〜２０ｄ
は、それぞれベース電流を流すことによってターンオン
するようになっている。そして、第１のトランジスタ２
０ａと第１のダイオード３ａとで第１のアーム１０ａ
を、第２のトランジスタ２０ｂと第２のダイオード３ｂ
とで第２のアーム１０ｂを、第３のトランジスタ２０ｃ
と第３のダイオード３ｃとで第３のアーム１０ｃを、第
４のトランジスタ２０ｄと第４のダイオード３ｄとで第
４のアーム１０ｄを、それぞれ構成している。

【００３６】上記インバータ４の出力側には、インダク
タンス５が接続されると共に、このインダクタンス５に
はキャパシタンス６が直列接続されている。そして、こ
のインダクタンス５とキャパシタンス６とで共振回路を
構成している。上記インダクタンス５及びキャパシタン
ス６には高電圧変圧器７の一次巻線が直列接続されてお
り、この高電圧変圧器７で前記インバータ４からの出力
電圧を昇圧すると共に、出力と絶縁している。

【００３７】また、上記直流電源１の正極＋と上記第１
のアーム１０ａの正極間には第１の補助スイッチＡが、
上記直流電源１の負極−と上記第４のアーム１０ｄの負
極間には第２の補助スイッチＢが、各々接続されてい
る。

【００３８】高電圧整流器８は、上記高電圧変圧器７か
らの出力電圧を全波整流して直流に変換するもので、図
６に示すと同様に４つのダイオード１１ａ〜１１ｄから
なる。更に、上記高電圧整流器８の出力側には、Ｘ線管
１７が負荷として接続されている。なお、１２は、上記
高電圧整流器８の出力電圧を平滑化するキャパシタンス
である。

【００３９】また、上記インバータ４の第１〜第４のト
ランジスタ２０ａ〜２０ｄには、ロスレス（無損失）ス
ナバ回路として用いる第１〜第４のロスレススナバキャ
パシタンス２２ａ〜２２ｄがそれぞれ並列に接続される
と共に、第１及び第２のトランジスタ２０ａ，２０ｂの
接続点と直流電源１の中性点（電位Ｅ／２）との間、並
びに第３及び第４のトランジスタ２０ｃ，２０ｄの接続
点と上記直流電源１の中性点との間には、補助回路とし
てそれぞれインダクタンス２３ａ，２３ｂが接続されて
いる。

【００４０】上記位相決定回路７０はＸ線管１７に印加
する電圧（以下、管電圧という）及びＸ線管１７に流す
電流（以下、管電流という）に対応した信号によって第
１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄの動作位相を決
めるものである。周波数決定回路７６は管電圧に対応し
た信号によって第１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０
ｄの動作周波数を決めるものである。周波数位相制御回
路７１は位相決定回路７０及び周波数決定回路７６の信
号に応じて第１〜第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄの
動作する位相及び周波数に対する信号をＸ線曝射信号に
よって出力するものである。駆動回路７２〜７５はそれ
ぞれ周波数位相制御回路７１からの信号に従って第１〜
第４のトランジスタ２０ａ〜２０ｄを駆動するものであ
る。

【００４１】次に、このように構成された共振型ＤＣ−
ＤＣコンバータの動作について説明する。まず、図１に
示す共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける主回路構成部
（直流電源１，インバータ４，インダクタンス５，キャ
パシタンス６，高電圧変圧器７，高電圧整流器８，Ｘ線
管１７）は、図２に示すような等価回路となる。すなわ
ち、インバータ４の各トランジスタ２０ａ〜２０ｄは、
図６に示すと同様にそれぞれ第１のスイッチング素子２
ａ，第２のスイッチング素子２ｂ，第３のスイッチング
素子２ｃ，第４のスイッチング素子２ｄと表され、Ｘ線
管１７は負荷９と表される。そこで、この図２に示す等
価回路を用いて、上記の主回路構成部の動作原理を図３
及び図４を参照して説明する。

【００４２】図２の等価回路において、インバータ４の
第１のアーム１０ａ及び第２のアーム１０ｂ側に着目す
る。そして、インダクタンス２３ａを、直流電源１側へ
流れる電流をＩａとし、上記第１及び第２のアーム１０
ａ，１０ｂから高電圧変圧器７側へ出力される電流をＩ
ｒとする。この状態で、第１のスイッチング素子２ａが
オンのときにその第１のスイッチング素子２ａを流れる
電流Ｉ1 は、 Ｉ1 ＝Ｉａ＋Ｉｒ …（１） で表される。

【００４３】ここで、第１のスイッチング素子２ａ及び
第２のスイッチング素子２ｂは約５０％のデューティサ
イクルでオン，オフするので、定常状態における電流Ｉ
ａの波形は図３（ｅ）に示すような三角波となり、第１
のスイッチング素子２ａをオフしたときに（図３（ａ）
参照）電流Ｉａは最大値Ｉａ(max)となる。すなわち、
ターンオフ時の電流Ｉ1 (0) は上記の式（１）から、 Ｉ1 (0) ＝Ｉａ(max) ＋Ｉｒ(0) …（２） となる。ただし、Ｉｒ(0) はターンオフ時の電流Ｉｒを
意味する。

【００４４】このとき、電流Ｉａの傾きはインダクタン
ス２３ａの値Ｌａ及び直流電源１の中性点の電位Ｅ／２
によって決まるので、上記の最大値Ｉａ(max) も上記Ｌ
ａ及びＥ／２によって決まる。したがって、ターンオフ
時の電流Ｉ1 (0) の大きさを常に一定値以上に設定する
ことが可能となる。すなわち、 Ｉ1 (0) ＝Ｉａ(max) ＋Ｉｒ(0) ＞（一定値） …（３） となるようにＩａ(max) を設定することができる。

【００４５】そして、このように設定すれば、各スイッ
チング素子２ａ，２ｂにおいてターンオン時にそれぞれ
のアーム１０ａ，１０ｂに流れる電流は、以下に述べる
ように負（各スイッチング素子２ａ，２ｂに逆並列接続
されたそれぞれのダイオード３ａ，３ｂに電流が流れて
いる状態）となる。このとき、図３（ａ），（ｂ）に示
すように、第１のスイッチング素子２ａがオフしてから
第２のスイッチング素子２ｂがオンするまでの間には、
いずれのスイッチング素子２ａ，２ｂもオフした状態で
あるデッドタイム期間Ｔd が設定されている。

【００４６】以上のことから、上記デッドタイム期間Ｔ
d 中に図２に示すロスレススナバ回路としてのキャパシ
タンス２２ａ，２２ｂを効果的に利用したソフトスイッ
チングが実現可能となる。これについて、図４（ａ）〜
（ｄ）は、第１のスイッチング素子２ａがオンの状態
（ａ）からそのスイッチング素子２ａをオフし（ｂ）、
所定のデッドタイム（ｂ）〜（ｃ）の後に、第２のスイ
ッチング素子２ｂをオンする（ｄ）までのモードを示し
ている。

【００４７】まず、図４（ａ）では、第１のスイッチン
グ素子２ａのみがオンしており、図３（ｅ）に示すよう
に、電流Ｉａは電流Ｉｒの極性に拘わらずほぼ直線的に
増加する。また、その傾きはインダクタンス２３ａの値
Ｌａ及び電源電位Ｅ／２に依存している。このとき、第
１のキャパシタンス２２ａの電圧Ｖc1＝０ボルト、第２
のキャパシタンス２２ｂの電圧Ｖc2＝Ｅボルトである。

【００４８】次に、図４（ｂ）では、各スイッチング素
子２ａ，２ｂが共にオフとなる。このときは、図３
（ｅ）に示すように電流Ｉａ＝Ｉａ(max) であり、この
最大値Ｉａ(max) の設定及び上掲（３）式により、ター
ンオフ時のスイッチング素子２ａの電流Ｉ1 (0) は十分
大きな正の電流とすることができる。このため、図２に
示す補助回路としてのインダクタンス２３ａ及び他のイ
ンダクタンス５並びにロスレススナバ回路としてのキャ
パシタンス２２ａ，２２ｂの共振現象により、上記キャ
パシタンス２２ａは充電を行い、同２２ｂは放電を行
う。

【００４９】次に、図４（ｃ）では、上記キャパシタン
ス２２ａ，２２ｂの充放電が完了し、第１のキャパシタ
ンス２２ａの電圧Ｖc1は０→Ｅボルトへ、第１のキャパ
シタンス２２ｂの電圧Ｖc2はＥ→０ボルトへと変化し、
第２のダイオード３ｂが導通する。このとき、インダク
タンス２３ａを流れる電流Ｉａは、−Ｅ／２の電圧によ
り減少し始める。

【００５０】その後、図４（ｄ）では、第２のスイッチ
ング素子２ｂにオン信号が与えられ、電流（Ｉａ＋Ｉ
ｒ）の極性が正から負に反転すると、上記第２のスイッ
チング素子２ｂとを入れ換えた形で図４（ａ）〜（ｄ）
と同様に進む。なお、図４（ａ）〜（ｄ）の動作の間に
おける第１及び第２のキャパシタンス２２ａ，２２ｂの
電圧Ｖc1，Ｖc2の変化を示すと、図４（ｅ）のグラフの
ようになる。上述動作は、図２に示すインバータ４の第
３のアーム１０ｃ及び第４のアーム１０ｄ側についても
同様である。

【００５１】以上のことから、ターンオフ時の電流Ｉ1
(0) が第１及び第２のキャパシタンス２２ａ，２２ｂの
充放電に必要な値以上となるように補助回路としてのイ
ンダクタンス２３ａの値Ｌａを定め、図４（ｅ）に示す
デッドタイム中に充放電が完了するようなキャパシタン
ス２２ａ，２２ｂの値を適宜選定することによって図２
に示す全てのスイッチング素子２ａ〜２ｄに対しロスレ
ススナバ回路としてのキャパシタンス２２ａ〜２２ｄを
効果的に利用したソフトスイッチングが可能となる。

【００５２】次に、図１に示す実施例に戻り、この実施
例の動作について図５、図８、図１１及び図１２を併用
して説明する。なお、図１１中のスイッチング素子２ａ
〜２ｄは図１中のトランジスタ２０ａ〜２０ｄに対応す
る。まず、負荷としてのＸ線管１７に印加する管電圧及
び管電流が決まると、その管電圧に対応した管電圧設定
信号Ｇ1 、及び管電流に対応した管電流設定信号Ｇ2 を
位相決定回路７０及び周波数決定回路７６に入力する。

【００５３】位相決定回路７０では、上記管電圧設定信
号Ｇ1 及び管電流設定信号Ｇ2 から負荷抵抗値を求め、
この負荷抵抗値と管電圧とから前述の図８に示すグラフ
の関係を用いて、インバータ４の各トランジスタ２０ａ
〜２０ｄの動作位相差αを決定する。また、周波数決定
回路７６では、上記管電圧設定信号Ｇ1 から図１２に示
すグラフの関係を用いて、インバータ４の動作周波数を
決定する。以上の動作位相差及び動作周波数に応じた信
号が周波数位相制御回路７１に入力され、周波数位相制
御回路７１ではこの信号から各トランジスタ２０ａ〜２
０ｄがターンオン及びターンオフする駆動信号を作成す
る。

【００５４】次に、図１において図示しないコントロー
ラからＸ線曝射信号Ｇ3 が上記周波数位相制御回路７１
へ入力されると、インバータ４のトランジスタ２０ａを
ターンオンする信号が駆動回路７２へ出力され、図１１
（ｆ）に示すように そのＴ１時間後に補助スイッチＡ
をオンする信号が出力されてトランジスタ２０ａが導通
する。これにより、＋側（図中上側）の直流電源１とイ
ンダクタンス２３ａの回路により補助電流が流れる。

【００５５】そして、位相差がαとなる時間φ経過後に
トランジスタ２０ｄをターンオンする信号が駆動回路７
５へ出力され、図１１（ｇ）に示すようにそのＴ１時間
後に補助スイッチＢをオンする信号が出力されてトラン
ジスタ２０ｄが導通する。これにより、−側（図中下
側）の直流電源１とインダクタンス２３ｂの回路により
補助電流が流れると同時に共振回路には＋側（図中上
側）の直流電源１と−側（図中下側）の直流電源１の和
の電圧が印加され、共振電流が流れ始める。

【００５６】ここで、上記インバータ４の動作開始時、
トランジスタ２０ａ，２０ｄのオン信号を与えてから第
１，第２の補助スイッチＡ，Ｂをオンして直流電源１を
供給するようにしているので、ロスレススナバキャパシ
タンス２２ａ，２２ｄは無用な充電がなされる時間を与
えられない。したがって従来、インバータ４の動作開始
時においてロスレススナバキャパシタンス２２ａ，２２
ｄが充電されることによって生じたロスレススナバキャ
パシタンス２２ａ，２２ｄの短絡、これによるトランジ
スタ２０ａ，２０ｄの過電流，破壊が防止される。

【００５７】上述動作から半周期経過し、周波数位相制
御回路７１からトランジスタ２０ａをオフし、トランジ
スタ２０ｂをオンする信号が出力されると、駆動回路７
２によりトランジスタ２０ａはオフし、その両端電圧は
ロスレススナバキャパシタンス２２ａにより抑制されて
上昇すると共に、インダクタンス２３ａの電流はトラン
ジスタ２０ｂと逆並列に接続されたダイオード３ｂに転
流し、トランジスタ２０ｂの両端電圧はほぼゼロにクラ
ンプされ、負荷１７に流れている共振電流の反転により
トランジスタ２０ｂはゼロ電圧ターンオンとなる。

【００５８】トランジスタ２０ｄが１８０゜オンして、
これをオフする信号が周波数位相制御回路７１から出力
されると、駆動回路７５によりトランジスタ２０ｄはオ
フし、その両端電圧はロスレススナバキャパシタンス２
２ｄにより抑制されて上昇すると共に、インダクタンス
２３ｂの電流はトランジスタ２０ｃと逆並列に接続され
たダイオード３ｃに転流し、トランジスタ２０ｃの両端
電圧はほぼゼロにクランプされ、負荷１７に流れている
共振電流の反転によりトランジスタ２０ｃはゼロ電圧タ
ーンオンとなる。

【００５９】これによって、トランジスタ２０ｃと２０
ｂがオン状態となり、共振回路にはこれまでと逆方向の
電流が流れ、以後は順次、周波数位相制御回路７１から
の信号に従って各トランジスタ２０ａ〜２０ｄを駆動す
る。その結果、図５（ｉ）に示すような共振電流Ｉt が
図１に示す高電圧変圧器７に流れ、Ｘ線管１７には、設
定された管電圧が印加されると共に管電流が流れる。こ
のとき、第１のアーム１０ａ〜第４のアーム１０ｄに流
れる電流Ｉ1 〜Ｉ4 を見ると、図５（ｅ）〜（ｈ）に示
されるように、前述の図３及び図４で説明した動作原理
に従って、それぞれのトランジスタ２０ａ〜２０ｄの全
てにおいてターンオン時には負の値をとり、ターンオフ
時には正の値をとっていることが分かる。また、上記各
トランジスタ２０ａ〜２０ｄにかかる電圧の時間変化率
は図４を用いて説明したように小さくなっていることが
分かる。なお、図５に示したタイムチャートにおいて
は、各トランジスタ２０ａ〜２０ｄ間のデッドタイム
は、便宜上省略してある。

【００６０】上記位相決定回路７０及び周波数決定回路
７６は、図８，図１２に示すような関係をテーブル化し
たメモリ、関数発生器又はオペアンプなどを用いて容易
に構成できるので詳細な説明は省略する。

【００６１】図１３に本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの第２の実施例を示す。上述第１の実施例で
は、トランジスタ２０ａ〜２０ｄを２２ａ→２２ｄ→２
２ｂ→２２ｃの順で駆動する場合について説明した。こ
れを２２ｃ→２２ｂ→２２ｄ→２２ａの順で駆動するよ
うにしても上述第１の実施例と同様の効果が得られる
が、この場合、第１，第２補助スイッチＡ，Ｂは図１３
に示す位置に挿入される。それ以外は図１と同様であ
る。

【００６２】図１４に本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの第３の実施例を示す。この例は、補助回路に
スイッチ（スイッチング素子）を設けたもので、この補
助回路以外は図１と同様であるのでその説明を省略す
る。上述第１，第２の実施例では、インバータ４の動作
中、補助回路に常に交流電流が流れ続ける。補助回路の
インダクタンス２３ａ，２２ｂの値は、位相差や負荷条
件が最悪のケースを想定して設計しなければならない
が、位相差やＸ線管１７（負荷９）の種類によっては、
不必要な電流を流すことになり、トランジスタ２０ａ〜
２０ｄの導通損失やインダクタンス２３ａ，２２ｂの損
失の点で無駄の多い状態が存在する。そこで、第３の実
施例では、補助回路にスイッチング素子１１０〜１１３
を設け、トランジスタ２０ａ〜２０ｄの電流状態に応じ
て、トランジスタ２０ａ〜２０ｄのスイッチング期間に
のみ、ソフトスイッチング実現に必要な分だけ電流を流
す回路構成としている。この構成によって、いかなる位
相差や負荷範囲においても、第１，第２の実施例よりも
一層効率のよい状態での動作が可能となる。なお、この
図１４において、１００〜１０３はダイオードである。

【００６３】この補助回路の効果的な駆動方法は次の通
りである。すなわち、トランジスタ２０ａがターンオフ
する際の電流が、ロスレススナバキャパシタンス２２ａ
の充放電に必要以上な値となるようにすればよいから、
トランジスタ２０ａのターンオフ時にスイッチング素子
１１０を、また同様に、トランジスタ２０ｂをオフする
時点でスイッチング素子１１１を、トランジスタ２０ｃ
をオフする時点でスイッチング素子１１３を、そしてト
ランジスタ２０ｄをオフする時点でスイッチング素子１
１２を、それぞれ導通させればよい。このような方法に
よって、非常に広範囲のＸ線管１７（負荷範囲）をもつ
Ｘ線高電圧装置に対しても、常に効率のよい動作を実現
できる。

【００６４】図１５は本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの第４の実施例を示す回路図である。図示する
ようにここでは、上記第１のロスレススナバキャパシタ
ンス２２ａに直列に第１の抵抗ＲＡを、上記第４のロス
レススナバキャパシタンス２２ｄに直列に第２の抵抗Ｒ
Ｂを、各々接続すると共に、上記第１の抵抗ＲＡと並列
に双方向導通可能の第１の補助スイッチＡ´を、上記第
２の抵抗ＲＢと並列に双方向導通可能の第２の補助スイ
ッチＢ´を、各々接続してなる。

【００６５】この場合、第１の補助スイッチＡ´は、イ
ンバータ動作開始時、上記第１のトランジスタ２０ａが
オンしてからＴ１時間後にオンされ（図１６（ｅ）参
照）、上記第１の抵抗ＲＡ両端間を短絡する。また、第
２の補助スイッチＢ´は、インバータ動作開始時、上記
第１のトランジスタ２０ａのオンから位相差αだけ遅れ
た上記第４のトランジスタ２０ｄのオン後、Ｔ１時間経
過してオンされ（図１６（ｆ）参照）、上記第２の抵抗
ＲＢ両端間を短絡するものである。

【００６６】この第４の実施例でのインバータ動作開始
時の動作は次のようになる。インバータ動作開始時にお
いて、第１のトランジスタ２０ａのオン時に、この第１
のトランジスタ２０ａに流れる第１のロスレススナバキ
ャパシタンス２２ａの放電電流を第１の抵抗ＲＡが抑制
する。したがって、インバータ動作開始時の第１のトラ
ンジスタ２０ａの過電流が生じなく、第１のトランジス
タ２０ａの破壊が防止される。第１のトランジスタ２０
ａのオン後は第１の補助スイッチＡ´がオンされ、第１
の抵抗ＲＡ両端間を短絡し、以後の周期からはここには
第１のロスレススナバキャパシタンス２２ａのみの存在
となり、通常のロスレススナバキャパシタンス２２ａと
して機能する。

【００６７】上記第１のトランジスタ２０ａのオンによ
り、この第１のトランジスタ２０ａに補助電流が流れ、
所定の位相差αとなる時間経過後に第４のトランジスタ
２０ｄがオンされる。この第４のトランジスタ２０ｄの
オン時に、第４のトランジスタ２０ｄに流れる第４のロ
スレススナバキャパシタンス２２ｄの放電電流を第２の
抵抗ＲＢが抑制する。したがって、インバータ動作開始
時の第４のトランジスタ２０ｄの過電流が生じなく、第
４のトランジスタ２０ｄの破壊が防止される。第４のト
ランジスタ２０ｄのオン後は第２の補助スイッチＢ´が
オンされ、第２の抵抗ＲＢ両端間を短絡し、以後の周期
からはここには第４のロスレススナバキャパシタンス２
２ｄのみの存在となり、通常のロスレススナバキャパシ
タンス２２ｄとして機能する。

【００６８】上記第４のトランジスタ２０ｄのオンによ
り、この第４のトランジスタ２０ｄに補助電流が流れる
と共にＸ線管１７（負荷）に電力が供給され、次の半周
期で第１のトランジスタ２０ａをオフしてインダクタン
ス２３ａの電流を第２のトランジスタ２０ｂと逆並列に
接続された第２のダイオード３ｂに転流して第２のトラ
ンジスタ２０ｂをゼロ電圧ターンオンさせる。これから
位相差αだけ遅れて第４のトランジスタ２０ｄをオフ
し、インダクタンス２３ｂの電流を第３のトランジスタ
２０ｃと逆並列に接続された第３のダイオード３ｃに転
流して第３のトランジスタ２０ｃをゼロ電圧ターンオン
させる。

【００６９】以後は、第１のトランジスタ２０ａと第４
のトランジスタ２０ｄの間及び第２のトランジスタ２０
ｂと第３のトランジスタ２０ｃの間に各々αの位相差を
つけて、また第１のトランジスタ２０ａと第２のトラン
ジスタ２０ｂの間及び第３のトランジスタ２０ｃと第４
のトランジスタ２０ｄの間を各々１８０゜の位相差をつ
けて、交互にオンさせる。第１〜第４のトランジスタ２
０ａ〜２０ｄ及び第１，第２の補助スイッチＡ´，Ｂ´
のオン，オフ制御は周波数位相制御回路７１が行う。

【００７０】上記第３のロスレススナバキャパシタンス
２２ｃに直列に第１の抵抗ＲＡを、上記第２のロスレス
スナバキャパシタンス２２ｂに直列に第２の抵抗ＲＢ
を、各々接続すると共に、第１の抵抗ＲＡと並列に上記
第１の補助スイッチＡ´を、第２の抵抗ＲＢと並列に上
記第２の補助スイッチＢ´を、各々接続し、第１及び第
２の補助スイッチＡ´，Ｂ´を上記と同様にオンするよ
うに構成（第５の実施例）しても、上記と同様な効果が
得られる。また、上述第４，第５の実施例においても、
図１４に示したような補助回路、すなわちインダクタン
ス２３ａ，２３ｂに、ダイオード１００〜１０３及びス
イッチング素子１１０〜１１３を付加してなる補助回路
を適用することができる。なお上述各実施例では、イン
バータ４や補助回路に用いたスイッチング素子としてト
ランジスタを使用したが、これのみに限らず、ＧＴＯを
使用してもよく、更に高周波化するにはＭＯＳ ＦＥ
Ｔ，ＩＧＢＴ，ＳＩトランジスタ，ＳＩサイリスタなど
のスイッチング素子を用いてもよい。また、インバータ
４の直流電源１は、バッテリでもよく、商用電源を整流
したものでもよい。更に、負荷はＸ線管１７に限られ
ず、他の一般的な負荷でもよい。また、補助回路は負荷
範囲や制御する位相差の範囲が狭い場合などには、いず
れか一方、例えばインダクタンス２３ａ側だけに設ける
ようにしてもよい。更に、周波数位相制御回路７１は、
通常の比例−積分制御が一般的であるが、一度ディジタ
ル値に変換してソフトウェアによる制御を適用すること
も可能である。

【００７１】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、イ
ンバータの第１及び第２のスイッチング素子の接続点と
直流電源の中性点との間、並びに第３及び第４のスイッ
チング素子の接続点と直流電源の中性点との間のいずれ
か一方又は両方にインダクタンスを補助回路として接続
したことにより、上記インバータの各アームに流れる電
流がターンオン時に負となり、ターンオフ時には正とな
る位相差の動作モードを常に維持でき、ダイオードのリ
カバリ電流に起因するスイッチング素子の破壊を防止す
ることができるという効果がある。

【００７２】また、上記インバータの第１〜第４のスイ
ッチング素子にはキャパシタンスをロスレススナバ回路
としてそれぞれ並列に接続したことにより、デッドタイ
ム期間中の上記ロスレススナバキャパシタンスの充放電
によって各スイッチング素子にかかる電圧の時間変化率
の小さいソフトスイッチング素子が実現できる。したが
って、上記スイッチング素子にかかる電圧の変化率が小
さく、電磁波障害ノイズを低減することができると共
に、そのスイッチング素子での損失を低減して高効率化
を図ることができるという効果がある。

【００７３】特に、Ｘ線ＣＴ装置のように、数百ボル
ト、数百アンペアをスイッチングするようなインバータ
のすぐ近くで診断画像を構成するための微小信号（数マ
イクロボルト）を検出しなければならないような装置の
電源装置に本発明コンバータを適用することにより、制
御系のみならず、画像に悪影響を及ぼす電磁波障害ノイ
ズを低減できることの効果は実用上、極めて大きい。

【００７４】更に、インバータ動作開始時、ロスレスス
ナバキャパシタンスの充電を不能又は抑制するようにし
たので、ロスレススナバキャパシタンスの充電に起因す
るインバータのスイッチング素子の過電流がなくなり、
それらスイッチング素子の破壊が防止されるという効果
もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの一
実施例を示す回路図である。

【図２】同上共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおける主回
路構成部の等価回路図である。

【図３】同上主回路構成部の動作原理を説明するための
タイムチャートである。

【図４】同上主回路構成部における第１のスイッチング
素子及び第２のスイッチング素子の動作モードを説明す
るための図である。

【図５】図１に示す回路の動作を説明するためのタイム
チャートである。

【図６】従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図で
ある。

【図７】従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説
明するためのタイムチャートである。

【図８】従来の位相差制御方式の共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータにおける位相差と出力電圧との関係を負荷抵抗を
パラメータとして示したグラフである。

【図９】ロスレススナバ回路を用いないときのターンオ
フ波形を示す図である。

【図１０】従来のロスレススナバ回路の例を示す図であ
る。

【図１１】図１に示す回路のインバータ動作開始時の補
助スイッチの動作を説明するためのタイムチャートであ
る。

【図１２】インバータ周波数と出力電圧の関係を位相差
αをパラメータとして表わした図である。

【図１３】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの
第２の実施例を示す回路図である。

【図１４】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの
第３の実施例を示す回路図である。

【図１５】本発明による共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの
第４の実施例を示す回路図である。

【図１６】図１５に示す回路のインバータ動作開始時の
補助スイッチの動作を説明するためのタイムチャートで
ある。

【符号の説明】

１……直流電源 ３ａ〜３ｄ……第１〜第４のダイオード ４……インバータ ５……インダクタンス ６，１２……キャパシタンス ７……高電圧変圧器 ８……高電圧整流器 １０ａ〜１０ｄ……第１〜第４のアーム １７……Ｘ線管（負荷） ２０ａ〜２０ｄ……第１〜第４のトランジスタ（第１〜
第４のスイッチング素子） ２２ａ〜２２ｄ……ロスレススナバキャパシタンス ２３ａ，２３ｂ……インダクタンス（補助回路） ７０……位相決定回路 ７１……周波数位相制御回路 ７２〜７５……トランジスタの駆動回路 ７６……周波数決定回路 Ａ，Ｂ；Ａ´，Ｂ´……補助スイッチ ＲＡ，ＲＢ……抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高野 博司 東京都千代田区内神田一丁目１番14号 株 式会社日立メディコ内

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 中性点を有する直流電源と、 この直流電源の正極に接続された第１のスイッチング素
   子及び負極に接続された第２のスイッチング素子からな
   る第１の直列接続体を有すると共に上記正極に接続され
   た第３のスイッチング素子及び負極に接続された第４の
   スイッチング素子からなり上記第１の直列接続体に並列
   接続された第２の直列接続体を有しかつ上記第１〜第４
   のスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された第１〜
   第４のダイオードを有し上記直流電源からの直流を交流
   に変換するインバータと、 このインバータの出力側に接続された少なくとも変圧器
   を含んだインバータ出力回路と、 上記変圧器に接続されその出力を直流に変換する整流器
   とを有してなり、 上記整流器の出力側に接続される負荷に所望の電圧，電
   流にて直流出力を供給する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
   において、 上記第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ並列接続
   された第１〜第４のロスレススナバキャパシタンスと、 上記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と上記直
   流電源の中性点との間、並びに上記第３及び第４のスイ
   ッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間の
   いずれか一方又は両方に接続されたインダクタンスを備
   えてなる補助回路と、 上記直流電源の正極及び上記第１又は第３のスイッチン
   グ素子間に接続され、インバータ動作開始時、上記第１
   又は第３のスイッチング素子をオンさせる信号を与えて
   から所定時間Ｔ１後にオンされて上記第１又は第３のス
   イッチング素子を導通させる双方向導通可能の第１の補
   助スイッチと、 上記直流電源の負極及び上記第４又は第２のスイッチン
   グ素子間に接続され、インバータ動作開始時、上記第１
   又は第３のスイッチング素子をオンさせる信号から位相
   差αだけ遅れた上記第４又は第２のスイッチング素子を
   オンさせる信号を与えてから所定時間Ｔ１後にオンされ
   て上記第４又は第２のスイッチング素子を導通させる双
   方向導通可能の第２の補助スイッチと、 上記第１及び第２のスイッチング素子は１８０゜の位相
   差で交互にオンさせ、上記第３及び第４のスイッチング
   素子も同様に１８０゜の位相差でオンさせると共に、上
   記スイッチング素子のオン時間は、上記インバータの動
   作周期の１／２よりも僅かに小さく設定して上記第１及
   び第２のスイッチング素子のオン時点相互間と上記第３
   及び第４のスイッチング素子のオン時点相互間の各々に
   デッドタイムを設け、かつ第１のスイッチング素子がタ
   ーンオンしてから第４のスイッチング素子がターンオン
   する位相差α及び第２のスイッチング素子がターンオン
   してから第３のスイッチング素子がターンオンする位相
   差αを各々変化させることによって上記負荷に供給する
   電力を制御する制御手段とを具備することを特徴とする
   共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 中性点を有する直流電源と、 この直流電源の正極に接続された第１のスイッチング素
   子及び負極に接続された第２のスイッチング素子からな
   る第１の直列接続体を有すると共に上記正極に接続され
   た第３のスイッチング素子及び負極に接続された第４の
   スイッチング素子からなり上記第１の直列接続体に並列
   接続された第２の直列接続体を有しかつ上記第１〜第４
   のスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された第１〜
   第４のダイオードを有し上記直流電源からの直流を交流
   に変換するインバータと、 このインバータの出力側に接続された少なくとも変圧器
   を含んだインバータ出力回路と、 上記変圧器に接続されその出力を直流に変換する整流器
   とを有してなり、 上記整流器の出力側に接続される負荷に所望の電圧，電
   流にて直流出力を供給する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ
   において、 上記第１〜第４のスイッチング素子にそれぞれ並列接続
   された第１〜第４のロスレススナバキャパシタンスと、 上記第１及び第２のスイッチング素子の接続点と上記直
   流電源の中性点との間、並びに上記第３及び第４のスイ
   ッチング素子の接続点と上記直流電源の中性点との間の
   いずれか一方又は両方に接続されたインダクタンスを備
   えてなる補助回路と、 上記第１又は第３のロスレススナバキャパシタンスに直
   列に接続された第１の抵抗と、 上記第４又は第２のロスレススナバキャパシタンスに直
   列に接続された第２の抵抗と、 上記第１の抵抗に並列接続され、インバータ動作開始
   時、上記第１又は第３のスイッチング素子のオン後にオ
   ンされて上記第１の抵抗両端間を短絡する双方向導通可
   能の第１の補助スイッチと、 上記第２の抵抗に並列接続され、インバータ動作開始
   時、上記第１又は第３のスイッチング素子のオンから位
   相差αだけ遅れた上記第４又は第２のスイッチング素子
   のオンの後にオンされて上記第２の抵抗両端間を短絡す
   る双方向導通可能の第２の補助スイッチと、 上記第１及び第２のスイッチング素子は１８０゜の位相
   差で交互にオンさせ、上記第３及び第４のスイッチング
   素子も同様に１８０゜の位相差でオンさせると共に、上
   記スイッチング素子のオン時間は、上記インバータの動
   作周期の１／２よりも僅かに小さく設定して上記第１及
   び第２のスイッチング素子のオン時点相互間と上記第３
   及び第４のスイッチング素子のオン時点相互間の各々に
   デッドタイムを設け、かつ第１のスイッチング素子がタ
   ーンオンしてから第４のスイッチング素子がターンオン
   する位相差α及び第２のスイッチング素子がターンオン
   してから第３のスイッチング素子がターンオンする位相
   差αを各々変化させることによって上記負荷に供給する
   電力を制御する制御手段とを具備することを特徴とする
   共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】 負荷はＸ線管であることを特徴とする請
   求項１又は２に記載の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。