CN112400273B - 开关电源 - Google Patents

Abstract

一种开关电源，为LLC方式的开关电源，其中所述开关电源具有控制部，该控制部被供给表示负载条件的反馈值，形成针对开关元件的驱动信号，控制部在负载重的第1区域中，进行根据所述反馈值使开关频率可变的频率控制，在负载比第1区域轻的第2区域中，进行固定开关频率并设置开关导通区间和开关断开区间的突发控制，在突发控制中，通过控制1个突发周期中的开关导通次数和断开时间这两者，使导通时间比率根据负载条件而连续地可变。

Description

开关电源

技术领域

本技术涉及LLC方式的开关电源。

背景技术

以往，已知使用两个L和1个C的LLC方式的开关电源(DC-DC转换器)。该开关电源为软开关方式，具有高效率、低噪声的特长，被广泛使用。另一方面，由于与其它方式相比较具有调节范围窄的特性，因此不适合于输出电压可变范围宽的用途、输入电压变动大的用途。

在对二次电池充电的充电器的情况下，由于输出电压变动范围宽，因此以往使用PWM控制方式的开关电源。近来，大容量化(几百W以上)的需求逐渐增多，使用以往的PWM控制方式的开关电源时，效率不佳，在尺寸及成本的方面不利。于是，如果能够利用LLC方式的开关电源来实现充电器，则能够实现低成本、高效率的充电器。然而如上所述，由于LLC方式的开关电源的调节范围窄的特性，关于充电器，在轻负载(低电压且小电流)区域中的行为存在问题。

在LLC方式的开关电源中，当负载变小时，励磁电流相对于要在次级侧输出的电流的占比变大，效率下降。因此产生了电子设备在待机时的功耗变大的问题。即，除了作为要传递到次级侧的能量的电流之外，由于谐振而仅流过初级侧的励磁电流流动。无论负载所消耗的电流如何，基于该谐振的励磁电流持续流动。因此在轻负载时，由基于谐振的励磁电流导致的效率下降相对变大。

在专利文献1中记载有如下内容：为了解决该问题，设定使振荡器连续地工作来进行电源控制的通常模式和使振荡器间歇地工作来进行电源控制的突发模式(burst mode)。当设定为突发模式时，通过检测次级侧的输出电压，从而使电源控制间歇地停止，因此能够减小待机时的功耗。

另外，在专利文献2中，记载有进一步减小开关电源的功耗的内容。在专利文献2中，关注于在开关停止期间不需要开关元件的开关控制的事实，停止向控制单元供给控制电力以谋求功耗减小。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2009-189108号公报

专利文献2：日本特开2013-038857号公报

发明内容

发明所要解决的技术课题

如专利文献1或专利文献2中记载的，通过在轻负载时使用突发模式(间歇振荡模式)，从而能够扩大LLC方式的开关电源的轻负载区域的调节范围。专利文献1或专利文献2中记载的内容为用于抑制待机时的功耗的突发控制技术，通常使用大约几十Hz～几百Hz的突发频率。

然而，在几十Hz～几百Hz这样的低的突发频率的情况下，开关停止的时间变长，因此输出的纹波电流或纹波电压变大。在充电器的情况下，即使在轻负载时，也存在想要抑制充电的纹波电流的需求，在低的突发频率下，纹波电流大，因此有时无法满足电池的需求规格。如果将突发频率提高到几十kHz，则虽然能够使纹波电流变小，但是仅单纯设为高的突发频率，存在突发期间中的导通(ON)时间比率的微调变得困难，变得难以稳定地运行的问题。

因此本技术的目的在于提供一种能够减小突发工作时的纹波电流(或纹波电压)的开关电源。

用于解决技术课题的技术方案

本技术为LLC方式的开关电源，

所述开关电源具有控制部，该控制部被供给表示负载条件的反馈值，形成针对开关元件的驱动信号，

在负载重的第1区域中，控制部进行根据反馈值使开关频率可变的频率控制，

在负载比第1区域轻的第2区域中，控制部进行固定开关频率并设置开关导通(ON)区间和开关断开(OFF)区间的突发控制，

在突发控制中，控制部通过控制开关导通次数和断开时间这两者，使导通时间比率根据负载条件而连续地可变。

发明效果

根据至少一个实施方式，能够使突发期间的导通时间比率连续地变化，并且能够确保突发模式时的必需最小断开时间且始终对断开时间进行最小控制，能够使突发工作时的纹波电流(或纹波电压)为最小。此外，不一定受限为在此记载的效果，可以为本技术中所记载的任意效果或与这些不同的效果。

附图说明

图1为LLC方式的开关电源的连接图。

图2为示出恒定电压控制的结构的框图。

图3为示出恒定电流控制的结构的框图。

图4为示出进行恒定电压控制及恒定电流控制这两者的结构的框图。

图5为示出恒定电压控制的结构的连接图。

图6为示出恒定电流控制的结构的连接图。

图7为示出LLC方式的开关电源的驱动信号的波形的波形图。

图8为示出LLC方式的开关电源的突发模式下的驱动信号的波形的波形图。

图9为示出断开区间的长度和纹波大小的关系的波形图。

图10为示出断开区间的长度的波形图。

图11为示出开关频率和纹波大小的关系的波形图。

图12为示出负载与导通时间比率的关系的时序图。

图13为示出负载与导通时间比率的关系的时序图。

图14为用于说明从非突发模式变为突发模式变化时的导通时间比率的变化的时序图。

图15为用于说明本技术的突发模式的时序图。

图16为用于说明导通时间比率高时的控制的时序图。

图17为用于说明导通时间比率低时的控制的时序图。

图18为用于说明导通时间比率高时的控制的时序图。

图19为用于说明导通时间比率低时的控制的时序图。

图20为用于说明通常模式的控制的流程图。

图21为用于说明突发模式(开关次数n≥2)时的控制的流程图。

图22为用于说明突发模式(开关次数n＝1)时的控制的流程图。

图23为用于说明使用表格时的突发模式的控制的流程图。

图24为示出用于突发模式的控制的表格的一例的图。

图25为示出用于突发模式的控制的表格的一例的图。

图26为示出导通时间比率与突发频率的关系的曲线图。

图27为示出导通时间比率与断开时间的关系的曲线图。

图28为示出导通时间比率与导通次数的关系的曲线图。

图29为用于说明软起动(soft start)及软结束(soft end)的时序图。

图30为用于说明软起动及软结束的时序图。

图31为用于说明不使用软起动及软结束时的控制的时序图。

图32为用于说明本技术的突发模式的变形例的时序图。

附图标记

Q1、Q2：MOSFET；TR：变压器；t1、t2：输出端子；11、21：误差放大器；12：控制部。

具体实施方式

以下参照附图对本技术的实施方式等进行说明。

以下要说明的实施方式等为本技术的优选的具体例，本技术的内容并不限定于这些实施方式等。

图1示出应用本发明的LLC方式的开关电源的一例的结构。图1的结构中标明了寄生元件。Vin为输入电源，Q1为高端侧的MOSFET，Q2为低端侧的MOSFET。二极管D1及电容C1作为寄生元件并联地存在于MOSFET Q1的漏极及源极之间。二极管D2及电容C2作为寄生元件并联地存在于MOSFET Q2的漏极及源极之间。从控制部对MOSFET Q1及MOSFET Q2各自的栅极供给驱动信号，MOSFET Q1及MOSFET Q2进行开关动作。

电感L0、变压器TR的初级线圈L1及电容C3串联连接于MOSFET Q1的源极及MOSFETQ2的漏极的连接点与MOSFET Q2的源极之间。变压器TR的次级线圈被分割为两个电感L2a及L2b，次级线圈的一端经由二极管D3a与输出端子t1连接，次级线圈的另一端经由二极管D3b与输出端子t1连接。次级线圈的连接中点被取出作为输出端子t2，电容C4连接于输出端子t1及t2之间。输出电压Vout从输出端子t1及t2被取出。

在上述的LLC方式的开关电源中，对MOSFET Q1和MOSFET Q2的栅极供给相反相位的驱动信号，这些MOSFET Q1和Q2以差动方式进行开关动作。

LLC方式的开关电源通常输出恒定电压，输出电压通过反馈控制被控制为恒定值。通常将此称为恒定电压控制或CV控制。反馈的结构如图2所示。输出电压(或其分压值)和基准电压被输入至误差放大器11，在误差放大器11的输出处形成反馈(图中记载为FB)信号。该反馈信号被供给至控制部12。在输出与控制部12绝缘的情况下，反馈信号通过光电耦合器等绝缘元件13被供给至控制部12。从控制部12得到针对开关元件(MOSFET Q1及Q2)的驱动信号输出。输出电压由驱动信号输出来控制。在误差放大器中，施加负反馈(negativefeedback)以使两个输入(输出电压或其分压值和基准电压)为相等值，因此结果是能够将输出电压控制为恒定。作为控制方式，有突发控制、频率控制、空载时间控制等。

在使用LLC方式的开关电源作为充电器的情况下，如图3所示，通常通过I-V变换放大器24将输出电流变换成电压值并输入至误差放大器21。在误差放大器21中，与对应于控制电流值的基准电压进行比较。误差放大器的输出被供给至控制部12。误差放大器被施加负反馈(negative feedback)以使得两个输入变得相等，因此输出电流通过反馈控制而被控制为恒定值。通常将此称为恒定电流控制或CC控制。控制部12的工作本身与恒定电压(CV)控制下的控制部12是同样的。

例如在锂离子二次电池的情况下，进行恒定电流恒定电压充电，因此将恒定电流(CC)控制和恒定电压(CV)控制组合使用。如图4所示，误差放大器11的输出和误差放大器21的输出经由二极管22及23被相加而形成了反馈信号。控制部12由该反馈信号来控制。

图5示出进行恒定电压控制的LLC方式的开关电源的更为具体的结构。图5的结构中标明了寄生元件。Vin为输入电源，Q1为高端侧的MOSFET，Q2为低端侧的MOSFET。二极管D1及电容C1作为寄生元件并联地存在于MOSFET Q1的漏极及源极之间。二极管D2及电容C2作为寄生元件并联地存在于MOSFET Q2的漏极及源极之间。对MOSFET Q1及MOSFET Q2各自的栅极供给驱动信号H-DRV及L-DRV，MOSFET Q1及MOSFET Q2进行开关动作。

电感L0、变压器TR的初级线圈L1及电容C3串联连接于MOSFET Q1的源极及MOSFETQ2的漏极的连接点与MOSFET Q2的源极之间。变压器TR的次级线圈被分割为两个电感L2a及L2b，次级线圈的一端经由二极管D3a与输出端子t1连接，次级线圈的另一端经由二极管D3b与输出端子t1连接。次级线圈的连接中点被取出作为输出端子t2，电容C4连接于输出端子t1及t2之间。针对负载10(例如锂离子二次电池)的输出电压从输出端子t1及t2被取出。在上述的LLC方式的开关电源中，对MOSFET Q1和MOSFET Q2的栅极供给相反相位的驱动信号H-DRV及L-DRV，这些MOSFET Q1和Q2以差动方式进行开关动作。

输出电压通过电阻R1及R2而被分压，分压电压被输入至误差放大器11，与基准电压进行比较，施加负反馈(negative feedback)以使它们为相等值。来自误差放大器11的反馈信号通过光电耦合器13被供给至控制部12。对控制部12连接有输出部15，从输出部15输出针对MOSFET Q1及Q2的驱动信号H-DRV及L-DRV。

图6中示出进行恒定电流控制的LLC方式的开关电源的具体的结构。开关电源的结构与恒定电压控制的情况是同样的。输出电流由检测电阻R0来检测，经由电流放大器16被供给至误差放大器21。由误差放大器21与控制电流值进行比较，施加负反馈(negativefeedback)以使它们为相等值。来自误差放大器21的反馈信号通过光电耦合器13被供给至控制部12。对控制部12连接有输出部15，从输出部15输出针对MOSFET Q1及Q2的驱动信号H-DRV及L-DRV。

“LLC方式的开关电源中的驱动信号”

图7中示出在LLC方式的开关电源中的驱动信号H-DRV及L-DRV。这些驱动信号为相反相位的脉冲。MOSFET在驱动信号的高电平期间导通。将驱动信号H-DRV及L-DRV的1个周期称为开关周期。另外，将开关周期的1个周期设为开关次数的1次。开关周期的倒数为开关频率，在LLC方式的情况下，通过反馈控制改变开关频率，从而能够实现恒定电压控制或恒定电流控制。

如图8所示，所谓突发模式(间歇振荡模式)为具有开关导通区间和开关断开的区间的模式。将开关导通区间和开关断开区间合起来称为突发周期，其倒数为突发频率。在突发模式中，根据开关导通区间与开关断开区间的时间比率来进行恒定电流控制或恒定电压控制。

开关断开的区间越短则越能够使纹波电流(纹波电压)变小。当对图9的上侧的驱动信号的波形和下侧的驱动信号的波形进行比较时，下侧的波形的断开区间较短。其结果是能够使断开区间较短的输出纹波电流(或纹波电压)变小。

从使纹波电流(或纹波电压)最小的观点出发，开关断开的区间越短越好。然而，在LLC方式中，开关断开区间具有必需最低断开时间。这是由于，即使开关断开，也存在电流流过MOSFET的体二极管(二极管D1及D2)的期间，因此当在该期间开始进行开关时，在体二极管的反向恢复期间中，在半桥中穿透电流流动，这是不期望的。必需最低断开时间根据电路的励磁电流、负载条件而略有不同，但是如图10所示，根据实验结果约为1个开关周期。

而且，在相同的1次开关次数的情况下，开关频率较高则能够使开关断开时间变短。相对于图11的上侧的波形，下侧的波形的开关频率较高。开关频率较高则能够缩短开关断开时间，因此能够使输出纹波电流(输出纹波电压)变小。

“现有的突发控制的方法”

参照图12对该LLC方式的开关电源的现有的突发控制的方法进行说明。突发的基本控制方法是调整并控制突发时的开关导通时间比率。当负载变轻时，降低开关导通时间的比率。在LLC方式的开关电源的情况下，在1次开关中，为“高端的MOSFET Q1导通、低端的MOSFET Q2断开”→“高端的MOSFET Q1断开、低端的MOSFET Q2导通”。通过该开关次数来调整导通时间，因此取决于开关次数，导通时间为“开关周期×导通次数”，取离散值(参照图7)。

另一方面，断开时间具有应确保的必需的最小断开时间，该最小断开时间约为1个开关周期(参照图10)。如参照图9说明的那样，当延长断开时间时，纹波电流变大，因此为了抑制纹波电流，最好确保必需的断开期间并且尽可能缩短断开时间。

另外，必须根据负载尽可能地使突发时的导通时间比率连续地变化，否则无法得到稳定的调节特性。突发时的导通时间根据开关次数而为离散值，因此如果在高频突发中设为突发频率固定的情况下，通过导通次数的1个步长的变化，导通时间比率大幅变动，无法进行基于负载变动的精细的导通时间比率的控制，无法得到稳定工作。

假定设为单纯的高频突发(突发频率固定)时的例子(参照图13)。

例如，开关次数3次，断开＝1个开关周期(该情况下的导通时间比率为0.75)→(当负载变轻时，降低1个步长)→开关次数两次，断开＝两个开关周期(该情况下的导通时间比率为0.5)。

当在高频突发下、将突发频率固定时，通过1个步长的调整，导通时间大幅变化，产生无法稳定工作、纹波变大的问题。

另外，如果设为在高频突发下、突发频率固定的情况下，在从非突发工作进入突发工作的边界处，导通时间比率大幅变动，在与该边界相当的负载条件时，变得无法稳定工作。

假定设为单纯的高频突发(突发频率固定)时的例子(参照图14)。

例如，突发周期＝开关周期的4倍时(非突发工作时的导通时间比率为1.0)→(当负载变轻时)→开关次数3次，断开＝1个开关周期(该情况下的导通时间比率为0.75)。

在高频突发下、突发频率固定的情况下，以最小断开时间进入突发的状态和非突发工作时的导通时间比率的跳跃大，在与该边界相当的负载条件时不会稳定工作。

“基于本技术的突发控制的方法”

在本技术中，在LLC方式的突发控制中，对突发期间的开关导通次数和断开时间进行控制，以使突发期间的导通时间比率能够根据负载条件而连续地可变。通过利用该控制方法连续(比1个开关周期更精细一些的步长或无级等)地控制断开时间，从而能够使突发工作时的导通时间比率连续地变化，并且能够对突发断开的时间进行最优控制。以下对本技术的突发模式进行说明。此外，所谓“连续地”包括按照没有大幅跳跃的比较小的步长的可变或无级的可变，表现为连续性的。

LLC方式为频率控制的方式。为负载越轻则开关频率越上升的控制。采用如下方法：对该开关频率设置上限设定值(fmax1)，对于在此以上的轻负载区域，以上限开关频率(fmax1)固定，进入突发控制，通过开关导通时间的比率来进行控制。

图15示出本技术的突发控制，表示从重负载到超轻负载之间的控制。在本技术中，设定频率控制的开关频率的上限值fmax1。到上限值fmax1为止，对于开关频率(记载为fsw)，根据表示负载轻重的反馈值(记载为FB值)来控制开关频率fsw。即，当负载变轻时提高开关频率fsw。该控制为非突发控制的范围。作为一例，将fmax1设定为小于150kHz。该频率为噪声端子电压的限制频带以下，能够使AC滤波器的成本降低。

当开关频率fsw达到上限设定值fmax1时，转移至突发控制。开关频率fsw被固定为上限设定值fmax1，根据FB值控制开关次数和断开时间。负载越变轻则越使导通次数减少。进一步地，本技术的突发控制分成突发期间中的(开关次数≥2)的情况和(开关次数＝1)的情况。

在(开关次数≥2)的情况(导通时间比率≥0.5的情况)下，如图16及图17所示，通过根据反馈来控制开关次数和断开时间，从而调整导通时间比率。负载越变轻，则越使导通次数减少。表示为导通时间＝开关周期×开关次数。此外，图16及图17中的断开时间示出1个开关周期以上、且小于两个开关周期的最优值。

在(开关次数＝1)的情况下，如图18及图19所示地控制断开时间。负载越变轻则越延长断开时间。如图18所示，由于是导通时间比率接近于0.5时，因此开关次数变少。此外，图18中的断开时间示出为1个开关周期以上、且小于两个开关周期的最优值。

在上述的本技术的突发控制中，开关次数≥2时的要点如下。

以导通时间比率越高(接近1)则越增加突发期间中的开关次数的方式进行控制。断开时间例如控制为必需最小断开时间(＝约1个开关周期)以上、小于两个开关周期的最优值。结果是突发频率变低。

以导通时间比率越低(接近0.5)则越减少突发期间中的开关次数的方式进行控制。断开时间例如控制为必需最小断开时间(＝约1个开关周期)以上、小于两个开关周期的最优值。结果是突发频率变高。负载变得越轻，则越减少突发期间中的开关次数，在导通时间比率0.5处，开关次数＝1，断开时间＝1个开关周期(＝最小断开时间)。

如上述那样，虽然导通时间＝开关周期×开关次数而取离散值，但是通过连续(比1个开关周期更精细一些的步长或无级等)地控制断开时间，从而能够连续地微调导通时间比率。

在上述的本技术的突发控制中，在开关次数＝1的情况下，按开关次数＝1来固定、按必需最小断开时间(＝约1个开关周期)以上来控制断开时间，由此调整导通时间比率。

在开关次数＝1的情况下(导通时间比率＜0.5)导通时间比率高时(导通时间比率接近于0.5时)，如图18所示，断开时间接近于最小断开时间。

在开关次数＝1的情况下导通时间比率低时(导通时间比率接近于0时)，如图19所示，断开时间为1个开关周期以上的最优值。

在上述的本技术的突发控制中，开关次数＝1的情况的要点如下。

开关次数固定为1次，断开时间控制为必需最小断开时间(＝约1个开关周期)以上的最优值。

当导通时间比率高(接近于0.5)时，断开时间接近于必需最小断开时间(＝约1个开关周期)，因此结果是突发频率高。

当导通时间比率低(接近于0)时，断开时间变长，因此结果是突发频率变低。

通过连续(比1个开关周期更精细一些的步长或无级等)地控制断开时间，从而能够连续地微调导通时间比率。

从使纹波电流最小化的观点出发，即使在开关次数＝1的情况下，也是断开时间短为好。对于在开关次数＝1时缩短断开时间的方法，将在后说明。

“通常模式(频率控制)的反馈控制的说明”

对控制部12的控制工作进行说明。参照图20对于通常模式的反馈控制说明其一例。在该例子中，设为针对开关频率fsw设定上限值、下限值。

步骤S1：判定反馈信号的值(FB值)是否高。在此，FB值高意味着输出不足。

步骤S2：当判定为FB值高时，判定开关频率是否高于下限值。

步骤S3：当在步骤S2中判定为开关频率高于下限值时，降低开关频率。然后返回至步骤S1的判定处理。

步骤S4：当在步骤S2中判定为开关频率为下限值以下时，开关频率按下限值而工作。然后返回至步骤S1的判定处理。

步骤S5：当在步骤S1中判定为FB值不高、即输出过多时，判定开关频率是否小于上限值。

步骤S6：当在步骤S5中判定为开关频率不是小于上限值时，设为突发模式。

步骤S7：当在步骤S5中判定为开关频率小于上限值时，提高开关频率，返回至步骤S1的判定处理。

“突发模式(开关次数n≥2)的说明”

接下来参照图21，对于突发模式(开关次数n≥2)的反馈控制说明其一例。此外，在该例子中，设为针对1个突发周期中的开关次数设定上限值。

步骤S11：判定FB值是否高。在此，FB值高意味着输出不足。

步骤S12：当判定为FB值高时，判定断开时间是否为下限值。

步骤S13：当判定为断开时间为下限值时，判定开关次数是否为上限值。

步骤S14：当在步骤S13中判定为开关次数不是上限值时，增加开关次数。然后返回至步骤S1的判定处理。

步骤S15：当在步骤S13中判定为开关次数为上限值时，转移到频率控制(连续模式)。

步骤S16：当在步骤S12中判定为断开时间不是下限值时，将断开时间减少至下限值以上。然后控制返回至FB值判定(步骤S11)。

步骤S17：当在步骤S11的FB值判定中判定为FB值不高(输出过多)时，判定断开时间是否为上限值。即，判定断开时间是否为(＜(T·n)/(n－1))。在此，T表示开关周期，n表示1个突发周期中的开关次数。

步骤S18：当在步骤S17中判定为断开时间不是上限值时，将断开时间增加至上限以下。然后控制返回至FB值判定(步骤S11)。

步骤S19：当在步骤S17中判定为断开时间为上限值时，判定开关次数是否大于2。

步骤S20：当在步骤S19中判定为开关次数大于2时，减少开关次数。然后控制返回至FB值判定(步骤S11)。

步骤S21：当在步骤S19中判定为开关次数为2以下时，控制转移到开关次数＝1的模式。

“突发模式(开关次数n＝1)的说明”

接下来参照图22，对突发模式(开关次数n＝1)的反馈控制进行说明。

步骤S31：判定FB值是否高。在此，FB值高意味着输出不足。

步骤S32：当判定为FB值高时，判定断开时间是否为下限值。

步骤S33：当判定为断开时间不是下限值时，断开时间被减少至下限值以下。然后返回至步骤S31的FB值的判定处理。

步骤S34：当在步骤S32中判定为断开时间为下限值时，将开关次数设为2而转移至(n≥2)的控制。

步骤S35：当在步骤S31中判定为FB值不高(即输出过多)时，将断开时间增加，返回至FB值的判定处理。

“使用表格的突发模式”

以上限值来固定开关频率，断开时间为T以上。其中T为开关周期。

如图23的流程图所示，在使用表格的情况下，如将在后说明的那样，预先准备与导通时间比率相对应的开关次数和断开时间的表格，根据FB值改变导通时间比率。

步骤S41：判定FB值是否高。在此FB值高意味着输出不足。

步骤S42：当判定为FB值高时，判定表格的导通时间比率是否小于上限。

步骤S43：当判定为导通时间比率小于上限时，将导通时间比率提高。然后返回至步骤S41的判定处理。

步骤S44：当在步骤S42中判定为导通时间比率不是小于上限时，转移至频率控制模式(连续工作)。

步骤S45：当在步骤S41中判定为FB值不高时，将导通时间比率降低。

“表格的一例”

在图24及图25中以表格形式示出突发的导通时间比率与导通次数、断开时间的可变的一例。这两个表是一系列的表，是从图24的表连到图25的表，设为从表的上方越向下方负载越轻。即，图24的最上层的行是负载最重时的值，图25的最下层的行是负载最轻时的值。如根据图24及图25的例子可知，负载越轻，则越减少导通数量。通过以比1个开关周期更精细一些的步长或无级等方式调整断开时间，从而消除导通时间比率的跳跃，能够实现稳定的调节特性。此外为方便起见，断开时间按0.1的增量来记载，但实际上可以不按0.1的增量，也可以是无级的。

进一步对图24及图25所示的表格的要点进行说明。

该表格为表示出如下内容的表格：控制1个突发周期中的开关次数和断开时间，通过以比1个开关周期更小一些的步长来控制断开时间，从而能够使突发期间中的导通时间比率不发生跳跃地变化。

示出了如下控制：在调整导通时间比率时，通过将开关次数和断开时间组合来进行控制，与仅仅延长断开时间相比，还减少开关次数。通过对断开时间进行最优控制，能够将纹波电流(或纹波电压)抑制到最小程度。这是出于使纹波电流(或纹波电压)变得最小的目的而对断开时间进行最优控制的一例。

如下用式子来表示该表格所示的开关次数n和该开关次数下的最大断开时间的关系。在开关次数n≥2的情况下，当将断开时间的最大值设为X、将开关周期设为T时，根据导通时间比率的关系，下式成立(其中n为2以上的整数)。

{T·(n－1)}/{T·(n－1)+T}＜T·n/{T·n+X}

当关于X(断开时间的最大值)求解该式时，得到下式。

X＜T·n/(n－1)

因此只要确定了开关次数n和开关周期T，则断开时间的最大值确定。在不将断开时间延长至超过该最大值就会导致输出过多的情况下，只要将开关次数减少1次即可。如该式所示，只要控制开关次数和断开时间，就能够将断开时间控制为最优，在该控制式的情况下，能够使纹波电流(或纹波电压)最小化。包括开关次数＝1的情况在内总结如下。

开关次数n≥2时

对开关次数n和断开时间X进行反馈控制，以使断开时间X为下式。

T＜X＜T·n/(n－1)(T：开关周期，n：开关次数)

在输出不足的情况下，n→(n+1)

在输出过多的情况下，n→(n－1)

在n＝1的情况下，转移至n＝1的控制

开关次数n＝1时

对断开时间X进行反馈控制，以使断开时间X为下式

T＜X

在输出过多的情况下，延长X

在输出不足的情况下，在T＜X的范围内缩短X

在X＝T、输出不足的情况下，设为n＝2，转移至开关次数n≥2的控制

在实际的硬件中实施这种控制的情况下，可以根据上述关系式构成逻辑电路而构筑硬件，或者也可以制作之前示出的表格，基于该表格进行控制。

图26中示出在实施了上述控制时的导通时间比率与突发频率的关系，图27中示出导通时间比率与断开时间的关系，图28中示出导通时间比率与导通次数的关系。

在突发控制时，实际中有时发生尖声，作为突发频率，通常设为可听频带以上的20kHz以上，或是选择难以听到的低的频率。但是在本控制中，突发频率根据负载条件而变动，因此也会产生进入20kHz以下的可听频带的情形。在该情况下，如图29所示，使用所谓的软起动和所谓的软断开(或软结束)是有效的，其中所谓的软起动是在突发开始时，使开关频率从高处开始振荡，一点点地降低频率，所谓的软断开(或软结束)是在突发结束时，一点点地提高开关频率后断开。

此外，当使用软起动时还产生次要的益处。当逐渐变为轻负载时，突发时的开关的导通次数逐渐减少，因此最终仅剩下软起动部分，最终在开关次数＝1次的情况下，在软起动的作用下，开关频率自动变高(参照图30)。

在开关次数同为1次的情况下，提高开关频率则增益下降，在相同负载条件时断开时间变短，因此作为软起动的次要作用，能够减小纹波电流。

另外，根据该思想，在不使用软起动、软断开的情况下，从使纹波电流最小化的观点出发以下的控制也是有效的。即，在开关次数＝1时，在不使用软起动的情况下，作为减少纹波电流的办法，以下方法是有效的。

上述的图15所示的突发工作下的控制分成了开关次数≥2的情况和开关次数＝1的情况这两个模式，而将开关次数＝1的情况再分成两个模式(参照图31及图32)。

1.当开关次数为1次时，固定为开关次数＝1次，以最小断开时间固定断开时间。

2.预先将该模式下的上限开关频率fmax2设定为高于fmax1，根据反馈在从fmax1至fmax2之间进行控制。

3.在更轻的负载时，达到fmax2而为不受调节(即输出过多)的情况下，固定为fmax2，转移至断开时间控制。

＜4.变形例＞

以上对本技术的一个实施方式进行了具体说明，但是本技术并不被限定于上述的一个实施方式，而能够进行基于本技术的技术思想的各种变形。另外，在上述实施方式中列举的结构、方法、工序、形状、材料及数值等仅为例子，可以根据需要使用与此不同的结构、方法、工序、形状、材料及数值等。

此外，本技术还能够采取以下这样的结构。

(1)一种开关电源，为LLC方式的开关电源，其中

所述开关电源具有控制部，该控制部被供给表示负载条件的反馈值，形成针对开关元件的驱动信号，

在负载重的第1区域中，控制部进行根据所述反馈值使开关频率可变的频率控制，

在负载比所述第1区域轻的第2区域中，控制部进行固定开关频率并设置开关导通区间和开关断开区间的突发控制，

在所述突发控制中，控制部通过控制开关导通次数和断开时间这两者，使导通时间比率根据负载条件而连续地可变。

(2)根据(1)所记载的开关电源，其中，

在降低所述导通时间比率的情况下，将所述断开时间控制为最优值，并且设为负载越轻则越减少1个突发周期中的开关次数。

(3)根据(2)所记载的开关电源，其中，

当所述开关次数为1次时，以负载越轻则越延长断开时间的方式进行控制。

(4)根据(1)至(3)中的任意一项所述的开关电源，其中，

设为在所述突发控制中组合软起动及软结束。

(5)根据(1)至(3)中的任意一项所述的开关电源，其中，

设为在所述突发控制中，当所述开关次数为1次时，固定开关次数及断开时间，再次进行频率控制。

(6)根据(5)所记载的开关电源，其中，

设为在所述频率控制中，当由于输出过多而无法稳定时，固定频率而控制断开时间。

(7)根据(1)所记载的开关电源，其中，

所述负载为二次电池。

Claims (7)

1.一种开关电源，为LLC方式的开关电源，其中

所述开关电源具有控制部，该控制部被供给表示负载条件的反馈值，形成针对开关元件的驱动信号，

在负载重的第1区域中，控制部进行根据所述反馈值使开关频率可变的频率控制，

在负载比所述第1区域轻的第2区域中，控制部进行固定开关频率并设置开关导通区间和开关断开区间的突发控制，

在所述突发控制中，控制部通过控制1个突发周期中的开关次数和断开时间这两者，使导通时间比率根据负载条件而连续地可变。

2.根据权利要求1所述的开关电源，其中，

在降低所述导通时间比率的情况下，将所述断开时间控制为最优值，并且设为负载越轻则越减少1个突发周期中的开关次数。

3.根据权利要求2所述的开关电源，其中，

当所述开关次数为1次时，以负载越轻则越延长断开时间的方式进行控制。

4.根据权利要求1所述的开关电源，其中，

设为在所述突发控制中组合软起动及软结束。

5.根据权利要求1所述的开关电源，其中，

设为在所述突发控制中，当所述开关次数为1次时，固定开关次数及断开时间，再次进行频率控制。

6.根据权利要求5所述的开关电源，其中，

设为在所述频率控制中，当由于输出过多而无法稳定时，固定频率而控制断开时间。

7.根据权利要求1所述的开关电源，其中，

所述负载为二次电池。