JP7322881B2 - スイッチング電源 - Google Patents

Description

本技術は、ＬＬＣ方式のスイッチング電源に関する。

従来、２つのＬと一つのＣを使用するＬＬＣ方式のスイッチング電源（ＤＣ－ＤＣコンバータ）が知られている。かかるスイッチング電源は、ソフトスイッチング方式で、効率が良く、低ノイズという特長があり、広く使われている。一方で、他の方式に比較してレギュレーション範囲が狭いという特性があるため、出力電圧可変範囲が広い用途や、入力電圧変動が大きい用途には適さなかった。

二次電池を充電する充電器の場合、出力電圧変動範囲が広いので、従来、ＰＷＭ制御方式のスイッチング電源が使われてきた。最近では、大容量化（数百Ｗ以上）の要求が多くなってきており、従来のＰＷＭ制御方式のスイッチング電源を使用すると、効率が悪く、サイズ及びコストの面で不利である。そこで、ＬＬＣ方式のスイッチング電源によって充電器を実現することができれば、低コスト、高効率な充電器が実現することができる。しかしながら、上述したように、ＬＬＣ方式のスイッチング電源のレギュレーション範囲が狭いという特性から、充電器においては、軽負荷（低電圧かつ小電流）領域での挙動に課題があった。

ＬＬＣ方式のスイッチング電源では、負荷が小さくなると、二次側で出力する電流に対する励磁電流の割合が大きくなり、効率が低下する。このため、電子機器のスタンバイ時の消費電力が大きくなるという問題が生じてくる。すなわち、二次側に伝えるエネルギーとなる電流の他に、共振により一次側だけを流れている励磁電流が流れる。この共振による励磁電流は、負荷で消費される電流に係わらず流れ続ける。したがって、軽負荷のときには、共振による励磁電流による効率の低下が相対的に大きくなる。

特許文献１には、かかる問題を解決するために、発振器を連続的に動作させて電源制御を行う通常モードと、発振器を間欠的に動作させて電源制御を行うバーストモードとを設定することが記載されている。バーストモードが設定されると、二次側の出力電圧を検出することで、電源制御を間欠的に停止させているので、スタンバイ時の消費電力を低減することができる。

また、特許文献２では、スイッチング電源の消費電力をより一層低減することが記載されている。特許文献２では、スイッチング停止期間では、スイッチ素子のスイッチング制御が不要であることに着目し、制御手段への制御電力の供給を停止して消費電力の低減を図るようにしている。

特開２００９－１８９１０８号公報 特開２０１３－０３８８５７号公報

特許文献１又は特許文献２に記載のように、軽負荷時にバーストモード（間欠発振モード）を使うことで、ＬＬＣ方式のスイッチング電源の軽負荷領域のレギュレーション範囲を広げることは可能である。特許文献１又は特許文献２に記載のものは、待機時の消費電力を抑えるためのバースト制御技術であり、通常、数十Ｈｚ～数百Ｈｚ程度のバースト周波数が使われる。

しかしながら、数十Ｈｚ～数百Ｈｚという低いバースト周波数の場合、スイッチングが停止している時間が長くなるため、出力のリップル電流、またはリップル電圧が大きくなる。充電器の場合、軽負荷時にも、充電するリップル電流を抑えたいという要求があり、低いバースト周波数では、リップル電流が大きいため、バッテリーの要求仕様を満たせない場合がある。バースト周波数を数十ｋＨｚと高くすれば、リップル電流は小さくできるが、単純に高いバースト周波数にしただけでは、バースト期間中のＯＮ時間比率の微調整が困難になり、安定して動かすのが難しくなるという問題がある。

したがって、本技術の目的は、バースト動作時のリップル電流（またはリップル電圧）を低減できるスイッチング電源を提供することにある。

本技術は、ＬＬＣ方式のスイッチング電源であって、
負荷条件を示すフィードバック値が供給され、スイッチング素子に対するドライブ信号を形成する制御部を有し、
制御部は、
負荷が重い第１の領域において、フィードバック値によってスイッチング周波数を可変する周波数制御を行い、
第１の領域に比して負荷が軽い第２の領域において、スイッチング周波数を固定してスイッチングＯＮ区間とスイッチングＯＦＦ区間を設けるバースト制御を行い、
バースト制御において、ドライブ信号のスイッチング周期の１周期を１回とするスイッチング回数とＯＦＦ時間の両方を制御することによって、ＯＮ時間比率を負荷条件によって連続的に可変するようにしたスイッチング電源である。

少なくとも一つの実施形態によれば、バースト期間のＯＮ時間比率を、連続的に変化させることができ、且つ、バースト時の必要最小ＯＦＦ時間を確保しながら、常にＯＦＦ時間を最小制御することも可能となり、バースト動作時のリップル電流（またはリップル電圧）を最小にすることができる。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本技術中に記載されたいずれかの効果又はそれらと異質な効果であっても良い。

図１は、ＬＬＣ方式のスイッチング電源の接続図である。 図２は、定電圧制御の構成を示すブロック図である。 図３は、定電流制御の構成を示すブロック図である。 図４は、定電圧制御及び定電流制御の両方を行う構成を示すブロック図である。 図５は、定電圧制御の構成を示す接続図である。 図６は、定電流制御の構成を示す接続図である。 図７は、ＬＬＣ方式のスイッチング電源のドライブ信号の波形を示す波形図である。 図８は、ＬＬＣ方式のスイッチング電源のバーストモードにおけるドライブ信号の波形を示す波形図である。 図９は、ＯＦＦ区間の長さとリップルの大きさの関係を示す波形図である。 図１０は、ＯＦＦ区間の長さを示す波形図である。 図１１は、スイッチング周波数とリップルの大きさの関係を示す波形図である。 図１２は、負荷とＯＮ時間比率の関係を示すタイミングチャートである。 図１３は、負荷とＯＮ時間比率の関係を示すタイミングチャートである。 図１４は、非バーストモードからバーストモードへ変化する場合のＯＮ時間比率の変化を説明するためのタイミングチャートである。 図１５は、本技術によるバーストモードの説明に用いるタイミングチャートである。 図１６は、ＯＮ時間比率が高いときの制御を説明するためのタイミングチャートである。 図１７は、ＯＮ時間比率が低いときの制御を説明するためのタイミングチャートである。 図１８は、ＯＮ時間比率が高いときの制御を説明するためのタイミングチャートである。 図１９は、ＯＮ時間比率が低いときの制御を説明するためのタイミングチャートである。 図２０は、通常モードの制御を説明するためのフローチャートである。 図２１は、バーストモード（スイッチング回数ｎ≧２）の場合の制御を説明するためのフローチャートである。 図２２は、バーストモード（スイッチング回数ｎ＝１）の場合の制御を説明するためのフローチャートである。 図２３は、テーブルを用いる場合のバーストモードの制御を説明するためのフローチャートである。 図２４は、バーストモードの制御のためのテーブルの一例を示す図である。 図２５は、バーストモードの制御のためのテーブルの一例を示す図である。 図２６は、ＯＮ時間比率とバースト周波数の関係を示すグラフである。 図２７は、ＯＮ時間比率とＯＦＦ時間の関係を示すグラフである。 図２８は、ＯＮ時間比率とＯＮ回数の関係を示すグラフである。 図２９は、ソフトスタート及びソフトエンドを説明するためのタイミングチャートである。 図３０は、ソフトスタート及びソフトエンドを説明するためのタイミングチャートである。 図３１は、ソフトスタート及びソフトエンドを使用しない場合の制御の説明に使用するタイミングチャートである。 図３２は、本技術によるバーストモードの変形例を説明するためのタイミングチャートである。

以下、本技術の実施形態等について図面を参照しながら説明する。
以下に説明する実施の形態等は本技術の好適な具体例であり、本技術の内容がこれらの実施形態等に限定されるものではない。

図１は、本発明が適用されるＬＬＣ方式のスイッチング電源の一例の構成を示す。図１の構成は、寄生素子を明記したものである。Ｖｉｎが入力電源であり、Ｑ１がハイサイド側のＭＯＳＦＥＴであり、Ｑ２がローサイド側のＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオードＤ１及び容量Ｃ１が並列に存在する。ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオードＤ２及び容量Ｃ２が並列に存在する。ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＭＯＳＦＥＴＱ２のそれぞれのゲートに対して制御部からドライブ信号が供給され、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＭＯＳＦＥＴＱ２がスイッチング動作を行う。

ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース及びＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインの接続点とＭＯＳＦＥＴＱ２のソースの間にインダクタンスＬ０、トランスＴＲの１次コイルＬ１及び容量Ｃ３が直列に接続される。トランスＴＲの二次コイルが二つのインダクタンスＬ２ａ及びＬ２ｂに分割され、二次コイルの一端がダイオードＤ３ａを介して出力端子ｔ１と接続され、二次コイルの他端がダイオードＤ３ｂを介して出力端子ｔ１と接続される。二次コイルの接続中点が出力端子ｔ２として取り出され、出力端子ｔ１及びｔ２間に容量Ｃ４が接続される。出力端子ｔ１及びｔ２から出力電圧Ｖｏｕｔが取り出される。

上述したＬＬＣ方式のスイッチング電源では、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに対して逆位相のドライブ信号が供給され、これらのＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２が差動でスイッチング動作を行う。

ＬＬＣ方式のスイッチング電源は、通常、定電圧出力し、出力電圧はフィードバック制御によって一定値に制御するようになされる。これを一般的に定電圧制御、又はＣＶ制御と呼ぶ。フィードバックの構成は、図２に示すものとなる。出力電圧（又はその分圧値）と基準電圧がエラーアンプ１１に入力され、エラーアンプ１１の出力にフィードバック（図ではＦＢと表記する）信号が形成される。このフィードバック信号が制御部１２に供給される。出力と制御部１２が絶縁されている場合は、フィードバック信号がフォトカプラなどの絶縁素子１３を通じて制御部１２に供給される。制御部１２からスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２）に対するドライブ信号出力が得られる。出力電圧がドライブ信号出力によって制御される。エラーアンプでは、二つの入力（出力電圧またはその分圧値と基準電圧）が等しい値になるように負帰還（ネガティブフィードバック）がかけられるので、その結果として、出力電圧を一定に制御することができる。制御方式としては、バースト制御、周波数制御、デッドタイムコントロールなどがある。

ＬＬＣ方式のスイッチング電源を充電器に使用する場合、図３に示すように、通常は、出力電流をＩ－Ｖ変換増幅器２４によって電圧値へ変換してエラーアンプ２１に入力する。エラーアンプ２１では、制御電流値に対応する基準電圧と比較される。制御部１２にエラーアンプの出力が供給される。エラーアンプは、二つ入力が等しくなるように負帰還（ネガティブフィードバック）がかけられるので、出力電流は、フィードバック制御によって一定値に制御される。これを一般的に定電流制御、又はＣＣ制御と呼ぶ。制御部１２の動作自体は、定電圧（ＣＶ）制御における制御部１２と同様である。

例えばリチウムイオン二次電池の場合は、定電流定電圧充電を行うので、定電流（ＣＣ）制御と定電圧（ＣＶ）制御を組み合わせて使うようになされる。図４に示すように、エラーアンプ１１の出力と、エラーアンプ２１の出力がダイオード２２及び２３を介して加算されてフィードバック信号が形成される。このフィードバック信号によって制御部１２が制御される。

図５は、定電圧制御を行うＬＬＣ方式のスイッチング電源のより具体的構成を示す。図５の構成は、寄生素子を明記したものである。Ｖｉｎが入力電源であり、Ｑ１がハイサイド側のＭＯＳＦＥＴであり、Ｑ２がローサイド側のＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオードＤ１及び容量Ｃ１が並列に存在する。ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン及びソース間に寄生素子としてダイオードＤ２及び容量Ｃ２が並列に存在する。ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＭＯＳＦＥＴＱ２のそれぞれのゲートに対してドライブ信号Ｈ－ＤＲＶ及びＬ－ＤＲＶが供給され、ＭＯＳＦＥＴＱ１及びＭＯＳＦＥＴＱ２がスイッチング動作を行う。

ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース及びＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインの接続点とＭＯＳＦＥＴＱ２のソースの間にインダクタンスＬ０、トランスＴＲの１次コイルＬ１及び容量Ｃ３が直列に接続される。トランスＴＲの二次コイルが二つのインダクタンスＬ２ａ及びＬ２ｂに分割され、二次コイルの一端がダイオードＤ３ａを介して出力端子ｔ１と接続され、二次コイルの他端がダイオードＤ３ｂを介して出力端子ｔ１と接続される。二次コイルの接続中点が出力端子ｔ２として取り出され、出力端子ｔ１及びｔ２間に容量Ｃ４が接続される。出力端子ｔ１及びｔ２から負荷１０（例えばリチウムイオン二次電池）に対する出力電圧が取り出される。上述したＬＬＣ方式のスイッチング電源では、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートに対して逆位相のドライブ信号Ｈ－ＤＲＶ及びＬ－ＤＲＶが供給され、これらのＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ２が差動でスイッチング動作を行う。

出力電圧が抵抗Ｒ１及びＲ２によって分圧され、分圧電圧がエラーアンプ１１に入力され、基準電圧と比較され、これらが等しい値になるよう負帰還（ネガティブフィードバック）がかけられる。エラーアンプ１１からのフィードバック信号がフォトカプラ１３を通じて制御部１２に供給される。制御部１２に対して出力部１５が接続されており、出力部１５からＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２に対するドライブ信号Ｈ－ＤＲＶ及びＬ－ＤＲＶが出力される。

定電流制御を行うＬＬＣ方式のスイッチング電源の具体的構成を図６に示す。スイッチング電源の構成は、定電圧制御の場合と同様である。出力電流が検出抵抗Ｒ０によって検出され、電流アンプ１６を介してエラーアンプ２１に供給される。エラーアンプ２１にて制御電流値と比較され、これらが等しい値になるよう負帰還（ネガティブフィードバック）がかけられる。エラーアンプ２１からのフィードバック信号がフォトカプラ１３を通じて制御部１２に供給される。制御部１２に対して出力部１５が接続されており、出力部１５からＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２に対するドライブ信号Ｈ－ＤＲＶ及びＬ－ＤＲＶが出力される。

「ＬＬＣ方式のスイッチング電源におけるドライブ信号」
ＬＬＣ方式のスイッチング電源において、ドライブ信号Ｈ－ＤＲＶおよびＬ－ＤＲＶを図７に示す。これらのドライブ信号は、逆位相のパルスである。ドライブ信号のハイレベル期間でＭＯＳＦＥＴがＯＮする。ドライブ信号Ｈ－ＤＲＶおよびＬ－ＤＲＶの１周期をスイッチング周期と称する。また、スイッチング周期の１周期をスイッチング回数の１回とする。スイッチング周期の逆数がスイッチング周波数であり、ＬＬＣ方式の場合は、フィードバック制御によってスイッチング周波数を変えることで、定電圧制御又は定電流制御が可能である。

バーストモード（間欠発振モード）とは、図８に示すように、スイッチングＯＮ区間とスイッチングＯＦＦの区間があるモードである。スイッチングＯＮ区間とスイッチングＯＦＦ区間を合わせてバースト周期と呼び、その逆数がバースト周波数となる。バーストモードにおいては、スイッチングＯＮ区間とスイッチングＯＦＦ区間の時間比率でもって定電流制御又は定電圧制御を行う。

リップル電流（リップル電圧）は、スイッチングＯＦＦの区間が短いほど小さくすることができる。図９の上側のドライブ信号による波形と下側のドライブ信号による波形を比較すると、下側の波形の方がＯＦＦ区間が短い。その結果、出力リップル電流（又はリップル電圧）がＯＦＦ区間が短い方が小とすることができる。

リップル電流（又はリップル電圧）を最小にするという観点では、スイッチングＯＦＦの区間が短いほど良い。しかしながら、ＬＬＣ方式では、スイッチングＯＦＦ区間は、必要最低ＯＦＦ時間がある。これは、スイッチングＯＦＦしても、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオード（ダイオードＤ１及びＤ２）を通って電流が流れる期間があるためで、この期間にスイッチングを開始すると、ボディダイオードの逆回復期間中に、ハーフブリッジに貫通電流が流れることになり、好ましくない。必要最低ＯＦＦ時間は、回路の励磁電流や負荷条件によって多少の違いがあるが、図１０に示すように、実験の結果より、およそ１スイッチング周期となる。

さらに、同じスイッチング回数１回の場合、スイッチング周波数が高い方がスイッチングＯＦＦ時間は短くできる。図１１の上側の波形に対して下側の波形の方がスイッチング周波数が高い。スイッチング周波数が高い方がスイッチングＯＦＦ時間を短くできるので、出力リップル電流（出力リップル電圧）を小さいものとできる。

「既存のバースト制御の方法」
かかるＬＬＣ方式のスイッチング電源における既存のバースト制御の方法について図１２を参照して説明する。バーストの基本的な制御方法は、バースト時のスイッチングＯＮ時間比率を調整して制御する。負荷が軽くなると、スイッチングＯＮ時間の比率を低くする。ＬＬＣ方式のスイッチング電源の場合では、１回のスイッチングで、「ハイサイドのＭＯＳＦＥＴＱ１のＯＮ、ローサイドのＭＯＳＦＥＴＱ２のＯＦＦ」→「ハイサイドのＭＯＳＦＥＴＱ１のＯＦＦ、ローサイドのＭＯＳＦＥＴＱ２のＯＮ」となる。ＯＮ時間は、そのスイッチング回数で調整するため、スイッチング回数によって、ＯＮ時間は、「スイッチング周期×ＯＮ回数」となり、離散的な値を取る（図７参照）。

一方、ＯＦＦ時間は、確保すべき必要な最小ＯＦＦ時間があり、それは、およそスイッチング１周期分である（図１０参照）。図９を参照して説明したように、ＯＦＦ時間を長くすると、リップル電流が大きくなるので、リップル電流を抑えるためには、必要なＯＦＦ期間を確保しながら、できるだけＯＦＦ時間を短くした方がよい。

また、バースト時のＯＮ時間比率は、負荷に応じて、できるだけ連続的に変化させないと、安定的なレギュレーション特性を得られない。バースト時のＯＮ時間は、スイッチング回数に応じて離散的な値となるので、もし、高周波バーストで、バースト周波数固定とした場合は、ＯＮ回数の１ステップの変化で、ＯＮ時間比率が大きく変動し、負荷変動による、細かいＯＮ時間比率の制御ができず、安定動作を得られない。

仮に、単純な高周波バースト（バースト周波数固定）とした場合の例（図１３参照）
例えば、スイッチング回数３回、ＯＦＦ＝スイッチング１周期（この場合のＯＮ時間比率が０．７５）→（負荷が軽くなると、１ステップダウン）→スイッチング回数２回、ＯＦＦ＝スイッチング２周期（この場合のＯＮ時間比率が０．５）
高周波バーストで、バースト周波数を固定とすると、１ステップの調整で、ＯＮ時間が大きく変化してしまい、安定動作せず、リップルが大きくなってしまう問題が発生する。

また、もし、高周波バーストで、バースト周波数固定とした場合は、非バースト動作から、バースト動作に入る境界のところで、ＯＮ時間比率が大きく変動し、この境界に相当する負荷条件の時に、安定動作をすることができなくなる。

仮に、単純な高周波バースト（バースト周波数固定）とした場合の例（図１４参照）
例えば、バースト周期＝スイッチング周期の４倍の場合（非バースト動作の場合のＯＮ時間比率が１．０）→（負荷が軽くなると）→スイッチング回数３回、ＯＦＦ＝スイッチング１周期（この場合のＯＮ時間比率が０．７５）
高周波バーストで、バースト周波数固定の場合は、最小ＯＦＦ時間でバーストに入った状態と、非バースト動作の時のＯＮ時間比率の飛躍が大きく、この境界に相当する負荷条件の時に安定動作しない。

「本技術によるバースト制御の方法」
本技術では、ＬＬＣ方式のバースト制御において、バースト期間のＯＮ時間比率が、負荷条件によって、連続的に可変できるよう、バースト期間のスイッチングＯＮ回数とＯＦＦ時間を制御する。この制御方法によりＯＦＦ時間を連続的（スイッチング１周期よりもある程度細かいステップあるいは無段階等）に制御することで、バースト動作時のＯＮ時間比率を、連続的に変化させることができ、且つ、バーストＯＦＦの時間を最適制御することが可能となる。以下、本技術によるバーストモードについて説明する。なお、「連続的」とは、大きく飛躍することのない比較的小さいステップでの可変、或いは無段階での可変を含めて、連続的と表現している。

ＬＬＣ方式は、周波数制御の方式である。軽負荷になるほど、スイッチング周波数が上がる制御になる。このスイッチング周波数に上限設定値（ｆｍａｘ１）を設け、それ以上の軽負荷領域については、上限スイッチング周波数（ｆｍａｘ１）で固定して、バースト制御に入れ、スイッチングＯＮ時間の比率により、制御させる方法を取る。

図１５は、本技術のバースト制御を示すものであり、重負荷から超軽負荷までの間の制御を表している。本技術では、周波数制御するスイッチング周波数の上限値ｆｍａｘ１を設定する。上限値ｆｍａｘ１までは、スイッチング周波数（ｆｓｗと表記する）を負荷の重さを示すフィードバック値（ＦＢ値と表記する）に応じてスイッチング周波数ｆｓｗを制御する。すなわち、負荷が軽くなるとスイッチング周波数ｆｓｗを高くする。この制御は、非バースト制御の範囲である。一例として、ｆｍａｘ１を１５０ｋＨｚ未満に設定する。この周波数は、雑音端子電圧の規制帯域以下となり、ＡＣフィルタのコストダウンが可能となる。

スイッチング周波数ｆｓｗが上限設定値ｆｍａｘ１に達すると、バースト制御に移行する。スイッチング周波数ｆｓｗが上限設定値ｆｍａｘ１に固定され、ＦＢ値によりスイッチング回数とＯＦＦ時間を制御する。軽負荷となるほどＯＮ回数を減少させる。さらに、本技術によるバースト制御は、バースト期間中の（スイッチング回数≧２）の場合と、（スイッチング回数＝１）の場合に分けられる。

（スイッチング回数≧２）の場合（ＯＮ時間比率≧０．５の場合）は、図１６及び図１７に示すように、フィードバックにより、スイッチング回数とＯＦＦ時間を制御することで、ＯＮ時間比率を調整する。軽負荷となるほど、ＯＮ回数を減少させる。ＯＮ時間＝スイッチング周期×スイッチング回数と表される。なお、図１６及び図１７におけるＯＦＦ時間は、１スイッチング周期以上、２スイッチング周期未満の最適値を示している。

（スイッチング回数＝１）の場合では、図１８及び図１９に示すように、ＯＦＦ時間を制御する。軽負荷となるほどＯＦＦ時間を伸ばす。図１８に示すように、ＯＮ時間比率が０．５に近い時なので、スイッチング回数が少なくなる。なお、図１８におけるＯＦＦ時間は、１スイッチング周期以上、２スイッチング周期未満の最適値を示している。

上述した本技術におけるバースト制御において、スイッチング回数≧２の場合のポイントは、次のようになる。
ＯＮ時間比率が高い（１に近い）ほど、バースト期間中のスイッチング回数を多くするように制御する。ＯＦＦ時間は、例えば、必要最小ＯＦＦ時間（＝約１スイッチング周期）以上、２スイッチング周期未満の最適値に制御する。結果として、バースト周波数は、低くなる。

ＯＮ時間比率が低い（０．５に近い）ほど、バースト期間中のスイッチング回数を減らすように制御する。ＯＦＦ時間は、例えば、必要最小ＯＦＦ時間（＝約１スイッチング周期）以上、２スイッチング周期未満の最適値に制御する。結果として、バースト周波数は、高くなる。軽負荷になるほど、バースト期間中のスイッチング回数を減らし、ＯＮ時間比率０．５のところで、スイッチング回数＝１、ＯＦＦ時間＝スイッチング１周期（＝最小ＯＦＦ時間）となる。

上述したように、ＯＮ時間＝スイッチング周期×スイッチング回数となり、離散的な値を取るが、ＯＦＦ時間を、連続的（１スイッチング周期よりもある程度細かいステップ或いは無段階）に制御することによって、ＯＮ時間比率を、連続的に微調整することが可能となる。

上述した本技術におけるバースト制御において、スイッチング回数＝１の場合は、スイッチング回数＝１で固定とし、ＯＦＦ時間を必要最小ＯＦＦ時間（＝約スイッチング１周期）以上で制御することで、ＯＮ時間比率を調整する。

スイッチング回数＝１の場合（ＯＮ時間比率＜０．５）でＯＮ時間比率が高い時（ＯＮ時間比率が０．５に近い時）は、図１８に示すように、ＯＦＦ時間が最小ＯＦＦ時間に近いものとなる。

スイッチング回数＝１の場合でＯＮ時間比率が低い時（ＯＮ時間比率が０に近い時）は、図１９に示すように、ＯＦＦ時間が１スイッチング周期以上の最適値となる。

上述した本技術におけるバースト制御において、スイッチング回数＝１の場合のポイントは、次のようになる。
スイッチング回数は１回固定として、ＯＦＦ時間は、必要最小ＯＦＦ時間（＝約１スイッチング周期）以上の最適値に制御する。

ＯＮ時間比率が高い（０．５に近い）時は、ＯＦＦ時間が、必要最小ＯＦＦ時間（＝約１スイッチング周期）に近いので、結果として、バースト周波数が高い。

ＯＮ時間比率が低い（０に近い）時は、ＯＦＦ時間が長くなるので、結果として、バースト周波数が低くなる。

ＯＦＦ時間を、連続的（１スイッチング周期よりもある程度細かいステップ或いは無段階等）に制御することで、ＯＮ時間比率を、連続的に微調整することが可能となる。

リップル電流を最小化するという観点では、スイッチング回数＝１の場合でも、ＯＦＦ時間は短い方がよい。スイッチング回数＝１で、ＯＦＦ時間を短くする方法については、後述する。

「通常モード（周波数制御）のフィードバック制御の説明」
制御部１２の制御動作について説明する。図２０を参照して通常モードのフィードバック制御について、その一例を説明する。この例では、スイッチング周波数ｆｓｗについて、上限値、下限値を設定しているものとする。

ステップＳ１：フィードバック信号の値（ＦＢ値）が高いかどうかを判定する。ここでは、ＦＢ値が高いことは、出力が不足していることを意味する。
ステップＳ２：ＦＢ値が高いと判定されると、スイッチング周波数が下限値より高いかどうか判定される。
ステップＳ３：ステップＳ２においてスイッチング周波数が下限値より高いと判定されると、スイッチング周波数が下げられる。そして、ステップＳ１の判定処理に戻る。
ステップＳ４：ステップＳ２においてスイッチング周波数が下限値以下と判定されると、スイッチング周波数が下限値で動作される。そして、ステップＳ１の判定処理に戻る。

ステップＳ５：ステップＳ１において、ＦＢ値が高くない、すなわち、出力が過多と判定されると、スイッチング周波数が上限値未満かどうかが判定される。
ステップＳ６：ステップＳ５において、スイッチング周波数が上限値未満でないと判定されると、バーストモードとする。
ステップＳ７：ステップＳ５において、スイッチング周波数が上限値未満と判定されると、スイッチング周波数が上げられて、ステップＳ１の判定処理に戻る。

「バーストモード（スイッチング回数ｎ≧２）の説明」
次に、図２１を参照してバーストモード（スイッチング回数ｎ≧２）のフィードバック制御について、その一例を説明する。なお、この例では、バースト１周期中のスイッチング回数については、上限値を設定することとする。
ステップＳ１１：ＦＢ値が高いかどうかを判定する。ここでは、ＦＢ値が高いことは、出力が不足していることを意味する。
ステップＳ１２：ＦＢ値が高いと判定されると、ＯＦＦ時間が下限値かどうかが判定される。
ステップＳ１３：ＯＦＦ時間が下限値と判定されると、スイッチング回数が上限値かどうかが判定される。
ステップＳ１４：ステップＳ１３で、スイッチング回数が上限値でないと判定されると、スイッチング回数が増やされる。そして、ステップＳ１の判定処理に戻る。
ステップＳ１５：ステップＳ１３で、スイッチング回数が上限値と判定されると、周波数制御（連続モード）へ移行する。

ステップＳ１６：ステップＳ１２において、ＯＦＦ時間が下限値でないと判定されると、下限値以上でＯＦＦ時間を減らすようになされる。そして、ＦＢ値判定（ステップＳ１１）に制御が戻る。
ステップＳ１７：ステップＳ１１のＦＢ値判定において、ＦＢ値が高くない（出力過多）と判定されると、ＯＦＦ時間が上限値か、どうかが判定される。すなわち、ＯＦＦ時間が（＜（Ｔ・ｎ）／（ｎ－１））か、どうかが判定される。ここで、Ｔはスイッチング周期、ｎは１バースト周期中のスイッチング回数を示す。
ステップＳ１８：ステップＳ１７において、ＯＦＦ時間が上限値でないと判定されると、ＯＦＦ時間が上限以下で増やされる。そして、ＦＢ値判定（ステップＳ１１）に制御が戻る。

ステップＳ１９：ステップＳ１７において、ＯＦＦ時間が上限値と判定されると、スイッチング回数が２より多いかどうか判定される。
ステップＳ２０：ステップＳ１９において、スイッチング回数が２より多いと判定されると、スイッチング回数が減らされる。そして、ＦＢ値判定（ステップＳ１１）に制御が戻る。
ステップＳ２１：ステップＳ１９において、スイッチング回数が２以下と判定されると、スイッチング回数＝１のモードへ制御が移る。

「バーストモード（スイッチング回数ｎ＝１）の説明」
次に、図２２を参照してバーストモード（スイッチング回数ｎ＝１）のフィードバック制御について説明する。
ステップＳ３１：ＦＢ値が高いかどうかを判定する。ここでは、ＦＢ値が高いことは、出力が不足していることを意味する。
ステップＳ３２：ＦＢ値が高いと判定されると、ＯＦＦ時間が下限値か、どうかが判定される。
ステップＳ３３：ＯＦＦ時間が下限値でないと判定されると、下限値以下でＯＦＦ時間が減らされる。そして、ステップＳ３１のＦＢ値の判定処理に戻る。
ステップＳ３４：ステップＳ３２において、ＯＦＦ時間が下限値であると判定されると、スイッチング回数を２にして（ｎ≧２）の制御に移る。
ステップＳ３５：ステップＳ３１において、ＦＢ値が高くない（すなわち、出力が過多）と判定されると、ＯＦＦ時間か増やされ、ＦＢ値の判定処理に戻る。

「テーブルを用いるバーストモード」
スイッチング周波数は、上限値で固定し、ＯＦＦ時間はＴ以上。但し、Ｔはスイッチング周期である。
図２３のフローチャートに示すように、テーブルを用いる場合では、後述するように、ＯＮ時間比率に応じた、スイッチング回数とＯＦＦ時間のテーブルを用意しておいて、ＦＢ値に応じてＯＮ時間比率を変える。

ステップＳ４１：ＦＢ値が高いかどうかを判定する。ここでは、ＦＢ値が高いことは、出力が不足していることを意味する。
ステップＳ４２：ＦＢ値が高いと判定されると、テーブルのＯＮ時間比率が上限未満か、どうかが判定される。
ステップＳ４３：ＯＮ時間比率が上限未満と判定されると、ＯＮ時間比率が高くされる。そして、ステップＳ４１の判定処理に戻る。
ステップＳ４４：ステップＳ４２で、ＯＮ時間比率が上限未満でないと判定されると、周波数制御モード（連続動作）に移行する。
ステップＳ４５：ステップＳ４１において、ＦＢ値が高くないと判定されると、ＯＮ時間比率が低くされる。

「テーブルの一例」
バーストのＯＮ時間比率とＯＮ回数、ＯＦＦ時間の可変の一例をテーブルの形式で図２４および図２５に示す。これらの二つの表は、一連の表であって、図２４の表から図２５の表に続くもので、表の上から下に向かうほど負荷が軽くなるものとしている。すなわち、図２４の最上段の行が最も負荷が重い時の値であり、図２５の最下段の行が最も負荷が軽い時の値である。図２４および図２５の例から分かるように、軽負荷になるほど、ＯＮ数を減らす。ＯＦＦ時間は、１スイッチング周期よりある程度細かいステップか、あるいは無段階等で調整することで、ＯＮ時間比率の飛躍が無くなり、安定したレギュレーション特性を実現できる。なお、ＯＦＦ時間は、便宜上０．１刻みで表記しているが、実際には、０．１刻みでなくてもよいし、無段階でもよい。

さらに、図２４および図２５に示すテーブルのポイントについて説明する。
このテーブルは、１バースト周期中のスイッチング回数とＯＦＦ時間を制御し、ＯＦＦ時 間を１スイッチング周期よりある程度小さいステップで制御することで、バースト期間中のＯＮ時間比率を飛躍することなく変化させることができることを、表したものである。

ＯＮ時間比率を調整する際、スイッチング回数とＯＦＦ時間を組み合わせて制御することで、ＯＦＦ時間を単に長くするよりも、スイッチング回数を減らすという制御を示している。ＯＦＦ時間を最適制御することで、リップル電流（又はリップル電圧）を最小限に抑えることができる。これは、リップル電流（又はリップル電圧）を最小にするという目的で、ＯＦＦ時間を最適制御する一例である。

このテーブルに示したスイッチング回数ｎとそのスイッチング回数における最大ＯＦＦ時間の関係を式で表すと、次のようになる。スイッチング回数ｎ≧２の場合において、ＯＦＦ時間の最大値を×とし、スイッチング周期をＴとすると、ＯＮ時間比率の関係から、以下の式が成り立つ（ただし、ｎは２以上の整数）。

｛Ｔ・（ｎ－１）｝／｛Ｔ・（ｎ－１）＋Ｔ｝＜Ｔ・ｎ ／｛Ｔ・ｎ＋×｝

この式を、×（ＯＦＦ時間の最大値）について解くと、下記の式が得られる。

Ｘ ＜ Ｔ・ｎ／（ｎ－１）

したがって、スイッチング回数ｎと、スイッチング周期Ｔが決まれば、ＯＦＦ時間の最大値は決まる。ＯＦＦ時間を、この最大値より伸ばさないと出力過多になる場合、スイッチング回数を１回減らせばよいということになる。この式のように、スイッチング回数とＯＦＦ時間を制御すれば、ＯＦＦ時間を最適に制御することができ、この制御式の場合、リップル電流（又はリップル電圧）を最小化できる。スイッチング回数＝１の場合を含めてまとめると、次のようになる。

スイッチング回数ｎ≧２の場合
ＯＦＦ時間Ｘが、下記となるようにスイッチング回数ｎとＯＦＦ時間×をフィードバック制御する。

Ｔ＜Ｘ＜Ｔ・ｎ／（ｎ－１） （Ｔ：スイッチング周期、 ｎ：スッチング回数）

出力が不足な場合、ｎ→（ｎ＋１）
出力が出し過ぎになる場合、ｎ→（ｎ－１）
ｎ＝１になった場合は、ｎ＝１の制御に移行

スイッチング回数ｎ＝１の場合
ＯＦＦ時間Ｘが、下記となるようにＯＦＦ時間Ｔをフィードバック制御

Ｔ＜Ｘ

出力が出し過ぎになる場合、×を長くする
出力が不足な場合、Ｔ＜の範囲で×を短くする
Ｘ＝Ｔで、出力が不足な場合、ｎ＝２にして、スイッチング回数ｎ≧２の制御に移行

このような制御を実際のハードウエアに実装する場合は、上述の関係式から、論理回路を構成し、ハードウエアを構築してもよいし、又は、先に示したようなテーブルを作成し、そのテーブルを元に制御してもよい。

上述した制御をした場合のＯＮ時間比率とバースト周波数の関係を図２６に示し、ＯＮ時間比率とＯＦＦ時間の関係を図２７に示し、ＯＮ時間比率とＯＮ回数の関係を図２８に示す。

バースト制御の際には、実際には、音鳴きが発生することがあり、バースト周波数として、可聴帯域以上の２０ｋＨｚ以上にするか、あるいは、耳に付きにくい低い周波数が選ばれることが多い。しかし、本制御では、バースト周波数は、負荷条件により変動してしまうため、２０ｋＨｚ以下の可聴帯域に入るケースも発生する。その場合は、図２９に示すように、バースト開始時に、スイッチング周波数を高いところから発振し始め、少しずつ周波数を下げていく、いわゆるソフトスタートと、バースト終了時にスイッチング周波数を少しずつ上げてからＯＦＦにする、いわゆるソフトＯＦＦ（又はソフトエンド）を使うことが有効である。

なお、ソフトスタートを使うと、副次的なメリットも発生する。軽負荷になっていくと、バースト時のスイッチングのＯＮ回数が減っていくので、最終的には、ソフトスタート部分のみが残り、最終的に、スイッチング回数＝１回となる場合、ソフトスタートの作用で、自動的にスイッチング周波数が高くなる（図３０参照）。

同じスイッチング回数が１回の場合は、スイッチング周波数を高めた方が、ゲインが下がり、同負荷条件だとＯＦＦ時間が短くなるため、ソフトスタートの副次的作用として、リップル電流を低減することが可能となる。

また、この考え方から、ソフトスタートやソフトＯＦＦを使わない場合、次のような制御も、リップル電流を最小化する観点で有効である。すなわち、スイッチング回数＝１の場合で、ソフトスタートを用いない場合、リップル電流を減らす工夫として、以下の方法が有効である。

上述した図１５に示すバースト動作での制御は、スイッチング回数≧２の場合と、スイッチング回数＝１の場合の２つのモードに分けたが、スイッチング回数＝１の場合を、さらに２つのモードに分ける（図３１及び図３２参照）。

１．スイッチング回数が１回になると、スイッチング回数＝１回固定とし、ＯＦＦ時間を最小ＯＦＦ時間で固定。
２．このモードでの上限スイッチング周波数ｆｍａｘ２をｆｍａｘ１より高く設定しておいて、フィードバックによりｆｍａｘ１からｆｍａｘ２の間で制御。
３．さらなる軽負荷時に、ｆｍａｘ２に到達し、アンレギュレーション（つまり出力過多）になった場合、ｆｍａｘ２を固定として、ＯＦＦ時間制御に移行。

＜４．変形例＞
以上、本技術の一実施の形態について具体的に説明したが、本技術は、上述の一実施の形態に限定されるものではなく、本技術の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。また、上述の実施形態において挙げた構成、方法、工程、形状、材料及び数値などはあくまでも例に過ぎず、必要に応じてこれと異なる構成、方法、工程、形状、材料及び数値などを用いてもよい。

なお、本技術は、以下のような構成も取ることができる。
（１）
ＬＬＣ方式のスイッチング電源であって、
負荷条件を示すフィードバック値が供給され、スイッチング素子に対するドライブ信号を形成する制御部を有し、
制御部は、
負荷が重い第１の領域において、前記フィードバック値によってスイッチング周波数を可変する周波数制御を行い、
前記第１の領域に比して負荷が軽い第２の領域において、スイッチング周波数を固定してスイッチングＯＮ区間とスイッチングＯＦＦ区間を設けるバースト制御を行い、
前記バースト制御において、前記ドライブ信号のスイッチング周期の１周期を１回とするスイッチング回数とＯＦＦ時間の両方を制御することによって、ＯＮ時間比率を負荷条件によって連続的に可変するようにしたスイッチング電源。
（２）
前記ＯＮ時間比率を下げる場合に、前記ＯＦＦ時間を最適値に制御すると共に，負荷が軽くなるほど１バースト周期中のスイッチング回数を減らすようにした（１）に記載のスイッチング電源。
（３）
前記スイッチング回数が１回になると、負荷が軽くなるほどＯＦＦ時間を伸ばすように制御する（２）に記載のスイッチング電源。
（４）
前記バースト制御において、ソフトスタート及びソフトエンドを組み合わせるようにした（１）から（３）のいずれかに記載のスイッチング電源。
（５）
前記負荷が二次電池である（１）から（４）のいずれかに記載のスイッチング電源。

Ｑ１，Ｑ２・・・ＭＯＳＦＥＴ、ＴＲ・・・トランス、ｔ１，ｔ２・・・出力端子、
１１，２１・・・エラーアンプ、１２・・・制御部

Claims (5)

1. ＬＬＣ方式のスイッチング電源であって、
   負荷条件を示すフィードバック値が供給され、スイッチング素子に対するドライブ信号を形成する制御部を有し、
   制御部は、
   負荷が重い第１の領域において、前記フィードバック値によってスイッチング周波数を可変する周波数制御を行い、
   前記第１の領域に比して負荷が軽い第２の領域において、スイッチング周波数を固定してスイッチングＯＮ区間とスイッチングＯＦＦ区間を設けるバースト制御を行い、
   前記バースト制御において、前記ドライブ信号のスイッチング周期の１周期を１回とするスイッチング回数とＯＦＦ時間の両方を制御することによって、ＯＮ時間比率を負荷条件によって連続的に可変するようにしたスイッチング電源。
2. 前記ＯＮ時間比率を下げる場合に、前記ＯＦＦ時間を最適値に制御すると共に，負荷が軽くなるほど１バースト周期中の前記スイッチング回数を減らすようにした請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 前記スイッチング回数が１回になると、負荷が軽くなるほどＯＦＦ時間を伸ばすように制御する請求項２に記載のスイッチング電源。
4. 前記バースト制御において、ソフトスタート及びソフトエンドを組み合わせるようにした請求項１に記載のスイッチング電源。
5. 前記負荷が二次電池である請求項１に記載のスイッチング電源。
   

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