JP2016163475A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】新たな部品の追加を必要とせず、起動時の突入電流や電圧サージの発生を抑えるソフトスタートが可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】直流コンバータを構成する昇降圧コンバータ回路１００と絶縁型ＬＬＣ共振コンバータである共振コンバータ回路２００が直列接続された電力変換装置において、制御部２０において、起動時に絶縁型共振コンバータ１００の第１のスイッチング素子７および第２のスイッチング素子８をスイッチングさせてスタートアップ処理を実施し、スタートアップ処理が開始された後に出力電圧目標値への追従制御を開始する。【選択図】図１

Description

本発明はコンバータを2段構成とし、ソフトスタートが可能な電力変換装置に関するものである。

特許文献１に示される従来の電力変換装置では、非絶縁型コンバータと絶縁型ブリッジコンバータにより構成されたDC(Direct Current)-DCコンバータであり、絶縁型ブリッジコンバータはＬＬＣ（ｔｗｏ ｉｎｄｕｃｔｏｒｓ（ＬＬ） ａｎｄ ａ ｃａｐａｃｉｔｏｒ（Ｃ））共振コンバータ方式を用いると共に、該コンバータを固定オンデューティ比、かつ固定スイッチング周波数で駆動し、電力変換装置の出力電圧を前段の非絶縁型コンバータのPWM（Pulse Width Modulation）制御により調整する。この電力変換装置は、後段のコンバータへの入力電圧変動を制御できるため、入力電圧の範囲が広くなったとしても、定常時での高効率な電力変換を可能としている。

また、特許文献２に示される電力変換装置では、AC(Alternating Current)-DCコンバータとDC-DCコンバータが平滑コンデンサを挟んで直列に接続された構成におけるソフトスタート方法として、前段のAC-DCコンバータ回路部によって平滑コンデンサの充電を完了した後に、後段のDC-DCコンバータの動作を開始する。これにより、起動時の突入電流の流入を回避するとともに、安定してDC-DCコンバータの動作開始を可能としている。

また、特許文献３ではLLC共振方式の電流共振型コンバータのソフトスタート方法について示しており、出力側に対して電力供給可能なスイッチング周波数にてソフトスタートを開始し、スイッチング周波数を漸減する。このようなソフトスタート制御方法によれば、ソフトスタート時に必ずスイッチング素子のZVS（Zero Voltage Switching）が成り立つため、電圧サージを抑制し、耐圧の低いスイッチング素子を選定できる。

また、特許文献４ではLLC共振方式の電流共振型コンバータのソフトスタート方法について示しており、固定スイッチング周波数および可変オンデューティ比にてスイッチング制御開始し、負荷電圧が所定の電圧に達すると、可変スイッチング周波数および固定オンデューティ比にて制御される。これにより、出力開始時の出力コンデンサへのサージ電流を防止する。

特開２０１３−２５８６０号公報 特許第５５３８６５８号公報 特許第５５９１００２号公報 特公表２０１３−５１６９５５公報

しかしながら、特許文献１においては、後段にLLC共振コンバータを備えた電力変換装置のソフトスタート方法については言及されておらず、例えば起動時にLLC共振コンバータを所定の固定オンデューティ比で起動した場合、出力コンデンサへの突入電流により素子故障を引き起こす恐れがあり、さらに前段の非絶縁型コンバータを先に動作させてLLC共振コンバータ入力部の平滑コンデンサを予め充電してしまうと、LLC共振コンバータ動作開始時の突入電流が一層大きくなってしまうなど、起動方法が考慮されていないという課題があった。

また、特許文献２においては、２つのコンバータが直列に接続された構成において、先に前段のコンバータを動作させることにより後段のコンバータの入力電圧を予め増加させるソフトスタート方法であるが、後段のDC-DCコンバータがLLC共振コンバータである場合に同様のソフトスタート方法を適用したとすると、LLC共振コンバータの入力電圧が増加した後にLLC共振コンバータ動作開始されるため、LLC共振コンバータの出力コンデンサに突入電流を生じてしまい、素子や回路に損傷を与える可能性があるという課題があった。

また、特許文献３及び４においては、LLC共振コンバータ単体のソフトスタートについて示されているが、前段に他のコンバータが接続されるなどによりLLC共振コンバータの入力電圧が制御可能な場合については言及されておらず、例えばLLC共振コンバータ前段に他のコンバータが直列に接続され、LLC共振コンバータのスイッチング開始よりも先に前段のコンバータが動作開始し、LLC共振コンバータの入力電圧を増加させてしまうと、LLC共振コンバータの出力コンデンサに突入電流を生じてしまい、素子や回路に損傷を与える可能性があるという課題があった。

本発明は上記のような問題点を解消するためになされたものであり、直流電力を出力するコンバータの後段にLLC共振コンバータが接続された電力変換装置において、新たな部品の追加を必要とせず、起動時の突入電流や電圧サージの発生を抑えるソフトスタートが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、
入力電源に接続され、スイッチング素子のスイッチングにより直流電圧を出力する直流コンバータと、
直流コンバータから出力された第１の直流電圧を入力して負荷へ第２の直流電圧を出力する絶縁型共振コンバータと、
直流コンバータと絶縁型共振コンバータの動作を制御する制御部と、を備え、
絶縁型共振コンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次側に接続された共振コンデンサおよび共振リアクトルと、共振コンデンサおよび共振リアクトルへの通電を制御する、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、トランスの2次側に接続された整流回路と、を有し、
制御部は、第２の直流電圧が出力電圧目標値に近づくように直流コンバータと絶縁型共振コンバータのスイッチング素子を制御する電力変換装置において、
制御部は、起動時に絶縁型共振コンバータの第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を出力電圧目標値への追従制御に先立ってスイッチングさせてスタートアップ処理を実施し、スタートアップ処理が開始された後に出力電圧目標値への追従制御を開始するものである。

本発明に係る電力変換装置によれば、直流コンバータとLLC共振コンバータを直列接続した電力変換装置において、LLC共振コンバータのスタートアップ処理の開始後に電力変換装置の出力電圧制御を開始することにより、新たな部品を追加することなく、起動時の出力コンデンサへの突入電流を防止するとともに、大電流のスイッチングにより生じるサージ電圧を抑制することができ、素子や回路の損傷を防止することができる。

本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の構成図である。 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を説明する図である。 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の共振コンバータ回路の電流経路を説明する図である。 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の共振コンバータ回路のゲインとスイッチング周波数の関係を説明する図である。 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の共振コンバータ回路のスイッチング周波数を直列共振周波数よりも低くした場合の各電圧電流波形を説明する図である。 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の共振コンバータ回路のスイッチング周波数を直列共振周波数よりも高くした場合の各電圧電流波形を説明する図である。 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置のソフトスタートを説明する図である。 本発明に係る実施の形態２の電力変換装置の構成図である。 本発明に係る実施の形態２の電力変換装置の共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を説明する図である。 本発明に係る実施の形態２の電力変換装置のソフトスタートを説明する図である。 本発明に係る実施の形態３の電力変換装置のソフトスタートを説明する図である。 本発明に係る実施の形態４の電力変換装置のソフトスタートを説明する図である。 本発明に係る実施の形態５の電力変換装置のソフトスタートを説明する図である。

以下、本発明に係る電力変換装置によるソフトスタート方式に関して好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
以下、本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の装置構成について説明する。図１は、本発明に係る実施の形態１の電力変換装置１０００の概略構成を示す図である。

＜装置構成＞
図１に示すように、電力変換装置１０００は、直流コンバータを構成するDC-DC（直流―変換器とも称す）である昇降圧コンバータ回路１００と絶縁型のLLC共振コンバータである共振コンバータ回路２００を直列接続して構成される。電力変換装置１０００は昇降圧コンバータ回路１００と共振コンバータ回路２００を制御するための制御部２０を備える。

電力変換装置１０００は、直流電源である直流電源５１からの入力電圧Ｖｉを昇降圧コンバータ回路１００によって任意の直流電圧に変換し、共振コンバータ回路２００から負荷５２へ出力電圧Ｖｏを出力する。

昇降圧コンバータ回路１００は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）等の半導体スイッチング素子１、４と、ダイオード２、５と、昇降圧リアクトル３と、平滑コンデンサ６とを備えている。半導体スイッチング素子１のドレイン端子は直流電源５１の正側端子と接続され、ソース端子はダイオード２のカソード端子及び昇降圧リアクトル３の一端と接続される。昇降圧リアクトル３の他端は半導体スイッチング素子４のドレイン端子及びダイオード５のアノード端子と接続され、ダイオード５のカソード端子は平滑コンデンサ６の正極に接続される。ダイオード２のアノード端子、半導体スイッチング素子４のソース端子、平滑コンデンサ６の負極は直流電源５１の負側端子と接続される。

共振コンバータ回路２００は、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子（第１のスイッチング素子）７、半導体スイッチング素子（第２のスイッチング素子）８と、共振コンデンサ９と、共振リアクトル１０と、トランス１１と、整流回路であるダイオード１２、１３と、出力コンデンサ１４を備えている。半導体スイッチング素子７、８の直列回路は昇降圧コンバータ回路１００と並列に接続されてハーフブリッジインバータを構成し、当該ハーフブリッジインバータの出力には共振コンデンサ９、共振リアクトル１０、トランス１１の１次巻線が直列に接続される。また、トランス１１の２次巻線はセンタータップを有し、センタータップは出力コンデンサ１４の負極および負荷５２の負側端子と接続され、トランス１１の他の２次巻線はダイオード１２、１３により整流されるよう出力コンデンサ１４の正極に接続される。

なお、半導体スイッチング素子１、４、７、８のそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオードが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子１、４、７、８にそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
また、半導体スイッチング素子１、４、７、８はＭＯＳＦＥＴ以外にもＩＧＢＴ等を用いても良い。
また、共振リアクトル１０はトランス１１の漏れインダクタンスにより形成されるものであっても良い。

また、図１の電力変換装置では、半導体スイッチング素子７、８の接続点から順に共振コンデンサ９、共振リアクトル１０、トランス１１の順に接続しているが、これに限定されず、共振コンデンサ９、共振リアクトル１０、トランス１１が直列に接続されていればよい。

また、電力変換装置１０００は、直流電源５１の入力電圧Ｖｉを測定する入力電圧測定回路２１、平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃを測定する平滑コンデンサ電圧測定回路２２、出力電圧Ｖｏを測定する出力電圧測定回路２３を備えている。

制御部２０は、信号線４１、４２、４３により、入力電圧測定回路２１、平滑コンデンサ電圧測定回路２２、出力電圧測定回路２３からの電圧検出値をそれぞれ取得し、制御線３１、３２、３３、３４により半導体スイッチング素子１、４、７、８をそれぞれオンオフ制御する。

＜動作＞
このように構成される本実施の形態１の電力変換装置１０００の動作について説明する。まず昇降圧コンバータ回路１００と共振コンバータ回路２００の動作原理について示す。

昇降圧コンバータ回路１００の降圧動作について、制御部２０は半導体スイッチング素子４をオフ固定させた状態で、半導体スイッチング素子１をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御することにより、入力電流および平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃ（第１の直流電圧とも称す）を制御することができる。具体的なＰＷＭ動作としては、半導体スイッチング素子１をオンすることにより、入力電圧Ｖｉと平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃの差分電圧により昇降圧リアクトル３を励磁しつつ平滑コンデンサ６を充電する。また、半導体スイッチング素子１をオフすることにより、平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃにより昇降圧リアクトル３を消磁しつつ平滑コンデンサ６を充電する。なお、降圧動作であるため、入力電圧Ｖｉ＞直流電圧Ｖｄｃとなる。

昇降圧コンバータ回路１００の昇圧動作について、制御部２０は半導体スイッチング素子１をオン固定させた状態で、半導体スイッチング素子４をＰＷＭ制御することにより、入力電流および平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃを制御することができる。具体的なＰＷＭ動作としては、半導体スイッチング素子４をオンすることにより、入力電圧Ｖｉにより昇降圧リアクトル３を励磁する。また、半導体スイッチング素子４をオフすることにより、入力電圧Ｖｉと平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃの差分電圧により昇降圧リアクトル３を励磁しつつ平滑コンデンサ６を充電する。なお、昇圧動作であるため入力電圧Ｖｉ≦直流電圧Ｖｄｃとなる。

なお半導体スイッチング素子１、４を同時にオンまたはオフさせてＰＷＭ制御することにより昇降圧制御することも可能であり、ここではその説明は省略するが、このような方法により制御するものであっても良い。

次に、本実施の形態１の共振コンバータ回路２００の動作原理について説明する。制御部２０は共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８をデッドタイムを挟んでほぼ５０％のオンデューティ比でそれぞれオンオフ制御する。

図２は、共振コンバータ回路２００をスイッチング動作させたときの各電圧電流波形を示す説明図である。なお、共振コンデンサ９と共振リアクトル１０とで構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆｓｒの半周期にデッドタイムを加えた時間を半周期とするスイッチング周波数ｆｓｗで動作させた場合の波形を示している。

図２では、半導体スイッチング素子７、８のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ７、Ｖｇｓ８、半導体スイッチング素子７、８のドレイン・ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ７、Ｖｄｓ８、トランス１１の１次側に印加される電圧Ｖｔｒ１、共振コンデンサ９や共振リアクトル１０に流れる電流（以下、「共振電流」と称する）ＩＬｒ、トランス１１の励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流ＩＬｍ、およびトランス１１の２次側整流用のダイオード１２、１３に流れる電流ＩＤ１２、ＩＤ１３の波形をそれぞれ示している。

また、図２において、時刻ｔ２、ｔ６は、半導体スイッチング素子７がターンオン、時刻ｔ３、ｔ７は、半導体スイッチング素子７がターンオフするタイミングを示している。また、時刻ｔ１、ｔ５は、半導体スイッチング素子８がターンオフ、時刻ｔ４、ｔ８は、半導体スイッチング素子８がターンオンするタイミングを示している。なお、半導体スイッチング素子７、８の一方がターンオフしてから他方がターンオンする間には、デッドタイム（ｔｄ）が設けられている。また、トランス１１の１次側に流れる電流は、共振コンデンサ９からトランス１１に流れる方向を正としている。

図３（ａ）〜（ｄ）は、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８がオンオフしているときの電流経路を、図２の各時刻と対応して示す説明図である。

図３（ａ）に示した時刻ｔ１〜ｔ２において、半導体スイッチング素子８がターンオフした直後は、共振電流ＩＬｒはトランス１１→共振リアクトル１０→共振コンデンサ９→半導体スイッチング素子７のボディダイオードの経路で流れる。

また、図３（ｂ）に示した時刻ｔ２〜ｔ３において、半導体スイッチング素子７のボディダイオードには直前まで電流が流れているため、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ７は０Ｖである。そのため、半導体スイッチング素子７のターンオン時はＺＶＳが成立する。半導体スイッチング素子７のターンオン後は、共振電流ＩＬｒは半導体スイッチング素子７→共振コンデンサ９→共振リアクトル１０→トランス１１の経路で流れる。なお、図中の実線は時刻ｔ２〜ｔ３のときの電流経路であり、点線は直前まで流れていた共振電流ＩＬｒの電流経路である。

また、図３（ｃ）に示した時刻ｔ３〜ｔ４において、半導体スイッチング素子７がターンオフした直後は、共振電流ＩＬｒは共振コンデンサ９→共振リアクトル１０→トランス１１→半導体スイッチング素子８のボディダイオードの経路で流れる。

また、図３（ｄ）で示した時刻ｔ４〜ｔ５において、半導体スイッチング素子８のボディダイオードには直前まで電流が流れているので、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ８は０Ｖである。そのため、半導体スイッチング素子８のターンオン時はＺＶＳが成立する。半導体スイッチング素子８のターンオン後は、共振電流ＩＬｒは半導体スイッチング素子８→トランス１１→共振リアクトル１０→共振コンデンサ９の経路で流れる。なお、図中の実線は時刻ｔ４〜ｔ５のときの電流経路であり、点線は直前まで流れていた共振電流ＩＬｒの電流経路である。

また、図３には示していないが、共振電流ＩＬｒと励磁電流ＩＬｍとの差分電流がトランス１１の２次側に流れ、ＩＬｒ＞ＩＬｍの場合にダイオード１２に電流ＩＤ１２が流れ、ＩＬｍ＞ＩＬｒの場合にダイオード１３に電流ＩＤ１３が流れる。

ここで、ＬＬＣ共振コンバータの周波数とゲインとの関係について説明する。なお、ゲインとはＬＬＣ共振コンバータである共振コンバータ回路２００の入出力電圧比のことである。

図４は、共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数とゲインとの関係を示す説明図である。ここで図４のＮｏｒｍａｌｉｚｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙとは規格化周波数ｆｎ（＝ｆｓｗ／ｆｓｒ）である。

図４より、トランス１１の励磁インダクタンスＬｍと共振リアクトル１０のインダクタンスＬｒとによって決まるインダクタンス比Ｌｎ（＝Ｌｍ／Ｌｒ）によって、スイッチング周波数ｆｓｗに対するゲイン特性は異なっている。図４において、インダクタンス比Ｌｎを小さく設計することにより、スイッチング周波数の変動に対するゲイン変動が大きくなる。この特性を利用し、ＬＬＣ共振コンバータは一般的にスイッチング周波数を制御してゲインを調整し、出力電圧Ｖｏを制御する。

また、図４よりインダクタンス比Ｌｎが大きくなるほどゲインが変化しづらいことが分かる。通常、図４に示したゲイン特性は負荷の大きさによっても変化するが、インダクタンス比Ｌｎが十分に大きければ負荷変動によるゲイン特性への影響は少ない。つまり、インダクタンス比Ｌｎが大きければ、急激な負荷変動に対しても安定した出力電圧Ｖｏを得ることができる。

本実施の形態１では、共振コンバータ回路２００のインダクタンス比Ｌｎを十分に大きくとり、周波数変動に対するゲイン変動が少なくなるよう、励磁インダクタンスＬｍと共振リアクトル１０のインダクタンスＬｒを決定することとする。

＜制御方法＞
以下では電力変換装置１０００の定常状態での制御について説明する。まず共振コンバータ回路２００の制御方法について説明する。

制御部２０は、図２に示したとおり、デッドタイムを挟んでほぼ５０％のオンデューティ比で、かつ共振コンデンサ９と共振リアクトル１０とで構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆｓｒの半周期にデッドタイムを加えた時間を半周期とするスイッチング周波数ｆｓｗで半導体スイッチング素子７、８を交互にオンする。つまり、共振コンバータ回路２００を固定オンデューティ比、固定スイッチング周波数にて動作させる。

一般的に、ＬＬＣ共振コンバータではＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）により高効率化するために、スイッチング周波数ｆｓｗと直列共振周波数ｆｓｒとが等しくなるように制御することが推奨されているが、実際には、デッドタイム分だけ半導体スイッチング素子のオン時間が短くなるため、ターンオフ損失が発生する。このため、次式（１）で表されるように、スイッチング周波数ｆｓｗの半周期と、直列共振周波数ｆｓｒの半周期にデッドタイムを加えた時間とが等しくなるように、スイッチング周波数を決定する。これは、以降の実施の形態にて後述するが、２次側整流回路が同期整流の場合に最も効果を発揮する。

対比のために、半導体スイッチング素子７、８のスイッチング周波数ｆｓｗを直列共振周波数ｆｓｒよりも十分低くした場合の各電圧電流波形を図５に示し、スイッチング周波数ｆｓｗを直列共振周波数ｆｓｒよりも十分高くした場合の各電圧電流波形を図６に示す

次に昇降圧コンバータ回路１００の制御方法について説明する。上記のとおり、制御部２０は共振コンバータ回路２００を固定オンデューティ比かつ固定スイッチング周波数にて制御するため、ＬＬＣ共振コンバータとしてのゲインは一定となる。従って、制御部２０は、昇降圧コンバータ回路１００の半導体スイッチング素子１、４をＰＷＭ制御し、平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃを調整することにより、出力電圧Ｖｏが目標値に近づくように制御する。

共振コンバータ回路２００のトランス１１の巻き数比をＮ：１：１（１次側がＮ）とすると、平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏ（第２の直流電圧とも称す）の関係式として次式（２）が成り立つ。

式（２）より、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏは単純な比例関係として表されることが分かる。制御部２０は、出力電圧Ｖｏ目標値またはそれから換算される直流電圧Ｖｄｃ目標値と、出力電圧測定回路２３または平滑コンデンサ電圧測定回路２２から得られた電圧値との差分を求め、ＰＩ制御によるフィードバック制御等によって昇降圧コンバータ回路１００の半導体スイッチング素子１、４をＰＷＭ制御することにより、出力電圧Ｖｏの追従制御を行う。

＜ソフトスタート方法＞
以下では、本実施の形態１における電力変換装置１０００のソフトスタート方法について図７を用いて説明する。図７は、昇降圧コンバータ回路１００の制御に用いる出力電圧Ｖｏ目標値、出力電圧Ｖｏ、共振コンバータ回路２００の制御に用いる半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比、直流電圧Ｖｄｃの時間推移波形を示す。なお、図中の太破線は、直流電圧Ｖｄｃが初期値を持っている場合について示している。

図７のｔ１０〜ｔ１２の期間が本実施の形態でのソフトスタート期間であり、制御部２０は、ｔ１０〜ｔ１１において共振コンバータ回路２００のスタートアップ、ｔ１１〜ｔ１２において昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御によるソフトスタートを実施する。

ｔ１０〜ｔ１１の期間では、制御部２０は、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比をデッドタイム分を差し引いたほぼ５０％のオンデューティ比まで漸増させる。またスイッチング周波数ｆｓｗは、上述した固定スイッチング周波数にて動作する。なお、ほぼ５０％のオンデューティ比は、図７では簡易的に０．５と記載している。これにより、例えば電力変換装置１０００が停止直後に再起動した場合など、太破線で示すように直流電圧Ｖｄｃが初期値を持った状態で動作開始したとしても、半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比は徐々に増加するため、平滑コンデンサ６が徐々に放電され、出力コンデンサ１４への突入電流を生じることなく、共振コンバータ回路２００のスイッチング動作を開始することができる。

ｔ１１〜ｔ１２の期間では、制御部２０は、出力電圧Ｖｏ目標値を０Ｖから所定の制御目標値まで漸増させ、昇降圧コンバータ回路１００のスイッチング素子１、４を制御することにより、出力電圧Ｖｏの追従制御を行う。これにより、出力コンデンサ１４及び負荷５２への急激な電圧出力が防止され、突入電流を抑制できる。また、出力電圧Ｖｏ目標値の変化が緩やかなため、オーバーシュートなどの制御変動を抑制できる。

以上説明した実施の形態１の電力変換装置１０００のソフトスタート方法によれば、昇降圧コンバータ回路１００と共振コンバータ回路２００を直列接続した構成において、共振コンバータ回路２００のスタートアップ処理を開始した後に昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御を開始することにより、共振コンバータ回路２００のスイッチング開始時に直流電圧Ｖｄｃを低電圧に保つことができ、共振コンバータ回路２００のスタートアップ期間に生じる突入電流や、その突入電流をスイッチングすることによって発生する電圧サージを抑えることができる。また、突入電流や電圧サージを新たな部品を追加することなく抑えることができ、素子や回路の損傷を防止することができる。

また、共振コンバータ回路２００のインダクタンス比Ｌｎを十分大きくし、固定オンデューティ比及び固定スイッチング周波数で制御し、昇降圧コンバータ回路１００のＰＷＭ制御により出力電圧Ｖｏ目標値への追従制御を実行するという構成であったとしても、出力コンデンサ１４に突入電流を生じることなくスイッチング動作の開始が可能である。

また、共振コンバータ回路２００のオンデューティ比を漸増させることにより、共振コンバータ回路２００の出力電圧が徐々に増加し、出力コンデンサ１４への突入電流を生じることなく、共振コンバータ回路２００のスイッチング動作を開始することができる。オンデューティ比が十分に高くなるまでは共振電流がスイッチングされ、ＺＣＳ不成立のためトランス１１の２次側に電圧サージを生じるが、徐々にオンデューティ比を増加させながら直流電圧Ｖｄｃの電圧を低下させることで、電圧サージは抑えられる。また、オンデューティ比をほぼ５０％まで増加させることにより、昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏ制御の制御へ円滑につなげることができる。

また、共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗを固定したままソフトスタート実行することにより、ソフトスタートを簡易に実現可能である。

また、共振コンバータ回路２００によるスタートアップ処理が完了した後に昇降圧コンバータ回路１００の制御を開始することにより、直流電圧Ｖｄｃが完全に安定した状態でフィードバック制御を開始することができ、常に同じ制御性能にて動作開始可能となる。

また、出力電圧Ｖｏ目標値を定常状態での制御目標値まで漸増させることにより、出力コンデンサ１４及び負荷５２への急激な電圧出力が防止され、突入電流を抑制できる。また、出力電圧Ｖｏ目標値の変化が緩やかなため、オーバーシュートなどの制御変動を抑制できる。

また、共振コンバータ回路２００の入力電圧となる直流電圧Ｖｄｃを制御可能なＤＣＤＣコンバータである昇降圧コンバータ回路１００を前段に備えているため、共振コンバータ回路２００の起動時の突入電流および電圧サージを抑えることができる。

なお、上記実施の形態１では共振コンバータ回路２００の前段に昇降圧コンバータ回路１００を備える構成について記載したが、これに限らず、他のコンバータ回路を備えるものであっても良い。例えば昇降圧コンバータ回路１００ではなく降圧コンバータ回路を備えていた場合には、図１に示した半導体スイッチング素子４を除去、ダイオード５を短絡した回路となるが、上記のソフトスタート方法とすることにより、共振コンバータ回路２００のスイッチングを開始する時点での直流電圧Ｖｄｃを低く保つことができ、突入電流および電圧サージを抑制することができる。

また、例えば昇降圧コンバータ回路１００ではなく昇圧コンバータ回路を備えていた場合、図１に示した半導体スイッチング素子１を短絡、ダイオード２を除去した回路となる。この場合、昇圧コンバータ回路が停止状態であっても平滑コンデンサ６が充電され、直流電圧Ｖｄｃは入力電圧Ｖｉｎと等しくなる。このような構成であっても上記のソフトスタート方法をとることにより、共振コンバータ回路２００のスイッチングを開始する時点で昇圧コンバータ回路は動作させず、直流電圧Ｖｄｃを極力低く保つことができ、突入電流および電圧サージを抑制することができる。

また、上記実施の形態１では入力に直流電源５１を備えているが、これに限るものではなく、交流電源を備え、共振コンバータ回路２００の前段にAC-DCコンバータ（交流−直流変換器とも称す）を備える構成であっても良い。例えば、AC-DCコンバータとして上述の昇圧コンバータと同様の回路を備えAC-DC変換制御を行った場合であっても、上記ソフトスタートは同様の効果を奏する。

実施の形態２．
以下、本発明に係る実施の形態２の電力変換装置の装置構成について説明する。図８は、本発明に係る実施の形態２の電力変換装置１０００の概略構成を示す図である。

＜装置構成＞
図８について、トランス１１の２次側整流回路は同期整流回路の構成とするため半導体スイッチング素子１５、１６を備え、負荷としてバッテリ等の電圧源負荷５３を備える。なお、図１に示した電力変換装置１０００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

制御部２０は、制御線３５、３６により半導体スイッチング素子１５、１６をそれぞれオンオフ制御して同期整流することにより、ダイオード整流回路と比較して低導通損失とす
ることがきる。

＜動作原理＞
昇降圧コンバータ回路１００及び共振コンバータ回路２００の定常状態での動作については上記実施の形態１と同様であるためここでは説明を省略し、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子１５、１６の同期整流動作について、図９を用いて説明する。図９は、実施の形態２における共振コンバータ回路２００の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。

図９では、半導体スイッチング素子７、８のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ７、Ｖｇｓ８、半導体スイッチング素子７、８のドレイン・ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ７、Ｖｄｓ８、トランス１１の１次側に印加される電圧Ｖｔｒ１、共振コンデンサ９や共振リアクトル１０に流れる共振電流ＩＬｒ、トランス１１の励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流ＩＬｍ、半導体スイッチング素子１５、１６のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ１５、Ｖｇｓ１６、および半導体スイッチング素子１５、１６に流れる電流ＩＤ１５、ＩＤ１６の波形をそれぞれ示している。なお、１次側に流れる電流は、共振コンデンサ９からトランス１１に流れる方向を正としている。

ここで、制御部２０は、半導体スイッチング素子７と半導体スイッチング素子１５とのオンオフ制御の同期をとっており、半導体スイッチング素子８と半導体スイッチング素子１６とのオンオフ制御の同期をとる。

昇降圧コンバータ回路１００及び共振コンバータ回路２００の制御方法については実施の形態１と同じであるため、ここでは説明を省略する。

＜ソフトスタート方法＞
以下では、本実施の形態２における電力変換装置１０００によるソフトスタート方法について図１０を用いて説明する。図１０は、昇降圧コンバータ回路１００の制御に用いる出力電圧Ｖｏ目標値、出力電圧Ｖｏ、共振コンバータ回路２００の制御に用いる半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比、同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比、直流電圧Ｖｄｃの時間推移波形を示す。なお、図中の太破線は、直流電圧Ｖｄｃが初期値を持っている場合について示している。

図１０のｔ２０〜ｔ２２の期間が本実施の形態２でのソフトスタート期間であり、制御部２０は、ｔ２０〜ｔ２１において共振コンバータ回路２００のスタートアップ、ｔ２１〜ｔ２２において昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御によるソフトスタートを実施する。

ｔ２０〜ｔ２１の期間では、制御部２０は、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比をデッドタイム分を差し引いたほぼ５０％のオンデューティ比まで漸増させ、これと同期して、半導体スイッチング素子１５、１６もそれぞれほぼ５０％のオンデューティ比にて漸増させる。またスイッチング周波数ｆｓｗは、固定スイッチング周波数にて動作する。なお、ほぼ５０％のオンデューティ比は、図１０では簡易的に０．５と記載している。
図１０に細破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、負荷として電圧源負荷５３が接続されているため、直流電圧Ｖｄｃが低い条件では、半導体スイッチング素子１５、１６の同期整流動作により、負荷側から共振コンバータ回路２００のトランス１１を介して平滑コンデンサ６へ電力が逆流する動作となり、オンデューティ比増加により直流電圧Ｖｄｃが増加する。このとき、共振コンバータ回路２００のインダクタンス比Ｌｎは十分大きくゲイン変動が少なく上記式（２）が成り立つため、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏは上記式（２）で示したＶｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏの関係にて安定する。つまり、Ｖｄｃ＜２Ｎ×Ｖｏのとき、同期整流により電力逆流して平滑コンデンサ６は充電される。
また、図１０に太破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、例えば電力変換装置１０００が停止直後に再起動したときなどの電圧初期値を持つ場合を示しているが、Ｖｄｃ＞２Ｎ×Ｖｏのときは半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比の増加により電力出力され、Ｖｄｃ＝２Ｎ×ＶｏとなるまでＶｄｃは減少する。

ｔ２１〜ｔ２２の期間では、制御部２０は、ｔ２１の時点での出力電圧Ｖｏを目標値の初期値として、所定の制御目標値まで漸増させる。
なお、電圧源負荷５３が理想的な電圧源であれば、出力電圧Ｖｏは電圧源の電圧から変化しないが、ここでは電圧源負荷５３はバッテリのように内部抵抗を持ち、電流の導通により電圧源負荷５３の両端電圧が増加するものとする。

以上説明した実施の形態２の電力変換装置１０００のソフトスタート方法によれば、共振コンバータ回路２００のトランス１１の２次側の整流回路として半導体スイッチング素子１５、１６を備え、上記ｔ２０〜ｔ２１の共振コンバータ回路２００のスタートアップ時に同期整流動作を行うことにより、電圧源負荷５３が接続された場合であっても、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏが上記式（２）の関係となるよう、電圧源負荷５３から平滑コンデンサ６へ逆流して電力供給が行われる。このとき、突入電流を抑えてソフトスタートされる半導体スイッチング素子７、８のスイッチング動作と同期して半導体スイッチング素子1５、１６も動作するため、逆流時の突入電流も抑制される。また、上記式（２）の関係が保証された状態で昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏ制御を開始することにより、直流電圧Ｖｄｃの増加によって即時に電力出力可能となる（Ｖｄｃ＜２Ｎ×Ｖｏの状態では共振コンバータ回路２００は電力出力できない）ため、制御開始時の不感時間が短く、制御オーバーシュートも抑制できる。

また、昇降圧コンバータ回路１００の制御を開始する際に、開始時点の出力電圧Ｖｏの値を出力電圧Ｖｏ目標値の初期値とすることにより、円滑に出力電圧Ｖｏ制御を開始することが可能となる。例えば、出力電圧Ｖｏ目標値を０Ｖから漸増させた場合、０Ｖから電圧源負荷５３の電圧まで漸増する期間は出力電圧Ｖｏを制御できずソフトスタート時間が長くなってしまい、さらに制御できなかった期間にＰＩ制御の積分項が積算され制御可能な条件になった途端に制御のオーバーシュートを生じる可能性がある。

なお、上記実施の形態２では共振コンバータ回路２００のスタートアップが完了してから昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏ制御を開始していたが、これに限らず、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏの関係から出力電圧Ｖｏ制御の開始を判断するものであっても良い。例えば、上記ｔ２０〜ｔ２１の共振コンバータ回路２００のスタートアップ中にＶｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏの関係に一致したときに出力電圧Ｖｏ制御を開始すれば、制御開始時の不感時間が短く、スムーズに出力制御が開始できる。

また、上記実施の形態２では共振コンバータ回路２００のオンデューティ比をほぼ５０％まで漸増させていたが、これに限らず、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏの関係から共振コンバータ回路２００のスタートアップの完了を判定するものであっても良い。例えば、上記ｔ２０〜ｔ２１の共振コンバータ回路２００のスタートアップ中にＶｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏの関係に一致したとき、平滑コンデンサ６と出力コンデンサ１４の電力授受は行われないため、共振コンバータ回路２００のスタートアップを完了して、オンデューティ比をほぼ５０％に急激に変化させることで、突入電流を生じることなく、ソフトスタートの時間を短縮することができる。

また、上記実施の形態２のようにバッテリ等の電圧源負荷５３を備えていた場合、共振コンバータ回路２００のスタートアップの前に昇降圧コンバータ回路１００を動作させて予め直流電圧Ｖｄｃを増加させておくことで、共振コンバータ回路２００のスタートアップにおいて出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６へ電力逆流するときの電流を抑えることができるため、この時発生するスイッチング電圧サージを低減可能であり、これによりスタートアップ時のオンデューティ比の増加量を高めてソフトスタート時間を短縮することができる。また、共振コンバータ回路２００のスタートアップの前に直流電圧Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏまで増加させておくことで、平滑コンデンサ６と出力コンデンサ１４の電力授受は行われない条件となるため、共振コンバータ回路２００のスタートアップ時間を短縮することができる。

実施の形態３．
以下、本発明に係る実施の形態３の電力変換装置について説明する。装置構成は上記実施の形態２と同様であり、図８にて示したとおりである。また制御方法についても上記実施の形態２と同様であり、説明は省略する。

＜ソフトスタート方法＞
以下では、本実施の形態における電力変換装置１０００によるソフトスタート方法について図１１を用いて説明する。図１１は、昇降圧コンバータ回路１００の制御に用いる出力電圧Ｖｏ目標値、出力電圧Ｖｏ、共振コンバータ回路２００の制御に用いる半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比、同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比、直流電圧Ｖｄｃの時間推移波形を示す。

図１１のｔ３０〜ｔ３５の期間が本実施の形態でのソフトスタート期間であり、制御部２０は、ｔ３０〜ｔ３１において共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８のスタートアップ、ｔ３１〜ｔ３５において昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御によるソフトスタートを実施する。また、ｔ３２〜ｔ３４において同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のソフトスタートを実施する。

ｔ３０〜ｔ３１の期間では、半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比を漸増させる。直流電圧Ｖｄｃは０Ｖであり、半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比０で同期整流実施していないため、平滑コンデンサ６と出力コンデンサ１４の電力授受は無く、直流電圧Ｖｄｃは変化しない。

ｔ３１〜ｔ３２の期間について、半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比が、昇降圧コンバータ回路１００の制御開始する閾値であるＤｕｔｙ＿ｔｈを超過し、出力電圧Ｖｏ制御が開始する。昇降圧コンバータ回路１００のＰＷＭ制御により直流電圧Ｖｄｃが増加するが、Ｖｄｃ＜２Ｎ×Ｖｏである間は電力出力できず、出力電圧Ｖｏのフィードバック制御により直流電圧Ｖｄｃが急増する動作となる。Ｄｕｔｙ＿ｔｈは、例えば、半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比をここまで漸増させれば、共振コンバータ回路２００において突入電流を生じない程度の直流電圧Ｖｄｃまで十分低下できるオンデューティ比を設定する。

ｔ３２〜ｔ３４の期間について、Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏとなったｔ３２の時点から同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比を漸増させる。なお、Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏの条件に一致していれば、ｔ３２の時点で半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比を半導体スイッチング素子７、８と同期させてほぼ５０％まで急変させても、理想的には出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６へ向けての電力逆流による突入電流を生じることなく同期整流開始可能である。しかし、平滑コンデンサ電圧測定回路２２、出力電圧測定回路２３からの電圧検出値が誤差を含んでいた場合など、突入電流を生じる状態であるにもかかわらずオンデューティ比を急増させてしまう恐れが
ある場合には、ここで示したように同期整流素子のオンデューティ比を漸増させることで、突入電流を抑制することができる。

以上説明した実施の形態３の電力変換装置１０００のソフトスタート方法によれば、共振コンバータ回路２００のスタートアップ期間における半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比により昇降圧コンバータ回路１００の制御開始を判断することにより、共振コンバータ回路２００のスタートアップの完了を待たず出力制御開始するためソフトスタート時間の短縮が可能となる。また、半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比ではなく、スイッチング周波数があらかじめ定められた値に達したときに、出力電圧目標値への追従制御を開始するようにしても同様の作用効果を得ることができる。

また、半導体スイッチング素子７、８とは異なるあらかじめ決められたタイミングで半導体スイッチング素子１５、１６のスイッチングを開始することで、出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６の方向への電力逆流を防止することができる。特に第１の直流電圧であるＶｄｃと第２の直流電圧であるＶｏの値、即ち、Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏに一致する時点で同期整流回路による同期整流を開始することにより、電力逆流を生じることなく、ソフトスタートの早期に同期整流を開始して高効率に動作可能とすることができる。

また、同期整流の開始時点において半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比を漸増させることにより、出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６への電力逆流による突入電流を抑制することができ、素子や回路の損傷を防ぐことができる。

なお、上記実施の形態３では共振コンバータ回路２００のスタートアップにおいてオンデューティ比を０から増加させる場合について示したが、オンデューティ比を０〜０．５の任意の値としてスタートアップを開始するものであっても良い。例えば本実施の形態で示したように電圧源負荷５３が接続されている場合、Ｖｄｃ＜２Ｎ×Ｖｏの時には半導体スイッチング素子７、８をスイッチングさせても出力コンデンサ１４へ電力伝送されない。そのため、オンデューティ比を０より高い値としてスタートアップ開始することにより、スタートアップ時間を短縮することができる。実施の形態１、２においても同様の作用効果を得ることができる。

また、上記実施の形態３では昇降圧コンバータ回路１００の制御開始を半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比で判断していたが、例えば半導体スイッチング素子７、８のスイッチング周波数を調整することでソフトスタートする場合に、該スイッチング周波数が所定値となったことで昇降圧コンバータ回路１００の制御開始を判断するものであっても、同様にソフトスタート時間の短縮が可能である。なおスイッチング周波数の調整によりソフトスタートする方法は、実施の形態４にて後述する。

また、上記実施の形態３ではＶｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏに一致する時点で同期整流を開始することにより、電力逆流を生じることなく同期整流を開始する方法について示したが、これに限らず、例えばトランス１１の２次側電流や電圧源負荷５３への出力電流を測定し、この電流が流れたことを検出した時点で同期整流を開始することにより、電力逆流を生じることなく、ソフトスタートの早期に同期整流を開始して高効率に動作可能となる。また、スタートアップ処理が完了してから所定時間の経過により同期整流開始を判断することによっても、出力電圧Ｖｏ制御の実行によって確実に電力出力が行われていると考えられる時点で同期整流を開始することができ、同様の効果を得ることができる。

実施の形態４．
以下、本発明に係る実施の形態４の電力変換装置について説明する。装置構成は上記実施の形態２と同様であり、図８にて示したとおりである。

＜制御方法＞
本実施の形態４では、共振リアクトル１０のインダクタンスＬｒとトランス１１の励磁インダクタンスＬｍの比であるＬｎ比（＝Ｌｍ／Ｌｒ）を低く設定する。図４に示したように、Ｌｎ比が小さくなるにつれて共振コンバータ回路２００のゲイン特性がスイッチング周波数に対して変動する特性となる。

上記実施の形態１〜３で示した共振コンバータ回路２００は、Ｌｎ比を大きくしたため、半導体スイッチング素子７、８のスイッチング周波数を増減してもゲインの変化幅は小さくなっているため、共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗは固定周波数とし、昇降圧コンバータ回路１００が直流電圧Ｖｄｃを調整することにより出力電圧Ｖｏの制御を行った。これに対し本実施の形態４では、Ｌｎ比を小さくするため、スイッチング周波数ｆｓｗを増減させることにより共振コンバータ回路２００のゲインを調整して出力電圧Ｖｏを制御し、昇降圧コンバータ回路１００は直流電圧Ｖｄｃを直流電圧目標値Ｖｄｃ＊に維持する。

＜ソフトスタート方法＞
以下では、本実施の形態４における電力変換装置１０００によるソフトスタート方法について図１２を用いて説明する。図１２は、昇降圧コンバータ回路１００の制御に用いる出力電圧Ｖｏ目標値、出力電圧Ｖｏ、共振コンバータ回路２００の制御に用いる半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比、同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比、共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗ、直流電圧Ｖｄｃの時間推移波形を示す。なお、図中の太破線は、直流電圧Ｖｄｃが初期値を持っている場合について示している。

図１２のｔ４０〜ｔ４３の期間が本実施の形態でのソフトスタート期間であり、制御部２０は、ｔ４０〜ｔ４１において共振コンバータ回路２００のスタートアップ、ｔ４１〜ｔ４２において昇降圧コンバータ回路１００による直流電圧Ｖｄｃ制御、ｔ４２〜ｔ４３において共振コンバータ回路２００による出力電圧Ｖｏの追従制御によるソフトスタートを実施する。

ｔ４０〜ｔ４１の期間では、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８、１５、１６のオンデューティ比はほぼ５０％にて固定して動作し、スイッチング周波数ｆｓｗを所定の初期値ｆｓｗ０から漸減させる。ｆｓｗ０は直列共振周波数ｆｓｒよりも十分高い周波数であり、図４より、スイッチング周波数ｆｓｗをこのようなｆｓｗ０から漸減することによりゲインが増加することが分かる。
図１２に細破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、負荷として電圧源負荷５３が接続されているため、直流電圧Ｖｄｃが低い条件では、半導体スイッチング素子１５、１６の同期整流動作により、負荷側から共振コンバータ回路２００のトランス１１を介して平滑コンデンサ６へ電力が逆流する動作となり、スイッチング周波数ｆｓｗ漸減によるゲイン増加によって直流電圧Ｖｄｃが増加する。
また、図１２に太破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、例えば電力変換装置１０００が停止直後に再起動したときなどの電圧初期値を持つ場合を示しているが、スイッチング周波数ｆｓｗ漸減によるゲイン増加によって電力出力され直流電圧Ｖｄｃ低下する。
ｔ４１において、直流電圧Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏとなった時点で出力電圧Ｖｏ制御を開始する。

ｔ４１〜ｔ４３の期間では、制御部２０は、ｔ４１の時点での出力電圧Ｖｏを目標値の初期値として、所定の制御目標値まで漸増させる。出力電圧Ｖｏは共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗの調整により制御される。ｔ４１〜ｔ４２は昇降圧コンバータ回路１００が直流電圧Ｖｄｃを直流電圧目標値Ｖｄｃ＊へ追従させる制御を行っており、このとき直流電圧Ｖｄｃの増加によって出力電圧Ｖｏも増加するため、共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗを増加させてゲイン低下させるなどの調整によって出力電圧Ｖｏを目標値に追従させる。ｔ４２〜ｔ４３では、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧目標値Ｖｄｃ＊に追従した状態で維持され、出力電圧Ｖｏ目標値の漸増に伴い共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗを減少させてゲインを増加させている。
なお、電圧源負荷５３が理想的な電圧源であれば、出力電圧Ｖｏは電圧源の電圧から変化しないが、ここでは電圧源負荷５３はバッテリのように内部抵抗を持ち、電流の導通により電圧源負荷５３の両端電圧が増加するものとする。

以上説明した実施の形態４の電力変換装置１０００のソフトスタート方法によれば、直流電圧Ｖｄｃが一定となるよう昇降圧コンバータ回路１００を制御し、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８、１５、１６のオンデューティ比をほぼ５０％固定値としつつスイッチング周波数ｆｓｗを調整することにより出力電圧Ｖｏを制御する場合であっても、起動時の突入電流を抑制し、素子や回路の損傷を防止することができる。また、実施の形態１〜３においても同様の作用効果を得ることができる。

また、共振コンバータ回路２００のインダクタンス比Ｌｎを小さい条件としており、図４に示したように、スイッチング周波数ｆｓｗの変動によりゲインも変動するという特性となるため、十分に高いスイッチング周波数からスイッチング周波数ｆｓｗを漸減させることによりゲインを漸増させ、共振コンバータ回路２００のスタートアップにおいて突入電流を抑制することができる。また、このとき固定オンデューティ比とすることにより、共振コンバータ回路２００のスタートアップをスイッチング周波数ｆｓｗの調整だけであり、簡易な方法にて実現可能である。

なお、上記実施の形態４では共振コンバータ回路２００のスタートアップにおいて、十分高い周波数からスイッチング周波数ｆｓｗを漸減させてゲインを漸増させる方法について示したが、図４より、十分低い周波数からスイッチング周波数を増加させてもゲインを増加させることができるため、この特性を利用してスイッチング周波数を漸増させることで共振コンバータ回路のスタートアップを実行する方法であったとしても、徐々に電力を出力するソフトスタートを実現することができる。

また、上記実施の形態４では、共振コンバータ回路２００のインダクタンス比Ｌｎが小さい条件にて、スイッチング周波数ｆｓｗを変化させてスタートアップする方法について示したが、例えば上記実施の形態１〜３にて示したように、インダクタンス比Ｌｎが大きい条件にて、昇降圧コンバータ回路１００にて出力電圧Ｖｏを制御する制御方法を用いる場合においても、スイッチング周波数ｆｓｗを変化させてスタートアップする方法をとることができる。上記実施の形態１〜３ではインダクタンス比Ｌｎを十分大きくし、スイッチング周波数ｆｓｗに対するゲイン特性がほぼ一定となると説明したが、ゲイン特性は理想的な一定値とはならないため、十分高いスイッチング周波数ｆｓｗから漸減することにより、ゲインを漸増させてスタートアップし、突入電流を防止することができる。ここで、出力電圧Ｖｏ制御においては、直列共振周波数ｆｓｒの半周期にデッドタイムを加えた時間を半周期とするスイッチング周波数ｆｓｗで共振コンバータ回路２００を動作させるため、このスイッチング周波数ｆｓｗを目標値、換言すれば、直流共振周波数の半周期にデッドタイムを加えた時間の２倍を周期とする周波数を目標としてスタートアップを実施することにより、円滑に出力電圧Ｖｏ制御を開始することができる。

実施の形態５．
以下、本発明に係る実施の形態５の電力変換装置について説明する。装置構成は上記実施の形態２と同様であり、図８にて示したとおりである。また制御方法についても上記実
施の形態２と同様であり、説明は省略する。

＜ソフトスタート方法＞
以下では、本実施の形態５における電力変換装置１０００によるソフトスタート方法について図１３を用いて説明する。図１３は、昇降圧コンバータ回路１００の制御に用いる出力電圧Ｖｏ目標値、出力電圧Ｖｏ、共振コンバータ回路２００の制御に用いる半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比、同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比、直流電圧Ｖｄｃの時間推移波形を示す。なお、図中の太破線は、直流電圧Ｖｄｃが初期値を持っている場合について示している。

図１３のｔ５０〜ｔ５３の期間が本実施の形態でのソフトスタート期間であり、制御部２０は、ｔ５０〜ｔ５１において共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８のスタートアップ、ｔ５１〜ｔ５２において昇降圧コンバータ回路１００による直流電圧Ｖｄｃの予備充電、ｔ５２〜ｔ５３において昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御によるソフトスタートを実施する。

ｔ５０〜ｔ５１の期間では、制御部２０は、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比をデッドタイム分を差し引いたほぼ５０％のオンデューティ比まで漸増させる。半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比０で同期整流を実施しない。なお、ほぼ５０％のオンデューティ比は、図１３では簡易的に０．５と記載している。またスイッチング周波数ｆｓｗは、固定スイッチング周波数にて動作する。
図１３に細破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比０で同期整流を実施していないため、出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６とへの電力供給は無く、直流電圧Ｖｄｃは０Ｖから変化しない。
図１３に太破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、例えば電力変換装置１０００が停止直後に再起動したときなどの電圧初期値を持つ場合を示しているが、Ｖｄｃ＞２Ｎ×Ｖｏのときは半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比の増加により電力出力され、Ｖｄｃ＝２Ｎ×ＶｏとなるまでＶｄｃは減少する。また、実際には半導体スイッチング素子７、８のスイッチング等による損失を生じるため、Ｖｄｃは２Ｎ×Ｖｏ以下まで低下する。

ｔ５１〜ｔ５２では、昇降圧コンバータ回路１００が直流電圧Ｖｄｃを直流電圧目標値Ｖｄｃ＊（＝２Ｎ×Ｖｏ）へ追従させる制御を実施し、出力電圧Ｖｏの追従制御のための予備充電を行う。Ｖｄｃ＜２Ｎ×Ｖｏの状態であれば、半導体スイッチング素子７、８がＰＷＭ制御されていたとしてもトランス１１の２次側へは電力出力されないため、直流電圧Ｖｄｃを所望の電圧まで増加させることが可能となる。
ｔ５２において、直流電圧Ｖｄｃ≧２Ｎ×Ｖｏとなった時点で昇降圧コンバータ回路１００による直流電圧Ｖｄｃの制御を完了し、昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御を開始する。ただし、平滑コンデンサ電圧測定回路２２、出力電圧測定回路２３からの電圧検出値が誤差を含んでいた場合など、予備充電において直流電圧Ｖｄｃ＞２Ｎ×Ｖｏとなるまで制御され、電圧源負荷５３に対して電力が出力され始めてしまうため、電圧源負荷５３への電流出力を検出した場合においても予備充電を完了させる。また、直流電圧目標値Ｖｄｃ＊に追従しきれず予備充電の期間が長くなってしまう場合に対応するため、予備充電を開始してから所定の時間が経過した時点で予備充電を完了させる。予備充電の期間が長くなってしまう条件について、例えば直流電圧Ｖｄｃを０Ｖから２Ｎ×Ｖｏまで増加させるときは昇降圧コンバータ回路１００を降圧から昇圧に切り替える必要があるが、入力電圧Ｖｉｎが２Ｎ×Ｖｏよりわずかに大きい動作条件であれば、降圧動作にて直流電圧Ｖｄｃが入力電圧Ｖｉｎと等しい電圧まで制御された後は直流電圧Ｖｄｃのフィードバック制御の偏差が小さくなり、昇圧動作に切り替わるオンデューティ比（降圧制御のオンデューティ比１以上）になるまで時間がかかり、直流電圧Ｖｄｃ≒２Ｎ×Ｖｏであるにもかかわらず予備充電を完了するまで長い時間がかかる場合がある。なお、予備充電の完了を判定する時間として、直流電圧Ｖｄｃの制御の時定数よりも十分に長い時間を設定し、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧目標値Ｖｄｃ＊に十分追従できるようにしておく必要がある。

ｔ５２〜ｔ５３の期間について、同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６をオンデューティ比０．５で動作させる。なお、ｔ５２にてＶｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏの条件に一致していれば、出力コンデンサ１４と平滑コンデンサ６の間での突入電流を生じることなく同期整流開始可能である。
また、制御部２０はｔ５２の時点での出力電圧Ｖｏを目標値の初期値として、所定の制御目標値まで漸増させる。
なお、電圧源負荷５３が理想的な電圧源であれば、出力電圧Ｖｏは電圧源の電圧から変化しないが、ここでは電圧源負荷５３はバッテリのように内部抵抗を持ち、電流の導通により電圧源負荷５３の両端電圧が増加するものとする。

以上説明した実施の形態５の電力変換装置１０００のソフトスタート方法によれば、同期整流開始する前に昇降圧コンバータ回路１００による直流電圧Ｖｄｃの予備充電を実施することにより、出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６への電力逆流における突入電流を抑えることができるため、この時発生するスイッチング電圧サージを低減可能である。また、共振コンバータ回路２００のスタートアップの後に直流電圧Ｖｄｃを増加させることにより、スタートアップ中の半導体スイッチング素子７、８のスイッチングにより生じる損失を抑制できる。また予備充電における昇降圧コンバータ回路１００の制御オンデューティ比を引き継いで出力電圧Ｖｏへの追従制御を開始することにより、円滑に昇降圧制御を開始することができる。
また、同期整流開始する前に直流電圧Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏまで増加させておくことで、平滑コンデンサ６と出力コンデンサ１４の電力授受は行われない条件となるため、同期整流開始時に生じる突入電流を最小とすることができる。

また、直流電圧Ｖｄｃの予備充電において電圧源負荷５３への出力電流を測定し、この電流が流れたことを検出した時点で出力電圧Ｖｏの制御を開始することにより、出力電圧Ｖｏが目標値を超えて制御されることを防止し、意図しない電流が出力されることを防止することができる。なお、電圧源負荷５３への出力電流に限らず、トランス１１の２次側電流などにより電力出力を検出するものであっても、同様の効果が得られる。

また、予備充電を開始してから所定時間の経過により出力電圧Ｖｏへの追従制御の開始を判断することにより、十分に直流電圧Ｖｄｃが増加した状態で予備充電を完了させつつ、ソフトスタート時間の短縮が可能である。
また、予備充電を開始してから所定時間の経過により同期整流の開始を判断することにより、直流電圧Ｖｄｃ≒２Ｎ×Ｖｏとなった状態で同期整流開始することができ、早い段階で同期整流開始することにより損失低減できると共に、平滑コンデンサ６と出力コンデンサ１４の間で生じる突入電流を抑制可能である。

なお、上記各実施の形態１〜５では、共振コンバータ回路２００は、トランス１１の１次側に半導体スイッチング素子を２つ用いたハーフブリッジ構成とした。しかしこれに限定されず、例えばフルブリッジ構成であってもよい。

また、上記各実施の形態１〜５では、トランス１１の２次側の整流回路はダイオードまたは半導体スイッチング素子を２つ用いたセンタータップ構成とした。しかしこれに限定されず、例えばフルブリッジ構成であってもよい。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することができる。

１ 半導体スイッチング素子、３ 昇降圧リアクトル、４ 半導体スイッチング素子、６ 平滑コンデンサ、７ 半導体スイッチング素子、８ 半導体スイッチング素子、９ 共振コンデンサ、１０ 共振リアクトル、１１ トランス、１４ 出力コンデンサ、２０ 制御部、５１ 直流電源、１００ 昇降圧コンバータ回路、２００ 共振コンバータ回路、１５ 半導体スイッチング素子、１６ 半導体スイッチング素子

特開２０１３−２５８８６０号公報 特許第５５３８６５８号公報 特許第５５９１００２号公報 特表２０１３−５１６９５５公報

本発明に係る電力変換装置は、
入力電源に接続され、スイッチング素子のスイッチングにより直流電圧を出力する直流コンバータと、
直流コンバータから出力された第１の直流電圧を入力して負荷へ第２の直流電圧を出力する絶縁型共振コンバータと、
直流コンバータと絶縁型共振コンバータの動作を制御する制御部と、を備え、
絶縁型共振コンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次側に接続された共振コンデンサおよび共振リアクトルと、共振コンデンサおよび共振リアクトルへの通電を制御する、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、トランスの2次側に接続された整流回路と、を有し、
制御部は、第２の直流電圧が出力電圧目標値に近づくように直流コンバータのスイッチング素子を制御して第１の直流電圧を調整する電力変換装置において、
制御部は、起動時に絶縁型共振コンバータの第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を出力電圧目標値への追従制御に先立ってスイッチングさせてスタートアップ処理を実施し、スタートアップ処理が開始された後に出力電圧目標値への追従制御を開始し、スタートアップ処理の完了後、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を、固定オンデューティ比かつ固定スイッチング周波数で、デッドタイムを挟んで交互にオンオフ制御するものである。

Claims (38)

1. 入力電源に接続され、スイッチング素子のスイッチングにより第１の直流電圧を出力する直流コンバータと、
   前記第１の直流電圧を入力して第２の直流電圧を出力する絶縁型共振コンバータと、
   前記直流コンバータと前記絶縁型共振コンバータの動作を制御する制御部と、を備え、
   前記絶縁型共振コンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次側に接続された共振コンデンサおよび共振リアクトルと、前記共振コンデンサおよび前記共振リアクトルへの通電を制御する、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、前記トランスの２次側に接続された整流回路と、を有し、
   前記制御部は、前記第２の直流電圧が出力電圧目標値に近づくように前記直流コンバータと前記絶縁型共振コンバータのスイッチング素子を制御する電力変換装置において、
   前記制御部は、起動時に前記絶縁型共振コンバータの前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を前記出力電圧目標値への追従制御に先立ってスイッチングさせてスタートアップ処理を実施し、前記スタートアップ処理が開始された後に前記出力電圧目標値への追従制御を開始することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記スタートアップ処理の完了後、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を、固定オンデューティ比かつ固定スイッチング周波数で、デッドタイムを挟んで交互にオンオフ制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記出力電圧目標値への追従制御において、前記第２の直流電圧が前記出力電圧目標値に近づくように、前記直流コンバータを制御して前記第１の直流電圧を調整することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記出力電圧目標値への追従制御において、前記第1の直流電圧が一定となるように前記直流コンバータを制御し、前記スタートアップ処理の完了後、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を固定オンデューティ比とし、前記第２の直流電圧が前記出力電圧目標値に近づくように、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティ比を漸増させることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記オンデューティ比を５０％まで漸増することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を０％から５０％の間をオンデューティ比の初期値として前記スタートアップ処理を開始することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を固定スイッチング周波数で制御することを特徴とする請求項５から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を漸減させることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
10. 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を漸増させることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとで構成される直列共振回路の直列共振周波数の半周期にデッドタイムを加えた時間の２倍を周期とする周波数を目標として、前記スイッチング周波数を変化させることを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を固定オンデューティ比で制御することを特徴とする請求項９から１１のいずれか一項に記載の電力変換装置。
13. 前記制御部は、前記スタートアップ処理を完了した後に、前記出力電圧目標値への追従制御を開始することを特徴とする請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載の電力変換装置。
14. 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティ比またはスイッチング周波数があらかじめ定められた値に達したときに、前記出力電圧目標値への追従制御を開始することを特徴とする請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載の電力変換装置。
15. 前記制御部は、前記第２の直流電圧の値と、前記トランスの巻き数比N（=1次巻き数比N1／2次巻き数比N2）の２倍の値とを乗算した値が、前記第１の直流電圧の値と等しくなったときに、前記出力電圧目標値への追従制御を開始することを特徴とする請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載の電力変換装置。
16. 前記制御部は、前記出力電圧目標値への追従制御を開始したとき、前記第２の直流電圧の制御目標値をあらかじめ定められた目標初期値から前記出力電圧目標値まで漸増することを特徴とする請求項１から１５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
17. 前記目標初期値は、前記出力電圧目標値への追従制御を開始した時点の前記第2の直流電圧の値であることを特徴とする請求項１６に記載の電力変換装置。
18. 前記入力電源は直流であり、前記直流コンバータは直流−直流変換器であることを特徴とする請求項１から請求項１７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
19. 前記直流コンバータは、昇圧型であることを特徴とする請求項１８に記載の電力変換装置。
20. 前記直流コンバータは、降圧型であることを特徴とする請求項１８に記載の電力変換装置。
21. 前記直流コンバータは、昇降圧型であることを特徴とする請求項１８に記載の電力変換装置。
22. 前記入力電源は交流であり、前記直流コンバータは交流−直流変換器であることを特徴とする請求項１から請求項１７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
23. 前記整流回路は同期整流回路であり、前記制御部は前記同期整流回路のスイッチング素子をスイッチング制御することを特徴とする請求項１から請求項２２のいずれか一項に記載の電力変換装置。
24. 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子と同じオンデューティ比で前記同期整流回路をスイッチングすることを特徴とする請求項２３に記載の電力変換装置。
25. 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のスイッチング開始とは異なるあらかじめ定められたタイミングで前記同期整流回路のスイッチングを開始することを特徴とする請求項２３または請求項２４に記載の電力変換装置。
26. 前記制御部は、前記第1の直流電圧と前記第2の直流電圧の値から前記同期整流回路の制御の開始を判断することを特徴とする請求項２５に記載の電力変換装置。
27. 前記制御部は、前記第2の直流電圧の値と、前記トランスの巻き数比N（=1次巻き数比N1／2次巻き数比N2）の2倍の値とを乗算した値よりも、前記第1の直流電圧の値が大きい場合に、前記同期整流回路の制御の開始を判断する請求項２６に記載の電力変換装置。
28. 前記制御部は、前記絶縁型共振コンバータの出力電流が負荷へ出力されていることで前記同期整流回路の制御の開始を判断することを特徴とする請求項２５に記載の電力変換装置。
29. 前記制御部は、前記スタートアップ処理の終了からあらかじめ定められた時間の経過により前記同期整流回路の制御の開始を判断することを特徴とする請求項２５に記載の電力変換装置。
30. 前記制御部は、前記同期整流回路のスイッチング素子のオンデューティ比を漸増させて同期整流を開始することを特徴とする請求項２５から請求項２９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
31. 前記絶縁型共振コンバータの出力に電圧源が接続され、
    前記制御部は、前記スタートアップ処理の前に前記第１の直流電圧があらかじめ定められた電圧値となるように前記直流コンバータを制御することを特徴とする請求項１から請求項３０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
32. 前記電圧値は、前記第２の直流電圧の値と、前記トランスの巻き数比N（=1次巻き数比N1／2次巻き数比N2）の２倍の値とを乗算した値であることを特徴とする請求項３１に記載の電力変換装置。
33. 前記絶縁型共振コンバータの出力に電圧源が接続され、
    前記制御部は、前記スタートアップ処理が開始された後に、予備充電として前記第１の直流電圧があらかじめ定められた電圧値となるように前記直流コンバータを制御し、その後に前記出力電圧目標値への追従制御を開始することを特徴とする請求項１から請求項３０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
34. 前記電圧値は、前記第２の直流電圧の値と、前記トランスの巻き数比N（=1次巻き数比N1／2次巻き数比N2）の２倍の値とを乗算した値であることを特徴とする請求項３３に記載の電力変換装置。
35. 前記制御部は、前記予備充電において、前記絶縁型共振コンバータの出力電流が負荷へ出力されていることで前記出力電圧目標値への追従制御の開始を判断することを特徴とする請求項３３に記載の電力変換装置。
36. 前記制御部は、前記予備充電の開始からあらかじめ定められた時間の経過により前記出力電圧目標値への追従制御の開始を判断することを特徴とする請求項３３に記載の電力変換装置。
37. 前記絶縁型共振コンバータの出力に電圧源が接続され、
    前記制御部は、前記スタートアップ処理が開始された後に、予備充電として前記第１の直流電圧があらかじめ定められた電圧値となるように前記直流コンバータを制御し、その後に前記出力電圧目標値への追従制御を開始するものであって、前記予備充電の開始からあらかじめ定められた時間の経過により前記同期整流回路の制御の開始を判断することを特徴とする請求項２３に記載の電力変換装置。
38. 前記制御部は、前記第２の直流電圧の値と、前記トランスの巻き数比N（=1次巻き数比N1／2次巻き数比N2）の２倍の値とを乗算した値が、前記第１の直流電圧の値と等しくなったときに、前記スタートアップ処理を完了することを特徴とする請求項１から請求項３７のいずれか一項に記載の電力変換装置。