CN112673561B - 电力变换装置以及电力变换装置的控制方法 - Google Patents

电力变换装置以及电力变换装置的控制方法 Download PDF

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Abstract

具有：变换电路(10)，其具有开关元件，通过开关元件的开关动作而将直流电压变换为交流电压；绝缘变压器(3)，其输入侧与变换电路(10)连接；整流电路(4)，其与绝缘变压器(3)的输出侧连接；谐振电路，其与绝缘变压器(3)的输出侧连接；以及控制电路(100)，其对开关元件进行控制，在谐振电路中流动的电流经由绝缘变压器(3)而从开关元件的低电位侧端子向高电位侧端子流动的期间，控制电路(100)使开关元件导通。

Description

电力变换装置以及电力变换装置的控制方法
技术领域
本发明涉及电力变换装置以及电力变换装置的控制方法。
背景技术
已知一种开关电源，即，输入侧和输出侧经由绝缘用变压器而连接，在作为绝缘用变压器的初级侧的输入侧设置具有开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的全桥方式的逆变器，利用绝缘用变压器的漏电感和在绝缘用变压器的次级侧即输出侧设置的输出电容器作为平滑单元(专利文献1)。关于该开关电源，次级侧的电路结构为中心芯片整流电路，绝缘用变压器的次级侧由变压器Tr2、Tr3构成，作为次级侧整流元件，开关元件Q5与变压器Tr2串联连接，开关元件Q6与变压器Tr2串联连接，单个二极管D分别与开关元件Q5及开关元件Q6串联连接。
专利文献1:日本特开2017-147917号公报
发明内容
在现有技术中，为了实现软开关而在绝缘用变压器的次级侧设置开关元件。电路结构因开关元件的增加而变得复杂，从而存在控制变得复杂的问题。
本发明要解决的问题是提供能够通过比较简单的控制而实现软开关的电力变换装置以及电力变换装置的控制方法。
本发明设置有与绝缘变压器的输出侧连接的谐振电路，在该谐振电路中流动的电流经由绝缘变压器而从开关元件的低电位侧端子向高电位侧端子流动的期间，使开关元件导通，由此解决上述问题。
发明的效果
根据本发明，能够通过比较简单的控制而实现软开关。
附图说明
图1是包含本实施方式所涉及的电力变换装置的电力变换系统的电路图。
图2是用于对电力变换装置的动作的说明所需的各参数进行说明的图。
图3是电流连续模式下的电力变换装置的动作的一个例子。
图4是用于对图3所示的时间t1a的电力变换装置的动作进行说明的图。
图5是用于对图3所示的时间t2a的电力变换装置的动作进行说明的图。
图6是用于对图3所示的时间t3a的电力变换装置的动作进行说明的图。
图7是电流不连续模式下的电力变换装置的动作的一个例子。
图8是电流不连续模式下的电力变换装置的动作的一个例子。
图9是电流不连续模式下的电力变换装置的动作的一个例子。
图10是输出电力相对于时间比率的特性的一个例子。
图11是与图10所示的输出电力特性的情况相比而谐振频率较高的情况下的输出电力相对于时间比率的特性的一个例子。
具体实施方式
下面，基于附图对本发明的实施方式进行说明。
利用图1对本实施方式所涉及的电力变换装置进行说明。图1是包含本实施方式所涉及的电力变换装置200的电力变换系统的电路图。本实施方式所涉及的电力变换装置200对从电源输入的电力进行变换、且将变换后的电力供给至负载。电力变换装置例如用于搭载于车辆的充电系统。如果列举具体的例子，则能举出以太阳能电池为电源、且以二次电池为负载的充电系统。此外，在下面的说明中，在以太阳能电池为电源、且以二次电池为负载的基础上对实施方式进行说明，电源并不局限于太阳能电池，也可以是其他电源。另外，负载并不局限于二次电池，也可以是空调等装置。另外，电力变换装置无需搭载于车辆，也可以搭载于除了车辆以外的其他装置。
如图1所示，本实施方式所涉及的电力变换装置200具有初级侧电路1以及次级侧电路2。初级侧电路1是DCDC变换器的初级侧的电路，次级侧电路2是DCDC变换器的次级侧电路。初级侧电路1具有输入端子11a、11b，直流电源(未图示)与输入端子11a连接。次级侧电路2具有输出端子21a、21b，负载(未图示)与输出端子21a、21b连接。作为直流电源，例如能举出太阳能电池，作为负载，例如能举出二次电池。
初级侧电路1将从电源输入的直流电力变换为交流电力。而且，在初级侧电路1与次级侧电路2之间设置有绝缘变压器3，使得初级侧电路1与次级侧电路2之间绝缘。另外，绝缘变压器3发挥升压功能。使次级侧电路2升压而将交流调整为直流，从输出端子21a、21b输出直流电力。由此，电力变换装置200对输入的直流电力进行变压，能够作为将变压后的电力作为直流电力而输出的所谓DC-DC变换器而执行动作。
对初级侧电路1的电路结构进行说明。初级侧电路1具有变换电路10、平滑电容器12以及初级绕组31。
变换电路10具有第1半桥电路10a以及第2半桥电路10b。第1半桥电路10a及第2半桥电路10b连接于与输入端子11a、11b连接的电源线之间。第1半桥电路10a与第2半桥电路10b并联连接。变换电路10是将第1半桥电路10a中包含的开关元件S11、S12、以及第2半桥电路10b中包含的开关元件S21、S22连接为全桥状得到的电路结构，即所谓全桥电路。变换电路10将从输入端子11a、11b输入的直流电力变换为交流电力。
第1半桥电路10a具有开关元件S11、S12、以及二极管D11、D12。作为开关元件S11、S12，能举出通过对控制端子的电压进行控制而将高电位侧端子与低电位侧端子之间连接或切断的元件。作为对电压进行控制而作为开关起作用的元件，例如能举出IGBT、MOSFET。此外，开关元件S11、S12可以是对控制端子中流动的电流进行控制而作为开关起作用的元件。对于通过对电流进行控制而作为开关起作用的元件，例如能举出双极型晶体管。在下面的说明中，列举作为开关元件S11、S12、以及后述的开关元件S21、S22而使用Nch MOSFET的情况为例进行说明。在该情况下，Nch MOSFET的栅极端子相当于各开关元件的控制端子，Nch MOSFET的漏极端子相当于各开关元件的高电位侧端子，Nch MOSFET的源极端子相当于各开关元件的低电位侧端子。
如图1所示，开关元件S11的漏极端子经由电源线而与输入端子11a连接，开关元件S11的源极端子与开关元件S12的漏极端子连接。另外，开关元件S12的源极端子经由电源线而与输入端子11b连接。控制信号从后述的控制电路100分别输入至开关元件S11以及开关元件S12的栅极端子。开关元件S11以及开关元件S12根据各自的控制信号使漏极端子与源极端子之间导通或截止而作为开关起作用。另外，开关元件S11的源极端子与开关元件S12的漏极端子的连接点O1与后述的初级绕组31的一端电连接。第1半桥电路10a通过开关元件S11以及开关元件S12的开关动作而将从输入端子11a、11b输入的直流电压变换为交流电压，并从连接点O1对绝缘变压器3输出交流电压。
二极管D11以使得电流向相对于开关元件S11中流动的电流的方向的相反方向流动的方式与开关元件S11并联连接。另外，二极管D12以使得电流相对于开关元件S12中流动的电流的方向的相反方向流动的方式与开关元件S12并联连接。由此，二极管D11以及二极管D12分别作为续流二极管而起作用。例如，即使开关元件S11处于断开状态，如果电流从源极端子向漏极端子的方向流动，则电流也通过二极管D11而从源极端子向漏极端子的方向流动。作为二极管D11、D12，能举出整流元件或MOSFET的寄生二极管。
第2半桥电路10b具有开关元件S21、S22、以及二极管D21、D22。第2半桥电路10b的电路结构与第1半桥电路10a相同，因此适当地引用对第1半桥电路10a的说明。例如，如果将第1半桥电路10a的开关元件S11置换为开关元件S21、且将第1半桥电路10a的开关元件S12置换为开关元件S21，则变为第2半桥电路10b的电路结构。此外，在第2半桥电路10b中，与第1半桥电路10a不同，开关元件S21的源极端子与开关元件S22的漏极端子的连接点O2与后述的初级绕组31的另一端电连接。第2半桥电路10b通过开关元件S21以及开关元件S22的开关动作而将从输入端子11a、11b输入的直流电压变换为交流电压，并从连接点O2对绝缘变压器3输出交流电压。
二极管D21以使得电流向与开关元件S21中流动的电流方向相反的方向流动的方式与开关元件S21并联连接。另外，二极管D22以使得电流向与开关元件S22中流动的电流方向相反的方向流动的方式与开关元件S22并联连接。由此，二极管D21以及二极管D22分别作为续流二极管而起作用。作为二极管D21、D22，能举出整流元件或MOSFET的寄生二极管。
初级绕组31是绝缘变压器3的初级侧的线圈。交流电力从变换电路10输入至初级绕组31。初级绕组31是用于将输入的交流电力向次级侧供给的线圈。初级绕组31的一端与第1半桥电路10a的输出端子(连接点O1)电连接，初级绕组31的另一端与第2半桥电路10b的输出端子(连接点O2)电连接。此外，通常，绝缘变压器3的初级绕组31和次级绕组32并未完全磁耦合，绝缘变压器3的绕组的一部分作为电感而起作用。这种电感是漏电感。在本实施方式中，如图1所示，作为绝缘变压器3的一部分而示出了漏电感33。漏电感33表示为串联连接于初级绕组31与第1半桥电路10a的输出端子之间的结构。
平滑电容器12使得从输入端子11a、11b输入的电压平滑。平滑电容器12设置于与输入端子11a、11b连接的1对电源线之间、且与变换电路10并联连接。
接下来，对次级侧电路2的电路结构进行说明。次级侧电路2具有次级绕组32以及整流电路4。
次级绕组32是绝缘变压器3的次级侧的线圈。次级绕组32与初级绕组31磁耦合。如果电流在初级绕组31中流动，则初级绕组31产生磁通，次级绕组32中因该磁通而产生感应电动势。其结果，交流电力从初级绕组31输入至次级绕组32。次级绕组32的匝数比(windingratio)大于初级绕组31的匝数比。在该情况下，次级绕组32中产生与匝数比相应地升压的初级绕组31的电压。次级绕组32的一端与二极管5的阳极端子以及二极管6的阴极端子连接。另外，次级绕组32的另一端与滤波电感器9的一端连接。
整流电路4具有二极管5、6、输出电容器7、8以及滤波电感器9。在本实施方式中，整流电路4是称为所谓倍压整流电路的电路。二极管5的阳极端子与二极管6的阴极端子以及次级绕组32的一端连接。二极管5的阴极端子与输出电容器7的一端以及输出端子21a连接。另外，二极管6的阳极端子与输出电容器8的另一端以及输出端子21b连接。输出电容器7的另一端与输出电容器8的一端在连接点O3连接。另外，连接点O3经由滤波电感器9而与次级绕组32的另一端连接。
整流电路4的电路结构设为图1所示的电路结构，从而整流电路4中流动的电流划分为，从次级绕组32的一端按照二极管5、输出电容器7、滤波电感器9的顺序向次级绕组的另一端的方向流动的电流(也称为正向侧电流)、以及从次级绕组32的另一端按照滤波电感器9、输出电容器8、二极管6的顺序向次级绕组32的一端的方向流动的电流(也称为负向侧电流)。由此，正向侧电流通过二极管5而被整流，在输出电容器7进行充电。另外，负向侧电流通过二极管6而被整流，在输出电容器8进行充电。正向侧电流和负向侧电流存在次级绕组32中流动的方向为相反方向的关系。因此，在输出电容器7进行充电的期间，在输出电容器8进行放电。相反，在输出电容器8进行充电的期间，在输出电容器7进行放电。其结果，关于正向侧电流以及负向侧电流，分别形成直流电压。在输出端子21a与输出端子21b之间，相对于从次级绕组32输出的交流电压的有效值而产生2的平方根的2倍的直流电压。
另外，整流电路4具有二极管5的接合电容5a以及二极管6的接合电容6a。各接合电容5a、6a的电容值充分小于各输出电容器7、8的电容值。
滤波电感器9是用于将电流中含有的噪声分量除去的线圈。在本实施方式中，滤波电感器9串联连接于次级绕组32的另一端与连接点O3之间。整流电路4中流动的正向侧电流以及负向侧电流分别从滤波电感器9通过，因此正向侧电流以及负向侧电流中含有的噪声由滤波电感器9除去。
滤波电感器9与连接点O3连接，因此本实施方式所涉及的电力变换装置200中构成有2个谐振电路。具体而言，是由滤波电感器9、输出电容器7以及二极管5的接合电容5a构成的谐振电路、以及由滤波电感器9、输出电容器8以及二极管6的接合电容6a构成的谐振电路。后文中对这2个谐振电路的动作进行叙述。此外，在本实施方式中，滤波电感器9的电感值充分大于漏电感33的电感值。
对控制电路100进行说明。控制电路100由具有CPU(Central Processing Unit)、ROM(Read Only Memory)、RAM(Random Access Memory)的微机、FPGA(Field-ProgrammableGate Array)构成。
控制电路100对变换电路10中包含的各开关元件S11、S12、S21、S22的开关动作进行控制。具体而言，控制电路100生成用于使开关元件S11、S12、S21、S22接通及断开的控制信号并分别对开关元件S11、S12、S21、S22的栅极端子输出。例如，控制电路100基于基准时钟而生成开关频率fsw的脉冲信号，利用驱动电路(未图示)使该脉冲信号放大为能够驱动开关元件S11、S12、S21、S22的水平，将其作为控制信号而分别输出至开关元件S11、S12、S21、S22的栅极端子。由此，开关元件S11、S12、S21、S22根据控制信号而导通或截止。此外，导通是指开关元件S11、S12、S21、S22从断开状态切换为接通状态的动作，截止是指开关元件S11、S12、S21、S22从接通状态切换为断开状态的动作。
在本实施方式中，控制电路100对各开关元件S11、S12、S21、S22的开关动作进行控制，以使得电力变换装置200作为所谓相移方式的全桥型DC/DC变换器执行动作。
对具体的开关元件的控制进行说明。控制电路100将各开关元件S11、S12、S21、S22的接通期间控制为1个周期的一半的期间。另外，控制电路100将开关元件S11及开关元件S12控制为互不相同地接通/断开。即，控制电路100以如下方式进行控制，在开关元件S11处于接通状态时使得开关元件S12变为断开状态，相反地在开关元件S12处于接通状态时使得开关元件S11变为断开状态。同样地，控制电路100将开关元件S21及开关元件S22控制为互不相同地接通/断开。
另外，控制电路100基于第1半桥电路10a的输出电压与第2半桥电路10b的输出电压的相位差而对电力变换装置200的输出电压进行控制。输出电压的相位差是指，在以开始从第1半桥电路10a对初级绕组31输出电压的时间为基准的情况下，相对于该基准时间直至第2半桥电路10b开始对初级绕组31输出电压为止的时间差。换言之，输出电压的相位差是指，第1半桥电路10a中包含的开关元件S11导通且开关元件S12截止的时间、与第2半桥电路10b中包含的开关元件S21导通且开关元件S22截止的时间的时间差。
这里，利用图2对说明电力变换装置200的动作时使用的各参数进行说明。图2是用于对电力变换装置200的动作说明所需的各参数进行说明的图。图2所示的电力变换装置的结构与图1所示的电力变换装置200的结构相同，对各结构标注相同的标号。因此，关于各结构的说明，适当地引用利用图1说明的内容。另外，图2中为了便于说明而未示出图1所示的所有标号，图1及图2中示出了相同的电力变换装置200，因此对于图2中未示出的标号，也利用图1所示的标号进行说明。
在本实施方式中，输入电压Vin是输入至电力变换装置200的直流电压，且是输入端子11a与输入端子11b之间的电压。另外，输出电压Vout是从电力变换装置200输出的直流电压，且是输出端子21a与输出端子21b之间的电压。输入电流Iin是输入至电力变换装置200的直流电流。输出电流Iout是从电力变换装置200输出的直流电流。
输出电压VL是从第1半桥电路10a的连接点O1对初级绕组31输出的电压。具体而言，输出电压VL是开关元件S12的漏极端子与源极端子之间的电压。例如，如果开关元件S11导通且开关元件S12截止，则第1半桥电路10a对初级绕组31输出从自输入端子11a输入的电压减去因开关元件S11的接通电阻引起的电压降所得的电压。相反，例如，如果开关元件S11截止且开关元件S12导通，则不从第1半桥电路10a对初级绕组31输出电压。
输出电压VR是从第2半桥电路10b的连接点O2对初级绕组31输出的电压。具体而言，输出电压VR是开关元件S22的漏极端子与源极端子之间的电压。开关元件S21导通且开关元件S22截止的情况下的的第2半桥电路10b的动作、以及开关元件S21截止且开关元件S22导通的情况下的第2半桥电路10b的动作分别与第1半桥电路10a的动作相同，因此引用第1半桥电路10a的说明内容。
施加电压Vx是对初级绕组31施加的电压，且是初级绕组31的一端与初级绕组31的另一端之间的电压。施加电压Vx由输出电压VL与输出电压VR的电压差表示。在本实施方式中，在输出电压VR大于输出电压VL的情况下，施加电压Vx设为正电压，在输出电压VR小于输出电压VL的情况下，施加电压Vx设为负电压。另外，在输出电压VR与输出电压VL相同的情况下，施加电压Vx设为零电压。
初级侧电流Ip是输入至初级绕组31的电流。如图2所示，初级侧电流Ip的正向设为从连接点O1按照漏电感33、初级绕组31的顺序向连接点O2流动的方向。次级侧电流ILf是滤波电感器9中流动的电流。如图2所示，次级侧电流ILf的正向设为从连接点O3通过滤波电感器9向次级绕组32的另一端流动的方向。
接下来，利用图3～图6对电力变换装置200的动作进行说明。图3是用于对电力变换装置200的动作进行说明的图。图3表示输出电压VL、VR、施加电压Vx以及初级侧电流Ip相对于时间t的特性。图4～图6分别表示在图3所示的时间t1a～t3a，在电力变换装置200中流动的电流的情形。图4～图6所示的电力变换装置200与图1、图2所示的电力变换装置200相同，因此适当地引用利用图1、图2说明的内容。另外，图4～图6中为了便于说明并未示出图1、图2所示的所有标号，图4～图6、图1以及图2中示出了相同的电力变换装置200，因此对于图4～图6中未示出的标号，也利用图1及图2所示的标号进行说明。
如图3所示，输出电压VL由相对于1个周期(1/fsw)为一半的接通期间(1/2fsw)的脉冲状的波形表示。另外，输出电压VR也由相对于1个周期(1/fsw)为一半的接通期间(1/2fsw)的脉冲状的波形表示。1个周期是指开关元件S11、S12、S21、S22的接通期间与断开期间相加所得的单位周期。此外，在下面的说明中，将开关元件S11、S12、S21、S22执行开关动作的频率称为开关频率fsw进行说明。
在时间0～t1a，负向的电流在初级绕组31中流动(Ip＜0)。另外，电压未从第1半桥电路10a以及第2半桥电路10b输入至初级绕组31(VL＝0、VR＝0)。连接点O1与连接点O2之间不存在电位差，施加电压Vx变为零电压(Vx＝0)。此外，在时间0～t1a，开关元件S11、S21处于断开状态，开关元件S12、S22处于接通状态。
在时间t1a，负向的电流在初级绕组31中流动(Ip＜0)。此时，开关元件S11导通，开关元件S12截止。由此，规定的电压从第1半桥电路10a输入至初级绕组31(VL＞0、VR＝0)。连接点O1的电压大于连接点O2的电压。施加电压Vx变为规定的正电压(Vx＞0)。
图4是用于对图3所示的时间t1a的电力变换装置200的动作进行说明的图。如图4所示，在时间t1a，通过输出电容器7的放电动作而使得电流在次级侧电路2中从输出电容器7的一端按照二极管5的接合电容5a、次级绕组32、滤波电感器9的顺序向输出电容器7的另一端的方向流动。该电流是在由滤波电感器9、输出电容器7以及二极管5的接合电容5a构成的谐振电路中流动的电流。而且，次级侧电路2的谐振电路中流动的电流经由绝缘变压器3而向初级侧电路1流动。在初级侧电路1中，电流以初级绕组31中流动的电流方向与次级绕组32中流动的电流方向相反的方式流动。在初级侧电路1中，电流从初级绕组31的一端按照漏电感33、二极管D11、开关元件S21的顺序向初级绕组31的另一端的方向流动。此外，在时间t1a，开关元件S21处于断开状态，因此图4所示的电流经由开关元件S21的输出电容(未图示)而从漏极端子向源极端子流动。
这里，关注开关元件S11，开关元件S11处于断开状态，电流经由二极管D11而从源极端子向漏极端子的方向流动。即，在开关元件S11中，漏极端子与源极端子之间的电压变为零电压。通常，开关元件中因内部构造而在漏极端子与源极端子之间存在接通电阻。因此，例如，在漏极端子与源极端子之间存在规定的电压的状态下，如果开关元件导通，则产生基于漏极端子与源极端子之间的电压及接通电阻的消耗电力，导致电力变换效率下降(也称为开关损失)。
与此相对，在漏极端子与源极端子之间的电压为零电压的状态下，如果开关元件S11导通，则在开关元件S11产生的消耗电力大幅降低，能够提高电力变换效率。在下面的说明中，为了便于说明而将这种开关元件的动作称为ZVS(Zero Voltage Switching)、零电压开关或者软开关。此外，ZVS等动作中还包含开关元件在漏极端子与源极端子之间的电压为零电压的状态下截止的动作。
在本实施方式中，在设置于次级侧电路2的谐振电路、即由整流电路4的一部分以及滤波电感器9构成的谐振电路中流动的电流经由绝缘变压器3而从开关元件S11或开关元件S12的源极端子向漏极端子的方向流动的期间，控制电路100使开关元件S11或者开关元件S12导通。由此，在开关元件S11或开关元件S12导通时，能够实现软开关。
再次利用图3对电力变换装置200的动作进行说明。在时间t1a～t2a，正向电流在初级绕组31中流动(Ip＞0)。另外，规定的电压从第1半桥电路10a输入至初级绕组31(VL＞0、VR＝0)。施加电压Vx变为规定的正电压(Vx＞0)。此外，在时间t1a～t2a，开关元件S12、S21处于断开状态，开关元件S11、S22处于接通状态。
在时间t2a，正向电流在初级绕组31中流动(Ip＞0)。此时，开关元件S21导通，开关元件S22截止。由此，从规定的电压从第1半桥电路10a输入的状态起，规定的电压进一步从第2半桥电路10b输入至初级绕组31(VL＞0、VR＞0)。如果输出电压VL与输出电压VR相同，则连接点O1与连接点O2的电位差消失，施加电压Vx变为零电压(Vx＝0)。
图5是用于对图3所示的时间t2a的电力变换装置200的动作进行说明的图。如图5所示，在时间t2a，在次级侧电路2中，通过输出电容器8的放电动作而使得电流从输出电容器8的一端向滤波电感器9、次级绕组32、二极管6的接合电容6a、输出电容器8的另一端的方向流动。该电流是在由滤波电感器9、输出电容器8以及二极管6的接合电容6a构成的谐振电路中流动的电流。而且，在次级侧电路2的谐振电路中流动的电流经由绝缘变压器3而向初级侧电路1流动。在初级侧电路1中，电流以初级绕组31中流动的电流的方向与次级绕组32中流动的电流的方向相反的方式流动。在初级侧电路1中，电流从输入端子11a按照开关元件S11、漏电感33、初级绕组31、开关元件S22的顺序向输入端子11b的方向流动。
这里，关注开关元件S22，如果开关元件S22截止，则利用开关元件S22的输出电容(电容器C22)而使得电压的升高相对于电流的下降滞后。因此，在漏极端子与源极端子之间的电压差较小的状态下，开关元件S22截止。其结果，在开关元件S22中，进行虚拟的软开关。由此，在截止时也能够抑制开关损失而提高电力变换效率。
再次利用图3对电力变换装置200的动作进行说明。在时间t2a～t3a，正向电流在初级绕组31中流动(Ip＞0)。另外，规定的电压从第1半桥电路10a以及第2半桥电路10b输入至初级绕组31(VL＞0、VR＞0)。施加电压Vx变为零电压(Vx＝0)。此外，在时间t2a～t3a，开关元件S12、S22处于断开状态，开关元件S11、S21处于接通状态。
在时间t3a，正向电流在初级绕组31中流动(Ip＞0)。此时，开关元件S12导通，开关元件S11截止。由此，电压未从第1半桥电路10a输入至初级绕组31，规定的电压从第2半桥电路10b输入至初级绕组31(VL＝0、VR＞0)。连接点O1的电压小于连接点O2的电压，施加电压Vx变为负电压(Vx＜0)。
图6是用于对图3所示的时间t3a的电力变换装置200的动作进行说明的图。如图6所示，在时间t3a，在次级侧电路2中，通过输出电容器8的放电动作而使得电流从输出电容器8的一端向滤波电感器9、次级绕组32、二极管6的接合电容6a、输出电容器8的另一端的方向流动。该电流是在由滤波电感器9、输出电容器8以及二极管6的接合电容6a构成的谐振电路中流动的电流。而且，在次级侧电路2的谐振电路中流动的电流经由绝缘变压器3而在初级侧电路1中流动。在初级侧电路1中，电流以初级绕组31中流动的电流的方向与次级绕组32中流动的电流的方向相反的方式流动。在初级侧电路1中，电流从初级绕组31的另一端按照开关元件S22、二极管D12、漏电感33的顺序向初级绕组31的一端的方向流动。此外，在时间t3a，开关元件S22处于断开状态，因此图6所示的电流从漏极端子经由开关元件S22的输出电容(未图示)而向源极端子流动。
这里，关注开关元件S12，开关元件S12处于断开状态，电流从源极端子经由二极管D12而向漏极端子的方向流动。即，在开关元件S12中，漏极端子与源极端子之间的电压变为零电压。在该状态下，如果开关元件S12导通，则在开关元件S12进行软开关，开关元件S12产生的消耗电力大幅降低而能够提高电力变换效率。
在本实施方式中，在输出电压VL与输出电压VR的相位差D(也称为时间比率D)满足下式(1)的情况下，如图3所示，控制电路100能够使得电流连续地在绝缘变压器3中流动。下面，为了便于说明而将这种电力变换装置200的动作称为电流连续模式。
[数学式1]
D＞Vout/(NVin) (I)
其中，D表示时间比率，N表示初级绕组31和次级绕组32的匝数比，Vin表示电力变换装置200的输入电压，Vout表示电力变换装置200的输出电压。
在电流连续模式下，在电流从开关元件S11的源极端子向漏极端子流动的状态下，控制电路100使开关元件S11导通。同样地，在电流连续模式下，在电流从开关元件S12的源极端子向漏极端子流动的状态下，控制电路100使开关元件S12导通。由此，在电力变换装置200进行软开关而能够抑制开关损失。
另外，在电流连续模式下，即使在开关元件S22接通的状态下，控制电路100也利用开关元件S22的输出电容使电压的升高速度减慢而使开关元件S22截止。由此，能够在电力变换装置200进行虚拟的软开关而抑制开关损失。
至此对电力变换装置200的电流连续模式进行了说明，这里，利用图7对电流不连续模式的电力变换装置200的动作进行说明。电流不连续模式是指，相对于电流连续模式形成对照关系的模式，且是时间比率D不满足上式(1)的情况下的电力变换装置200的动作。图7是电流不连续模式下的电力变换装置的动作的一个例子。图7表示输出电压VL、VR、施加电压Vx以及初级侧电流Ip相对于时间t的特性。
在图7所示的时间比率D1’不满足上式(1)的情况下，产生电流未在初级绕组31中流动的期间(变为零电流的期间)，因此电流未连续地在绝缘变压器3中流动。例如，时间t1b是从第1半桥电路10a对初级绕组31施加了规定的电压的时间(VL＞0)，且是与图3所示的时间t1a对应的时间。然而，在时间比率D1’不满足上式(1)的情况下，在时间t1b，电流未在初级绕组31中流动(Ip＝0)。在该情况下，图3所示的电流未在初级侧电路1中流动，因此在断开状态的开关元件S11中，在漏极端子与源极端子之间产生规定的电压。如果开关元件S11在该状态下导通，则在开关元件S11中基于漏极端子与源极端子之间的电压和接通电阻而产生消耗电力，从而产生开关损失。在漏极端子与源极端子之间产生规定的电压的状态下，将使开关元件导通的动作设为与软开关形成对照关系的动作而称为硬开关。此外，在图7中，即使在时间t3b电流也未在初级绕组31中流动(Ip＝0)。因此，在断开状态的开关元件S12中，在漏极端子与源极端子之间产生规定的电压，如果开关元件S12导通，则进行硬开关。
在图7的例子中，从时间t2b起经过一段时间，并且初级绕组31中流动的电流减小。而且，在时间t2b～时间t3b中的规定时间，电流未在初级绕组31中流动(Ip＝0)。因绝缘变压器3的特性而引起这种特性。在时间t2b～时间t3b所示的期间，施加电压Vx为零电压，未对初级绕组31施加电压。在电流不连续模式下，在电压未施加于初级绕组31的期间(也称为无效电力的期间)，初级绕组31中流动的电流为零电流。
因此，本实施方式所涉及的控制电路100对时间比率D进行控制，而在电压未施加于该初级绕组31的期间利用设置于次级侧电路2的谐振电路产生谐振电流，即使在电流不连续模式下，也与电流连续模式相同地，电流连续地在初级侧电路1中流动。由此，即使在电流不连续模式下，也与电流连续模式相同地，在断开状态的开关元件中，能够使得电流经由续流二极管从源极端子向漏极端子的方向流动。而且，在电流从源极端子向漏极端子流动的期间，控制电路100使开关元件导通。其结果，即使在电流不连续模式下，也与电流连续模式相同地，能够实现软开关动作。
具体而言，控制电路100以使得时间比率D满足下式(2)的方式对开关元件S11、S12、S21、S22进行控制。
[数学式2]
其中，D表示时间比率，N表示初级绕组31和次级绕组32的匝数比，Vin表示电力变换装置200的输入电压，Vout表示电力变换装置200的输出电压，fsw表示开关元件的开关频率，fres表示次级侧电路2中包含的谐振电路的谐振频率，n表示自然数。
另外，谐振频率fres由下式(3)、(4)表示，并且谐振频率fres和开关频率fsw满足下式(5)的关系。
[数学式3]
[数学式4]
[数学式5]
fres≥2nfsw (5)
其中，fres表示次级侧电路2中包含的谐振电路的谐振频率，ωres表示谐振角频率。另外，Cjd表示接合电容5a或6a的电容值，N表示初级绕组31和次级绕组32的匝数比，Ls表示漏电感33的电感值，Lf表示滤波电感器9的电感值。另外，fsw表示各开关元件S11、S12、S21、S22的开关频率，fres表示设置于次级侧电路2的谐振电路的谐振频率，n表示自然数。
如上所述，设置于次级侧电路2的谐振电路是，由滤波电感器9、输出电容器7以及二极管5的接合电容5a构成的谐振电路、以及由滤波电感器9、输出电容器8以及二极管6的接合电容6a构成的谐振电路。在本实施方式中，输出电容器7的电容值与输出电容器8的电容值设为相同，二极管5的接合电容5a的电容值与二极管6的接合电容6a的电容值设为相同。因此，如上式(3)、(4)所示，由一个谐振频率规定。
另外，谐振电路中流动的电流经由绝缘变压器3而在初级侧电路1的漏电感33中流动，在本实施方式中，漏电感33的电感值充分小于滤波电感器9的电感值。并且，二极管5的接合电容5a的电容值以及二极管6的接合电容6a的电容值充分小于各输出电容器7、8的电容值。因此，如上式(4)所示，谐振频率由二极管5的接合电容5a的电容值或二极管6的接合电容6a的电容值、以及滤波电感器9的电感值规定。
接下来，关于时间比率D满足上式(2)的情况以及不满足上式(2)的情况，分别利用图8及图9对电力变换装置200的动作进行说明。图8是时间比率D2满足上式(2)的情况下的电力变换装置200的动作的一个例子。图8表示输出电压VL、VR、施加电压Vx以及初级侧电流Ip相对于时间t的特性。
对图8和图7进行比较，图7中存在电流未在初级绕组31中流动的期间，在图8中，规定的电流连续地在初级绕组31中流动。例如，时间t1c是从第1半桥电路10a对初级绕组31施加规定的电压的时间(VL＞0)，且是与图3所示的时间t1a或图7所示的时间t1b对应的时间。在时间比率D2满足上式(2)的情况下，在时间t1c，负向电流在初级绕组31中流动(Ip＜0)。在断开状态的开关元件S11中，电流从源极端子经由二极管D11而向漏极的方向流动，在开关元件S11中，漏极端子与源极端子之间的电压变为零电压。如果开关元件S11在该状态下导通，则与图3所示的时间t1a的动作同样地执行软开关。
另外，时间t3c是不从第1半桥电路10a向初级绕组31输出电压的时间(VL＝0)，且是与图3所示的时间t3a或图7所示的时间t3b对应的时间。在时间t3c，正向电流在初级绕组31中流动(Ip＞0)。因此，在断开状态的开关元件S12中，电流从源极端子经由二极管D12而向漏极的方向流动，在开关元件S12中，漏极端子与源极端子之间的电压变为零电压。如果开关元件S12在该状态下导通，则与图3所示的时间t3a的动作同样地执行软开关。
图9是时间比率D2’不满足上式(2)的情况下的电力变换装置200的动作的一个例子。图9表示输出电压VL、VR、施加电压Vx以及初级侧电流Ip相对于时间t的特性。
对图9和图8进行比较，规定的电流始终在初级绕组31中流动这一点相通，在开关元件S11、S12导通的定时(timing)，初级绕组31中流动的电流的方向不同。例如，图9所示的时间t1d是从第1半桥电路10a对初级绕组31施加了规定电压的时间(VL＞0)，且是与图8所示的时间t1c对应的时间。在时间比率D2’不满足上式(2)的情况下，在时间t1d，正向电流在初级绕组31中流动(Ip＞0)。初级绕组31中流动的电流的方向与图9所示的时间t1c下在初级绕组31中流动的电流的方向存在相反方向的关系。因此，在断开状态的开关元件S11中，电流至少未从源极端子经由二极管D11而向漏极的方向流动。在该情况下，在开关元件S11中，在漏极端子与源极端子之间产生规定的电压，如果开关元件S11导通，则执行硬开关。
另外，例如，图9所示的时间t3d是变得未从第1半桥电路10a向初级绕组31输出电压的时间(VL＝0)，且是与图8所示的时间t3c对应的时间。在时间t3d，负向电流在初级绕组31中流动(Ip＜0)。初级绕组31中流动的电流的方向与图9所示的时间t3c下在初级绕组31中流动的电流的方向存在相反方向的关系。因此，在断开状态的开关元件S12中，电流至少未从源极端子经由二极管D12而向漏极的方向流动。在该情况下，在开关元件S12中，在漏极端子与源极端子之间产生规定的电压，如果开关元件S12导通，则执行硬开关。
如利用图8及图9说明的那样，利用设置于次级侧电路2的谐振电路产生谐振电流，即使在谐振电流经由绝缘变压器3而在初级侧电路中流动的情况下，也根据时间比率D是否满足上式(2)而执行软开关或硬开关。在时间比率D满足上式(2)的情况下，在开关元件导通时，电流从源极端子向漏极端子的方向流动，因此执行软开关。相反，在时间比率D不满足上式(2)的情况下，在开关元件导通时，电流未从源极端子向漏极端子的方向流动，执行硬开关。另外，时间比率D是对电力变换装置200的输出电力造成影响的参数。因此，根据必须输出的电力的大小，时间比率D不满足上式(2)，执行硬开关。
接下来，利用图10对时间比率D和电力变换装置200的输出电力的关系进行说明。图10是输出电力相对于时间比率的特性的一个例子。在图10中，横轴表示时间比率(D)，纵轴表示电力变换装置200的输出电力(P)。在时间比率D为0～D5的范围内，电力变换装置200以电流不连续模式而执行动作，在时间比率D为D5以后的范围内，电力变换装置200以电流连续模式而执行动作。
如图10所示，关于时间比率D，存在输出电力P随着时间比率D的增大而增大的范围(也称为第1范围)、以及输出电力P随着时间比率D的增大而减小的范围(也称为第2范围)这2个范围。另外，在时间比率D增大的同时，第1范围和第2范围交替反复出现。
例如，在时间比率D为0～D1、D2～D3、D4～D5的范围内，如果使时间比率D增大，则输出电力P增大，因此上述范围相当于第1范围。在该范围内，时间比率D不满足上式(2)。即，在第1范围内，在初级侧电路1中执行硬开关，无法抑制电力变换装置200的开关损失。相反，例如，在时间比率D为D1～D2、D3～D4的范围内，如果使时间比率D增大，则输出电力P减小，因此上述范围相当于第2范围。在该范围内，时间比率D满足上式(2)。即，在第2范围内，在初级侧电路1中执行软开关，能够实现对电力变换装置200的开关损失的抑制。
关于本实施方式所涉及的控制电路100，在需要输出较低的电力的情况下，考虑图10所示的输出电力相对于时间比率的特性而进行时间比率的选择。例如，在使用第1范围内的时间比率时输出的电力、与使用第2范围内的时间比率时输出的电力一致的情况下，控制电路100选择第2范围内的时间比率。换言之，控制电路100优先选择第2范围内的时间比率。如果使用图10的例子，则例如在需要使输出电力P3输出的情况下，作为能够选择的时间比率，为第1范围(D2～D3)内的时间比率、或者第2范围(D3～D4)内的时间比率的任一者。在使用第1范围(D2～D3)内的时间比率时的输出电力P3、与使用第2范围(D3～D4)内的时间比率时的输出电力P3一致的情况下，控制电路100选择第2范围(D3～D4)内的时间比率。由此，在电流不连续模式下，与硬开关相比优先执行软开关，能够抑制开关损失。
然而，还存在如下问题，即，因使用的时间比率的范围受到限制而导致能够输出的电力受到限制。例如，在图10的例子中，在控制电路100使用第2范围(D1～D2、D3～D4)内的时间比率D时，电力变换装置200能够输出的输出电力P限制为P1～P2、P3～P4的范围。换言之，在需要输出该范围的电力的情况下，能够利用软开关抑制开关损失。相反，在图10的例子中，在需要输出除了P1～P2、P3～P4以外的范围(0～P1、P2～P3、P4～P5)的电力的情况下执行硬开关。因此，在需要输出0～P1、P2～P3、P4～P5的范围的电力的情况下，无法抑制开关损失。对能够实施软开关的输出电力的范围进行限制是因时间比率D是否满足上式(2)引起的。
这里，利用图11对提高设置于次级侧电路2的谐振电路的谐振频率的情况下的时间比率D和电力变换装置200的输出电力的关系进行说明。图11是与图10所示的输出电力特性的的情况相比而谐振频率更高的情况下的输出电力相对于时间比率的特性的一个例子。在图11中，横轴表示时间比率(D)，纵轴表示电力变换装置200的输出电力(P)。在时间比率D为0～D7’的范围内，电力变换装置200以电流不连续模式而执行动作，在时间比率D为D7’以后的范围内，电力变换装置200以电流连续模式而执行动作。
对图11和图10进行比较，因谐振频率升高而导致第2范围在电流不连续模式下扩大。具体而言，在图10中，D1～D2、D3～D4这2个范围相当于第2范围，与此相对，在图11中，D1’～D2’、D3’～D4’、D5’～D6’这3个范围相当于第2范围。即，通过提高谐振频率，能够使能执行软开关的时间比率的范围扩大。
另外，随着能够实现软开关的时间比率的范围的扩大，通过软开关而能够输出的电力的范围也扩大。在图10中，在控制电路100使用第2范围(D1～D2、D3～D4)的时间比率D时，电力变换装置200能够输出的输出电力P处于P1～P2以及P3～P4的范围，与此相对，在图11中，在控制电路100使用第2范围(D1’～D2’、D3’～D4’、D5’～D6’)内的时间比率D时，电力变换装置200能够输出的输出电力P扩大为0～P1’、P1’～P3’、P2’～P4’的范围。具体而言，在图10中，通过硬开关而将输出电力P2～P3的范围输出，在图11中，该输出电力的范围包含于输出电力P1’～P2’的范围，能够通过软开关而输出。即，通过提高谐振频率，能够使通过软开关而能够输出的电力的范围扩大。由此，能够在较大的输出电力的范围内提高电力变换效率。
作为将谐振频率提高到何种程度的目标，例如，优选将谐振频率提高为大于或等于开关频率的6倍。此外，关于谐振频率的设定，并不局限于设定为大于或等于开关频率的6倍，可以根据开关元件的特性、滤波电感的特性、二极管5、6的特性等而适当地变更谐振频率。
另外，在图11的例子中，在控制电路100使用第2范围(D3’～D4’)内的时间比率D34’时、或者控制电路100使用第2范围(D5’～D6’)内的时间比率D6’时，电力变换装置200都能够将输出电力P2’输出。在该情况下，控制电路100通过对时间比率D34’和时间比率D6’进行比较而选择值较小的时间比率。在图11的例子中，时间比率D34’小于时间比率D6’，因此控制电路100选择时间比率D34’。
在图11的例子中，时间比率D34’包含于第2范围(D3’～D4’)，位于输出电力P随着时间比率D的增大而缓慢地减小的中途。另一方面，时间比率D6’是第2范围(D5’～D6’)中的最大值，并且还是相对于第1范围(D6’～D7’)的边界值。因此，时间比率D6’是输出电力的拐点。关于相对于时间比率的误差(例如运算误差、测定误差)而变动的输出电力P的大小，与使用时间比率D34’时相比，使用时间比率D6’时更大。在本实施方式中，在使用特定的第2范围内的时间比率时的输出电力、和使用其他的第2范围(包含多个范围)内的时间比率时的输出电力一致的情况下，控制电路100对各时间比率进行比较而选择值最小的时间比率。由此，能够防止使用拐点附近的时间比率，实现输出电力的控制的稳定性。
另外，在本实施方式中，在使输出电力P阶梯式地增大或减小的情况下，相对于第1范围内的时间比率，控制电路100优先选择第2范围内的时间比率。利用图11的例子进行说明，例如，需要使输出电力P阶梯式地增大至0～P4’。在该情况下，在使输出电力P增大至0～P1’时，控制电路100选择第2范围(D1’～D2’)内的时间比率而并非第1范围(0～D1’)内的时间比率。接下来，在使输出电力P增大至P1’～P3’时，在利用第2范围(D1’～D2’)内的时间比率时的输出电力P、与利用第2范围(D3’～D4’)内的时间比率时的输出电力P以输出电力P1’而一致的情况下，控制电路100使对时间比率进行控制的范围从第2范围(D1’～D2’)向第2范围(D3’～D4’)变更。而且，控制电路100利用第2范围(D3’～D4’)内的时间比率而使输出电力P从P1’增大。这里，在利用第2范围(D3’～D4’)内的时间比率时，能够以P1’～P3’的范围而将输出电力P输出，在利用第2范围(D3’～D4’)内的时间比率时的输出电力P、与利用第2范围(D5’～D6’)内的时间比率时的输出电力P以输出电力P2’而一致的情况下，控制电路100使对时间比率进行控制的范围从第2范围(D3’～D4’)向第2范围(D5’～D6’)变更。控制电路100利用第2范围(D5’～D6’)内的时间比率而使输出电力P阶梯式地从P2’增大至P4’。此外，在上述例子中，控制电路100在各第2范围使输出电力P增大的控制是减小时间比率D的控制。
接下来，对电流连续模式下的时间比率与输出电力的关系进行说明。在本实施方式中，在电力变换装置200以电流连续模式而执行动作的情况下，控制电路100在第1范围内对时间比率进行控制。在图10及图11的例子中，在电力变换装置200以电流连续模式而执行动作的时间比率的范围内，输出电力随着时间比率的增大而增大。该增大的比例小于输出电力在电流不连续模式下增大的比例。这是因为，利用还设置于次级侧电路2的滤波电感器9对输出电流进行了限制。输出电流的大小与滤波电感器9的电感值形成反比例的关系。
在本实施方式中，作为滤波电感器9，使用具有电感值随着滤波电感器9中流动的电流的增大而减小的特性的电感器。例如，能举出利用磁性体的磁饱和特性的电感器。作为具有这种特性的电感器，能举出可饱和电感器。由此，在特定的输出电流的范围内维持较高的电感值，但在超出该范围的输出电流时电感值减小，因此即使在电流连续模式之类的输出电流增大的情况下，也能够使得能输出的电力的范围扩大。
如上，本实施方式所涉及的电力变换装置200具有：变换电路10，其具有开关元件S11、S12、S21、S22，通过各开关元件的开关动作而将直流电压变换为交流电压；绝缘变压器3，其输入侧与变换电路10连接；以及整流电路4，其与绝缘变压器3的输出侧连接。另外，电力变换装置200具有由滤波电感器9、输出电容器7以及二极管5的接合电容5a构成的谐振电路、以及由滤波电感器9、输出电容器8以及二极管6的接合电容6a构成的谐振电路。在谐振电路中流动的电流从开关元件S11或开关元件S12的源极端子经由绝缘变压器3而向漏极端子流动的期间，控制电路100使开关元件S11或开关元件S12导通。由此，不将用于执行软开关的开关元件设置于次级电路2而能够实现软开关，因此能够通过比较简单的控制而实现软开关。
另外，在本实施方式中，在未从变换电路10对初级绕组31施加电压的期间，控制电路100使开关元件S11或开关元件S12导通，以利用谐振电路进行谐振。在电流不连续模式下，谐振电流在无效电力的期间流动，由此能够与电流连续模式同样地执行软开关。其结果，即使在以电流不连续模式执行动作的输出电力较小的范围内，也能够抑制开关损失，实现电力变换效率的提高。
并且，在本实施方式中，变换电路10包含第1半桥电路10a以及第2半桥电路10b，第1半桥电路10a在高电位侧包含开关元件S11、且在低电位侧包含开关元件S12，第2半桥电路10b在高电位侧包含开关元件S21、且在低电位侧包含开关元件S22。在谐振电路中流动的电流从初级绕组31向从开关元件S11的源极端子至漏极端子的方向流动的情况下，控制电路100使开关元件S11导通。另外，在谐振电路中流动的电流从初级绕组31向从开关元件S12的源极端子至漏极端子的方向流动的情况下，控制电路100使开关元件S12导通。由此，在开关元件S11或开关元件S12导通时，能够根据变换电路10中流动的电流的方向而实现软开关。其结果，能够实现电力变换效率的提高。
并且，在本实施方式中，控制电路100对从第1半桥电路10a向初级绕组31输出电压的时间与从第2半桥电路10b向初级绕组31输出电压的时间的时间比率进行控制，以使得产生从变换电路10中包含的开关元件S11或开关元件S12的源极端子向漏极端子流动的电流。能够通过时间比率的控制而实现软开关，因此能够通过比较简单的控制而实现电力变换效率的提高。
另外，在本实施方式中，第1范围是指输出电力随着时间比率增大而增大的时间比率的范围，第2范围是指输出电力随着时间比率增大而减小的时间比率的范围。在利用第1范围内的时间比率时的输出电力与利用第2范围内的时间比率时的输出电流一致的情况下，控制电路100选择第2范围内的时间比率。由此，与硬开关相比而优先执行软开关，能够实现电力变换效率的提高。
并且，在本实施方式中，在随着时间的流逝而电流在绝缘变压器3中连续地流动的情况下、所谓电力变换装置200以电流连续模式执行动作的情况下，控制电路100在第1范围内对时间比率进行控制。由此，在需要输出较大电力的情况下，能够适当地输出所需的电力。
并且，在本实施方式中，第1半桥电路10a以及第2半桥电路10b中包含的各开关元件S11、S12、S21、S22的接通期间大致相同。另外，第1半桥电路10a对初级绕组31输出脉冲状的交流电压，第2半桥电路10b对初级绕组31输出脉冲状的交流电压。控制电路100通过对从第1半桥电路10a输出的电压与从第2半桥电路10b输出的电压的相位差进行控制而控制时间比率。通过对2个输出电压的相位差进行控制而能够控制时间比率，因此能够通过比较简单的控制而实现软开关。
另外，在本实施方式中，如果增大时间比率，则如图10或图11所示那样，第1范围和第2范围交替反复地出现。在利用特定的第2范围内的时间比率时的输出电力与利用其他第2范围内的时间比率时的输出电力一致的情况下，控制电路100使对时间比率进行控制的范围从特定的第2范围向其他第2范围变更。由此，例如，在需要阶梯式地增大或减小输出电力的情况下，能够在输出电力变化前后维持软开关，能够实现电力变换效率的提高。
并且，在本实施方式中，在利用特定的第2范围内的时间比率时的输出电力与利用其他第2范围内的时间比率时的输出电力一致的情况下，控制电路100选择值最小的时间比率。由此，能够防止使用拐点附近的时间比率，实现输出电力的控制的稳定性。
并且，在本实施方式中，谐振频率为大于或等于各开关元件S11、S12、S21、S22的开关频率的6倍的频率。由此，在输出较低电力的时间比率的范围内，能够产生能实现软开关的第2范围，能够在较大的输出电力的范围内提高电力变换效率。
另外，在本实施方式中，整流电路4包含滤波电感器9。另外，滤波电感器9具有如下特性，即，电感中流动的电流越增大，电感值越减小。由此，例如，在需要使电力变换装置200以电流连续模式执行动作而输出较大的电力的情况下，能够防止由滤波电感器9对输出电流进行限制，能够扩大能输出的电力的范围。
此外，以上说明的实施方式是为了容易理解本发明而记载的，其目的并非限定本发明。因此，上述实施方式中公开的各要素还包含属于本发明的技术范围的所有设计变更、等同物。
例如，在本说明书中，以电力变换装置200为例对本发明所涉及的电力变换装置进行了说明，但本发明并不限定于此。另外，在本说明书中，以变换电路10为例对本发明所涉及的变换电路进行了说明，但本发明并不限定于此。另外，在本说明书中，以绝缘变压器3为例对本发明所涉及的绝缘变压器进行了说明，但本发明并不限定于此。另外，在本说明书中，以整流电路4为例对本发明所涉及的整流电路进行了说明，但本发明并不限定于此。另外，在本说明书中，以由滤波电感器9、输出电容器7以及二极管5的接合电容5a构成的谐振电路、以及由滤波电感器9、输出电容器8以及二极管6的接合电容6a构成的谐振电路为例对本发明所涉及的谐振电路进行了说明，但本发明并不限定于此。另外，在本说明书中，以控制电路100为例对本发明所涉及的控制电路进行了说明，但本发明并不限定于此。
标号的说明
1…初级侧电路
10…变换电路
10a…第1半桥电路
10b…第2半桥电路
11a…输入端子
11b…输入端子
12…平滑电容器
2…次级侧电路
4…整流电路
5…二极管
5a…接合电容
6…二极管
6a…接合电容
7…输出电容器
8…输出电容器
9…滤波电感器
21a…输出端子
21b…输出端子
3…绝缘变压器
31…初级绕组
32…次级绕组
33…漏电感
100…控制电路
200…电力变换装置

Claims (12)

1.一种电力变换装置，其中，
所述电力变换装置具有：
变换电路，其具有开关元件，通过所述开关元件的开关动作而将直流电压变换为交流电压；
绝缘变压器，其输入侧与所述变换电路连接；
整流电路，其与所述绝缘变压器的输出侧连接；
谐振电路，其与所述绝缘变压器的输出侧连接，所述谐振电路包含滤波电感器以及接合电容；以及
控制电路，其对所述开关元件进行控制，
在从所述变换电路向所述绝缘变压器未施加电压、所述谐振电路中流动的电流从所述绝缘变压器的输出侧向所述绝缘变压器的输入侧流动、该电流从所述开关元件的低电位侧端子向高电位侧端子流动的期间，所述控制电路使所述开关元件导通，
所述控制电路以使得从所述变换电路输出至所述绝缘变压器的电压的时间比率(D)满足下式(1)的方式对所述开关元件进行控制，
其中，D表示所述时间比率，N表示所述绝缘变压器的匝数比，Vin表示所述电力变换装置的输入电压，Vout表示所述电力变换装置的输出电压，fsw表示所述开关元件的开关频率，fres表示所述谐振电路的谐振频率，n表示自然数。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
在未从所述变换电路对所述绝缘变压器的输入侧施加电压的期间内，所述控制电路以利用所述谐振电路使所述电流谐振的方式对所述开关元件的导通及截止的定时进行控制。
3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其中，
所述变换电路包含第1半桥电路以及第2半桥电路，
所述第1半桥电路包含第1高电位侧开关元件以及第1低电位侧开关元件，
所述第2半桥电路包含第2高电位侧开关元件以及第2低电位侧开关元件，
在所述电流从所述绝缘变压器向所述第1高电位侧开关元件的低电位侧端子流动的情况下，所述控制电路使所述第1高电位侧开关元件导通，在所述电流从所述绝缘变压器向所述第1低电位侧开关元件的低电位侧端子流动的情况下，所述控制电路使所述第1低电位侧开关元件导通。
4.根据权利要求3所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路对从所述第1半桥电路对所述绝缘变压器输出电压的时间、和从所述第2半桥电路对所述绝缘变压器输出电压的时间的比率进行控制，以产生所述电流。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
在利用第1范围内的所述比率时的电力变换装置的输出电力、与利用第2范围内的所述比率时的所述输出电力一致的情况下，所述控制电路选择所述第2范围内的所述比率，
所述第1范围是所述输出电力随着所述比率的增大而增大的所述比率的范围，
所述第2范围是所述输出电力随着所述比率的减小而增大的所述比率的范围。
6.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，
在随着时间的流逝而所述电流连续地在所述绝缘变压器中流动的情况下，所述控制电路对所述第1范围内的所述比率进行控制。
7.根据权利要求3所述的电力变换装置，其中，
所述第1高电位侧开关元件、所述第1低电位侧开关元件、所述第2高电位侧开关元件以及所述第2低电位侧开关元件的接通期间分别大致相同，
所述第1半桥电路对所述绝缘变压器输出脉冲状的第1电压，
所述第2半桥电路对所述绝缘变压器输出脉冲状的第2电压，
所述控制电路通过对所述第1电压与所述第2电压的相位差进行控制，而控制从所述第1半桥电路对所述绝缘变压器输出电压的时间、和从所述第2半桥电路对所述绝缘变压器输出电压的时间的比率。
8.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，
所述第1范围和所述第2范围交替反复出现，
在利用一个所述第2范围内的所述比率时的所述输出电力与利用另一个所述第2范围内的所述比率时的所述输出电力一致的情况下，所述控制电路使对所述比率进行控制的范围从所述一个第2范围向所述另一个第2范围变更。
9.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，
在利用一个所述第2范围内的所述比率时的所述输出电力与利用另一个所述第2范围内的所述比率时的所述输出电力一致的情况下，所述控制电路选择值最小的所述比率。
10.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，
所述谐振电路的谐振频率为大于或等于所述开关元件的开关频率的6倍的频率。
11.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其中，
所述整流电路包含电感器，
所述电感器中流动的电流越增大，所述电感器的电感值越减小。
12.一种电力变换装置的控制方法，所述电力变换装置具有将直流电压变换为交流电压的变换电路、绝缘变压器、整流电路、谐振电路以及控制电路，其中，
所述变换电路具有开关元件，
所述变换电路与所述绝缘变压器的输入侧连接，
所述整流电路与所述绝缘变压器的输出侧连接，
所述谐振电路与所述绝缘变压器的输出侧连接，并包含滤波电感器以及接合电容，
在从所述变换电路向所述绝缘变压器未施加电压、所述谐振电路中流动的电流从所述绝缘变压器的输出侧向所述绝缘变压器的输入侧流动、该电流从所述开关元件的低电位侧端子向高电位侧端子流动的期间，利用所述控制电路使所述开关元件导通，
所述控制电路以使得从所述变换电路输出至所述绝缘变压器的电压的时间比率(D)满足下式(1)的方式对所述开关元件进行控制，
其中，D表示所述时间比率，N表示所述绝缘变压器的匝数比，Vin表示所述电力变换装置的输入电压，Vout表示所述电力变换装置的输出电压，fsw表示所述开关元件的开关频率，fres表示所述谐振电路的谐振频率，n表示自然数。
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