TW201407944A - 功率轉換器之具有深度間歇省電模式的控制電路 - Google Patents
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Abstract
本發明係一種功率轉換器之具有深度間歇省電模式的控制電路，其包含一負載偵測電路及一脈波寬度調整電路。負載偵測電路依據一回授訊號而產生一切換控制訊號。回授訊號關聯於功率轉換器的一負載狀態。脈波寬度調整電路依據切換控制訊號及回授訊號產生一切換訊號，而調整功率轉換器的一輸出。當功率轉換器的負載狀態為一極輕載時，控制電路執行一深度間歇省電模式，以於每一深度間歇省電週期僅對切換訊號切換一次。因此，切換損失降低，使得功率轉換器的電源消耗同樣地降低。
Description
本發明係關於一種控制電路，特別是指一種用於功率轉換器之具有深度間歇省電模式（deep burst mode）的控制電路。
多種功率轉換器已被廣泛地使用，以提供經調整的電壓及電流至各種電子產品。基於環境污染的限制下，功率轉換器已要求符合電源管理及節約能源的標準。電源管理的原則是管理系統在運作期間的電源消耗。進一步地說，在非運作期間，只有少量的電源將被消耗。關於功率轉換器在一電源管理運用面上，在輕載狀態下節約電源為現今的一主要需求。
一般來說，功率轉換器的一控制電路依據一回授訊號產生一切換訊號。回授訊號為關聯於功率轉換器的一負載狀態。切換訊號使用以切換功率轉換器的的一功率變壓器，以調整功率轉換器的一輸出。為了降低功率轉換器的電源消耗，當功率轉換器的負載狀態為輕載時，功率轉換器執行一間歇省電模式（burst mode）以調整功率轉換器的輸出。
圖1為習用功率轉換器執行間歇省電模式的波形圖。一旦回授訊號VFB小於一門檻VOZ時，切換訊號VG被禁能用以降低功率轉換器的輸出。換言之，當負載狀態為輕載時，電源消耗會降低。此外，一旦回授訊號VFB大於一門檻VOZR時，切換訊號VG被致能，且在一短暫的導通時間之後被禁能，而像是一脈衝訊號。換句話說，切換訊號VG被切換而產生脈衝訊號。脈衝訊號用於切換功率轉換器的功率變壓器，而提供少量的電源。
如圖1所示，當功率轉換器的負載狀態為輕載且回授訊號VFB大於門檻VOZR時，切換訊號VG持續地被切換直至回授訊號VFB小於門檻VOZ。因此，切換訊號VG被切換很多次。一旦回授訊號VFB再次大於門檻VOZR時，切換訊號VG會再次持續地被切換直至回授訊號VFB再次小於門檻VOZ。因此，在每一間歇省電週期（burst period）T2，切換訊號VG被切換很多次，所以功率變壓器在每一間歇省電週期T2也被切換很多次，這會導致切換損失的增加，也因而電源消耗不能有效地降低。一般來說，間歇省電週期T2及間歇省電頻率為固定。舉例來說，間歇省電頻率為22K赫茲（Hz）。圖1的T1是間歇省電模式下之切換訊號VG的一切換週期。
相應地，本發明提供一種具有深度間歇省電模式的控制電路，以減少切換損失而降低電源消耗。
一般來說，功率轉換器的一控制電路依據一回授訊號產生一切換訊號。回授訊號為關聯於功率轉換器的一負載狀態。切換訊號使用以切換功率轉換器的的一功率變壓器，以調整功率轉換器的一輸出。為了降低功率轉換器的電源消耗，當功率轉換器的負載狀態為輕載時，功率轉換器執行一間歇省電模式（burst mode）以調整功率轉換器的輸出。
圖1為習用功率轉換器執行間歇省電模式的波形圖。一旦回授訊號VFB小於一門檻VOZ時，切換訊號VG被禁能用以降低功率轉換器的輸出。換言之，當負載狀態為輕載時，電源消耗會降低。此外，一旦回授訊號VFB大於一門檻VOZR時，切換訊號VG被致能，且在一短暫的導通時間之後被禁能，而像是一脈衝訊號。換句話說，切換訊號VG被切換而產生脈衝訊號。脈衝訊號用於切換功率轉換器的功率變壓器，而提供少量的電源。
如圖1所示，當功率轉換器的負載狀態為輕載且回授訊號VFB大於門檻VOZR時，切換訊號VG持續地被切換直至回授訊號VFB小於門檻VOZ。因此，切換訊號VG被切換很多次。一旦回授訊號VFB再次大於門檻VOZR時，切換訊號VG會再次持續地被切換直至回授訊號VFB再次小於門檻VOZ。因此，在每一間歇省電週期（burst period）T2，切換訊號VG被切換很多次，所以功率變壓器在每一間歇省電週期T2也被切換很多次，這會導致切換損失的增加，也因而電源消耗不能有效地降低。一般來說，間歇省電週期T2及間歇省電頻率為固定。舉例來說，間歇省電頻率為22K赫茲（Hz）。圖1的T1是間歇省電模式下之切換訊號VG的一切換週期。
相應地，本發明提供一種具有深度間歇省電模式的控制電路，以減少切換損失而降低電源消耗。
本發明之目的，在於提供一種功率轉換器之具有深度間歇省電模式的控制電路。當功率轉換器的一負載狀態為極輕載時，控制電路減少對功率變壓器切換的次數，以降低切換損失而降低電源消耗。
本發明係一種功率轉換器之具有深度間歇省電模式的控制電路，其包含一負載偵測電路及一脈波寬度調整電路。負載偵測電路依據一回授訊號而產生一切換控制訊號。回授訊號關聯於功率轉換器的一負載狀態。脈波寬度調整電路依據切換控制訊號及回授訊號產生一切換訊號，而調整功率轉換器的一輸出。當功率轉換器的負載狀態為一極輕載時，控制電路執行一深度間歇省模式，以於每一深度間歇省電週期僅對切換訊號切換一次。因此，切換損失會降低，使得功率轉換器的電源消耗同樣地會降低。
本發明係一種功率轉換器之具有深度間歇省電模式的控制電路，其包含一負載偵測電路及一脈波寬度調整電路。負載偵測電路依據一回授訊號而產生一切換控制訊號。回授訊號關聯於功率轉換器的一負載狀態。脈波寬度調整電路依據切換控制訊號及回授訊號產生一切換訊號，而調整功率轉換器的一輸出。當功率轉換器的負載狀態為一極輕載時，控制電路執行一深度間歇省模式，以於每一深度間歇省電週期僅對切換訊號切換一次。因此，切換損失會降低，使得功率轉換器的電源消耗同樣地會降低。
為使 貴審查委員對本發明之結構特徵及所達成之功效有更進一步之瞭解與認識，謹佐以較佳之實施例及配合詳細之說明，說明如後：
圖2是本發明的一功率轉換器的一實施例的電路圖。一控制電路40具有一輸出端OUT、一感測端CS、一回授端FB及一接地端GND。接地端GND耦接於一接地。控制電路40依據一回授訊號VFB輸出一切換訊號VG，而調整功率轉換器的一輸出(輸出電壓VO及/或輸出電流)。回授訊號VFB關聯於功率轉換器的負載狀態。回授訊號VFB產生在控制電路40的回授端FB。切換訊號VG驅動耦接於一功率變壓器10的一功率電晶體Q1，用以切換功率變壓器10。
功率變壓器10連接於功率轉換器的一輸入電壓VIN，用於能量儲存及電源轉換。功率變壓器10的已儲存能量透過一整流器DS及一輸出電容CO傳輸至功率轉換器的一輸出端，而產生輸出電壓VO。功率變壓器10具有一一次側繞組NP及一二次側繞組NS。二次側繞組NS的一第一端連接至整流器DS的一陽極，二次側繞組NS的一第二端連接至另一接地。輸出電容CO連接於整流器DS的一陰極與二次側繞組NS的第二端之間。
一感測電阻RS串聯於功率電晶體Q1，且依據功率變壓器10的一切換電流IP產生一電流訊號VCS在控制電路40的感測端CS。一電阻31的一第一端耦接至功率轉換器的輸出端。一齊納二極體36從電阻31的一第二端耦接至一光耦合器37的一輸入端。光耦合器37的一輸出端耦接至控制電路40的回授端FB，以形成一回授迴路而依據輸出電壓VO產生回授訊號VFB。控制電路40依據回授訊號VFB調變切換訊號VG的脈波寬度，以達到功率轉換器的調整。
圖3是本發明的控制電路的一實施例的電路圖。控制電路40包含一負載偵測電路300及一脈波寬度調變電路（PWM）500。負載偵測電路300耦接至回授端FB用以接收回授訊號VFB。負載偵測電路300依據回授訊號VFB產生一切換控制訊號OZ。切換控制訊號OZ耦接至脈波寬度調整電路500。負載偵測電路300依據回授訊號VFB進一步產生一偵測訊號VS，偵測訊號VS表示功率轉換器的負載狀態是一極輕載（深度輕載）或不是。
脈波寬度調整電路500耦接至回授端FB及負載偵測電路300，而接收回授訊號VFB及切換控制訊號OZ。脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ及回授訊號VFB產生切換訊號VG，以調整功率轉換器的輸出。當功率轉換器的負載狀態為極輕載時，控制電路依據切換控制訊號OZ執行一深度間歇省電模式（deep burst mode），而於每一深度間歇省電週期（deep burst period）僅對切換訊號切換一次。脈波寬度調整電路500進一步耦接至感測端CS，以接收電流訊號VCS而產生切換訊號VG。
控制電路40進一步包含一頻率調整電路400。頻率調整電路400耦接至回授端FB、負載偵測電路300及脈波寬度調整電路500，以接收回授訊號VFB及偵測訊號VS。頻率調整電路400依據回授訊號VFB及偵測訊號VS產生一振盪訊號PLS，而控制脈波寬度調整電路500所產生的切換訊號VG的頻率。
圖4是本發明的負載偵測電路的一實施例的電路圖。負載偵測電路300包含一負載比較器301、一第一比較器303及一第一開關302。負載比較器301及第一比較器303為磁滯比較器。負載比較器301具有一極輕載門檻VFB_S及一深度間歇省電截止門檻VFBR_S，並供應至負載比較器301的一正輸入端。極輕載門檻VFB_S小於深度間歇省電截止門檻VFBR_S。舉例來說，極輕載門檻VFB_S為1.8V及深度間歇省電截止門檻VFBR_S為3.6V。負載比較器301的一負輸入端接收回授訊號VFB。
負載比較器301比較回授訊號VFB及極輕載門檻VFB_S以產生偵測訊號VS。當功率轉換器的負載狀態為極輕載時，回授訊號VFB會變小。當回授訊號VFB小於極輕載門檻VFB_S時，偵測訊號VS為一邏輯高（logic-high）訊號。其表示功率轉換器的負載狀態為極輕載。
之後，負載比較器301比較回授訊號VFB及深度間歇省電截止門檻VFBR_S。當功率轉換器的負載狀態改變且回授訊號VFB大於深度間歇省電截止門檻VFBR_S，偵測訊號VS為一邏輯低（logic-low）訊號。其表示功率轉換器的負載狀態不是極輕載且可能是一重載。之後，負載比較器301重新比較回授訊號VFB與極輕載門檻VFB_S。
第一比較器303具有一第一門檻VOZ_S及一第二門檻VOZR_S，並供應至第一比較器303的一正輸入端。第一比較器303的一負輸入端接收回授訊號VFB。第一門檻VOZ_S小於第二門檻VOZR_S且大於極輕載門檻VFB_S。舉例來說，第一門檻VOZ_S為2V及第二門檻VOZR_S為3.4V。第二門檻VOZR_S小於深度間歇省電截止門檻VFBR_S。第一比較器303比較回授訊號VFB與第一門檻VOZ_S產生一輸出訊號而作為切換控制訊號OZ。當回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S時，第一比較器303的輸出訊號為一邏輯高訊號，以禁能切換訊號VG（如圖3所示）。
之後，第一比較器303比較回授訊號VFB及第二門檻VOZR_S。當回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S時，第一比較器303的輸出訊號為一邏輯低訊號，以致能切換訊號VG。之後，第一比較器303重新比較回授訊號VFB與第一門檻VOZ_S。
第一開關302耦接在第一比較器303與脈波寬度調整電路500（如圖3所示）之間。第一開關302受控於偵測訊號VS。當回授訊號VFB小於極輕載門檻VFB_S時，偵測訊號VS導通第一開關302，以輸出第一比較器303的輸出訊號至脈波寬度調整電路500，而作為切換控制訊號OZ。當功率轉換器的負載狀態為極輕載時，脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ執行深度間歇省電模式。在此同時，回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S，第一比較器303的輸出訊號為邏輯高訊號。其表示當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S時（如圖6C所示），切換控制訊號OZ為邏輯高訊號以禁能切換訊號VG。換言之，當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S時，切換控制訊號OZ依據偵測訊號VS而禁能切換訊號VG。
之後，當回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S時，第一比較器303的輸出訊號為邏輯低訊號。因此，當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S（如圖6C所示），切換控制訊號OZ為邏輯低訊號以致能切換訊號VG，直至回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S。換言之，當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S時，切換控制訊號OZ依據偵測訊號VS致能切換訊號VG。
如圖6C所示，當負載狀態為極輕載時，脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ執行深度間歇省電模式，以於每一深度間歇省電週期T4僅只對切換訊號切換一次。深度間歇省電週期T4是起始於回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S，且結束於回授訊號VFB再次大於第二門檻VOZR_S。深度間歇省電週期T4及深度間歇省電頻率為固定，且可相同於間歇省電週期T2（如圖1所示）及間歇省電頻率。舉例來說，深度間歇省電頻率為22K赫茲（Hz）。由於本發明之脈波寬度調整電路500於每一深度間歇省電週期T4僅對切換訊號VG切換一次，使得本發明之功率轉換器能有效地降低能源消耗。圖6C所示之T3是在深度間歇省電模式下之切換訊號VG的導通時間。導通時間T3大於如圖1所示之處於間歇省電模式下之切換訊號VG的導通時間。
由上述可知，負載偵測電路300具有第一門檻VOZ_S及第二門檻VOZR_S。當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S時，脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ而致能切換訊號VG。當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S時，脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ而禁能切換訊號VG。
負載偵測電路300進一步包含一第二比較器306、一第二開關305及一反相器304。第二比較器306為磁滯比較器。第二比較器306具有一第三門檻VOZ及一第四門檻VOZR，且供應至第二比較器306的一正輸入端。第二比較器306的一負輸入端接收回授訊號VFB。第三門檻VOZ小於第四門檻VOZR且可等於第一門檻VOZ_S。舉例來說，第三門檻VOZ為2V且第四門檻VOZR為2.1V。第四門檻VOZR大於第一門檻VOZ_S且小於第二門檻VOZR_S。當回授訊號VFB大於極輕載門檻VFB_ S時（負載狀態不為極輕載），第二比較器306比較回授訊號VFB與第三門檻VOZ而產生一輸出訊號，以作為切換控制訊號OZ。
當回授訊號VFB大於第三門檻VOZ時，第二比較器306的輸出訊號為一邏輯低訊號，以致能切換訊號VG。相反地，當回授訊號VFB小於第三門檻VOZ，第二比較器306的輸出訊號為一邏輯高訊號，以禁能切換訊號VG。其表示當回授訊號VFB大於極輕載門檻VFB_S且小於第三門檻VOZ時，負載狀態為輕載。
之後，第二比較器306比較回授訊號VFB與第四門檻VOZR。當回授訊號VFB大於第四門檻VOZR，第二比較器306的輸出訊號為邏輯低訊號，以用於致能切換訊號VG。之後，第二比較器306重新比較回授訊號VFB與第三門檻VOZ。
第二開關305耦接在第二比較器306及脈波寬度調整電路500（如圖2所示）之間。偵測訊號VS經由反相器304而控制第二開關305。偵測訊號VS耦接在反相器304的一輸入端。反相器304的一輸出端控制第二開關305。當回授訊號VFB大於極輕載門檻VFB_S時，偵測訊號VS截止第一開關302，且導通第二開關305以輸出第二比較器306的輸出訊號至脈波寬度調整電路500而作為切換控制訊號OZ。在此同時，回授訊號VFB小於第三門檻VOZ時，第二比較器306的輸出訊號為邏輯高訊號。其表示當負載狀態為輕載時，切換控制訊號OZ為邏輯高訊號而禁能切換訊號VG，其為脈波寬度調整電路500執行間歇省電模式。換言之，當負載狀態不是極輕載且回授訊號VFB小於第三門檻VOZ時（負載狀態為輕載），切換控制訊號OZ依據偵測訊號VS禁能切換訊號VG。
之後，當回授訊號VFB大於第四門檻VOZR時，第二比較器306的輸出訊號為邏輯低訊號。因此，當負載狀態為輕載，且回授訊號VFB大於第四門檻VOZR時，切換控制訊號OZ為邏輯低訊號，以短時間致能切換訊號VG，即切換訊號VG為短時間導通，就如同一脈衝訊號。此外，切換訊號VG被持續地切換以產生多個脈衝訊號。當負載狀態不是極輕載且回授訊號VFB大於第四門檻VOZR時，切換控制訊號OZ依據偵測訊號VS而致能切換訊號VG。
圖5是本發明之脈波寬度調整電路的一實施例的電路圖。脈波寬度調整電路500包含反相器511、512、一比較器513及一正反器510。負載偵測電路300（如圖3所示）所產生之切換控制訊號OZ耦接至反相器511的一輸入端。反相器511的一輸出端耦接至正反器510的一輸入端D。切換控制訊號OZ用於控制切換訊號VG。切換訊號VG被產生在正反器510的一輸出端Q。頻率調整電路400（如圖3所示）所產生之振盪訊號PLS耦接至反相器512的一輸入端。反相器512的一輸出端耦接至正反器510的一時脈輸入端CK。振盪訊號PLS控制切換訊號VG的頻率。
比較器513的一正輸入端接收電流訊號VCS。比較器513的一負輸入端接收回授訊號VFB。比較器513的一輸出端耦接至正反器510的一重置輸入端R。比較器513比較回授訊號VFB與電流訊號VCS，而重置正反器510以重置切換訊號VG。
圖6A與6B是本發明之頻率（fs）-回授訊號（VFB）曲線圖。fS1是切換訊號VG的一最大切換頻率。fS2是切換訊號VG的一最小切換頻率。如圖6A所示，當回授訊號VFB大於一門檻VFB_N，切換訊號VG的頻率被限制在最大切換頻率fS1。再者，當回授訊號VFB小於門檻VFB_N，切換訊號VG的頻率會依據回授訊號VFB的降低而減少。換言之，切換訊號VG的頻率依據功率轉換器之負載的降低而減少。然而，當回授訊號VFB小於一參考門檻VFB_G時，切換訊號VG的頻率會保持在最小切換頻率fS2。
參閱圖6B，極輕載門檻VFB_S小於第一門檻VOZ_S，第一門檻VOZ_S小於第二門檻VOZR_S，而第二門檻VOZR_S小於深度間歇省電截止門檻VFBR_S。參閱圖6A，第三門檻VOZ小於第四門檻VOZR且可相等於第一門檻VOZ_S（如圖6B所示）。當回授訊號VFB小於極輕載門檻VFB_S時，負載偵測電路300（如圖4所示）輸出第一比較器303的輸出訊號，以作為切換控制訊號OZ。脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ執行深度間歇省電模式。
參閱圖6C，當回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S時，負載偵測電路300（如圖4所示）禁能脈波寬度調整電路500（如圖3所示）所產生的切換訊號VG。之後，一旦回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S，負載偵測電路300致能切換訊號VG。脈波寬度調整電路500於每一深度間歇省電週期T4僅對切換訊號切換一次。因此，當功率轉換器的負載狀態為極輕載時，功率轉換器（如圖2所示）的功率變壓器10被切換的次數會減少，使得切換損失會降低且能源消耗也隨之降低。
在此同時，負載偵測電路300輸出偵測訊號VS至頻率調整電路400（如圖3所示）。頻率調整電路400依據偵測訊號VS產生振盪訊號PLS，而用以控制切換訊號VG的頻率。當功率轉換器的負載狀態為極輕載時，切換訊號VG的頻率被調整至最小切換頻率fS2。一旦回授訊號VFB大於深度間歇省電截止門檻VFBR_S，脈波寬度調整電路500停止執行深度間歇省電模式。
此外，當回授訊號VFB大於極輕載門檻VFB_S且小於第三門檻VOZ時（功率轉換器的負載狀態為輕載），負載偵測電路300（如圖4所示）輸出第二比較器306的輸出訊號，以作為切換控制訊號OZ。脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ執行間歇省電模式。當回授訊號VFB小於第三門檻VOZ時，脈波寬度調整電路500禁能切換訊號VG。之後，一旦回授訊號VFB大於第四門檻VOZR，脈波寬度調整電路500致能切換訊號VG。當功率轉換器的負載狀態為輕載時，切換訊號VG的頻率被調整至最小切換頻率fS2。
圖7是本發明之頻率調整電路的一實施例的電路圖。頻率調整電路400包含一電壓對電流轉換器、複數個電流鏡、一充電電流源423、一放電電流源427、一電容CT及一振盪電路。電壓對電流轉換器包含一比較器411、一電阻412、一比較器413及一電晶體M1。
電壓對電流轉換器接收回授訊號VFB，以產生一參考電流I2。比較器413的一正輸入端接收回授訊號VFB。比較器413的一負輸入端耦接至電晶體M1的一源極及電阻412的一端。電阻412的另一端耦接至比較器411的一輸出端及比較器411的一負輸入端。比較器413的一輸出端耦接至電晶體M1的一閘極而控制電晶體M1。比較器411的一正輸入端接收參考門檻VFB_G。比較器411的負輸入端耦接至比較器411的輸出端。電壓對電流轉換器依據回授訊號VFB與參考門檻VFB_G之間的差異而產生參考電流I2。
一第一電流鏡包含電晶體M2及M3。電晶體M2及M3的源極耦接至一電流源415。電流源415耦接至一供應電壓VCC。電晶體M2及M3的閘極與電晶體M2及M1的汲極耦接在一起。第一電流鏡依據參考電流I2產生一電流I3在電晶體M3之一汲極。電流I3關聯於參考電流I2。一第二電流鏡包含電晶體M4及M5。電晶體M4及M5的源極耦接至接地端。電晶體M4及M5的閘極與電晶體M4及M3的汲極耦接在一起。第二電流鏡依據電流I3產生一電流I7在電晶體M5之一汲極。
一第三電流鏡包含電晶體M4及M6。電晶體M6的一源極耦接在接地端。電晶體M6的一閘極耦接在電晶體M4及M5的閘極及電晶體M4及M3的汲極。第三電流鏡依據電流I3產生一第一放電電流I6在電晶體M6之一汲極。放電電流源427並聯於電晶體M6。放電電流源427提供一第二放電電流I427，第二放電電流I427耦接於第一放電電流I6。
一第四電流鏡包含電晶體M7及M8。電晶體M7及M8的源極耦接於供應電壓VCC。電晶體M7及M8的閘極與電晶體M7及M5的汲極耦接在一起。第四電流鏡依據電流I7產生一第一充電電流I8在電晶體M8之一汲極。充電電流源423耦接在供應電壓VCC及電晶體M8的汲極之間。充電電流源423提供一第二充電電流I423，第二充電電流I423耦接第一充電電流I8。
第一充電電流I8及第二充電電流I423經由一電晶體424充電電容CT。第一放電電流I6及第二放電電流I427經由一電晶體425對電容CT放電。因此，一鋸齒訊號VSAW產生在電容CT。電晶體424的一源極耦接在充電電流源423及電晶體M8之汲極，以傳送第二充電電流I423及第一充電電流I8。電晶體424的一汲極耦接至電容CT的一端。電容CT的另一端耦接至接地端。振盪訊號PLS耦接至電晶體424的一閘極，以控制電晶體424而對電容CT進行充電。電晶體425的一源極耦接至放電電流源427及電晶體M6的汲極。電晶體425的一汲極耦接至電容CT。振盪訊號PLS耦接至電晶體425的一閘極，以控制電晶體425而對電容CT進行放電。
振盪電路依據鋸齒訊號VSAW產生振盪訊號PLS。振盪電路包含比較器431及432、反及閘433及434及一反相器435。鋸齒訊號VSAW耦接於比較器431的一負輸入端及比較器432的一正輸入端以產生振盪訊號PLS。一門檻VH供應於比較器431的一正輸入端。一門檻VL供應於比較器432的一負輸入端。比較器431的一輸出端耦接於反及閘433的一輸入端。比較器432的一輸出端耦接於反及閘434的一輸入端。反及閘434的另一輸入端耦接在反及閘433的一輸出端。反及閘434的一輸出端耦接在反及閘433的另一輸入端。反及閘434的輸出端進一步地耦接於反相器435的一輸入端。反相器435的一輸出端產生振盪訊號PLS。
第一充電電流I8、第二充電電流I423、第一放電電流I6及第二放電電流I427決定鋸齒訊號VSAW的斜率，以決定振盪訊號PLS的頻率，進而決定切換訊號VG的頻率。第二充電電流I423及第二放電電流I427決定最小切換頻率fS2（如圖6B所示）。電流源415決定最大切換頻率fS1（如圖6A所示）。
此外，一電晶體M9耦接在電流I3及接地端之間。電晶體M9的一汲極耦接在電晶體M3及M4的汲極。電晶體M9的一源極耦接在接地端。偵測訊號VS耦接在電晶體M9的一閘極以控制電晶體M9。一旦功率轉換器的負載狀態為極輕載，偵測訊號VS導通電晶體M9。因此，電流I3流經接地端，且電流I7、第一放電電流I6及第一充電電流I8會被禁能。因此，當負載狀態為極輕載時，振盪訊號PLS的頻率會降低且保持在最小切換頻率fS2（如圖6B所示）。切換訊號VG的頻率也保持在最小切換頻率fS2。
此外，一旦回授訊號VFB大於極輕載門檻VFB_S（負載狀態不是極輕載）及參考門檻VFB_G（如圖6A所示），偵測訊號VS截止電晶體M9，且第一放電電流I6及第一充電電流I8依據回授訊號VFB的改變而被調整。因此，當回授訊號VFB大於參考門檻VFB_G且小於門檻VFB_N時（如圖6A所示），切換訊號VG的頻率依據回授訊號VFB之減少或增加而降低或增加。換言之，切換訊號VG的頻率依據功率轉換器之負載的降低或增加而降低或增加。
再者，當回授訊號VFB等於參考門檻VFB_G或小於參考門檻VFB_G時，振盪訊號PLS的頻率保持在最小切換頻率fS2。切換訊號VG的頻率也保持在最小切換頻率fS2。
故本發明實為一具有新穎性、進步性及可供產業利用者，應符合我國專利法所規定之專利申請要件無疑，爰依法提出創作專利申請，祈 鈞局早日賜准專利，至感為禱。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，並非用來限定本發明實施之範圍，舉凡依本發明申請專利範圍所述之形狀、構造、特徵及精神所為之均等變化與修飾，均應包括於本發明之申請專利範圍內。
圖2是本發明的一功率轉換器的一實施例的電路圖。一控制電路40具有一輸出端OUT、一感測端CS、一回授端FB及一接地端GND。接地端GND耦接於一接地。控制電路40依據一回授訊號VFB輸出一切換訊號VG，而調整功率轉換器的一輸出(輸出電壓VO及/或輸出電流)。回授訊號VFB關聯於功率轉換器的負載狀態。回授訊號VFB產生在控制電路40的回授端FB。切換訊號VG驅動耦接於一功率變壓器10的一功率電晶體Q1，用以切換功率變壓器10。
功率變壓器10連接於功率轉換器的一輸入電壓VIN，用於能量儲存及電源轉換。功率變壓器10的已儲存能量透過一整流器DS及一輸出電容CO傳輸至功率轉換器的一輸出端，而產生輸出電壓VO。功率變壓器10具有一一次側繞組NP及一二次側繞組NS。二次側繞組NS的一第一端連接至整流器DS的一陽極，二次側繞組NS的一第二端連接至另一接地。輸出電容CO連接於整流器DS的一陰極與二次側繞組NS的第二端之間。
一感測電阻RS串聯於功率電晶體Q1，且依據功率變壓器10的一切換電流IP產生一電流訊號VCS在控制電路40的感測端CS。一電阻31的一第一端耦接至功率轉換器的輸出端。一齊納二極體36從電阻31的一第二端耦接至一光耦合器37的一輸入端。光耦合器37的一輸出端耦接至控制電路40的回授端FB，以形成一回授迴路而依據輸出電壓VO產生回授訊號VFB。控制電路40依據回授訊號VFB調變切換訊號VG的脈波寬度，以達到功率轉換器的調整。
圖3是本發明的控制電路的一實施例的電路圖。控制電路40包含一負載偵測電路300及一脈波寬度調變電路（PWM）500。負載偵測電路300耦接至回授端FB用以接收回授訊號VFB。負載偵測電路300依據回授訊號VFB產生一切換控制訊號OZ。切換控制訊號OZ耦接至脈波寬度調整電路500。負載偵測電路300依據回授訊號VFB進一步產生一偵測訊號VS，偵測訊號VS表示功率轉換器的負載狀態是一極輕載（深度輕載）或不是。
脈波寬度調整電路500耦接至回授端FB及負載偵測電路300，而接收回授訊號VFB及切換控制訊號OZ。脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ及回授訊號VFB產生切換訊號VG，以調整功率轉換器的輸出。當功率轉換器的負載狀態為極輕載時，控制電路依據切換控制訊號OZ執行一深度間歇省電模式（deep burst mode），而於每一深度間歇省電週期（deep burst period）僅對切換訊號切換一次。脈波寬度調整電路500進一步耦接至感測端CS，以接收電流訊號VCS而產生切換訊號VG。
控制電路40進一步包含一頻率調整電路400。頻率調整電路400耦接至回授端FB、負載偵測電路300及脈波寬度調整電路500，以接收回授訊號VFB及偵測訊號VS。頻率調整電路400依據回授訊號VFB及偵測訊號VS產生一振盪訊號PLS，而控制脈波寬度調整電路500所產生的切換訊號VG的頻率。
圖4是本發明的負載偵測電路的一實施例的電路圖。負載偵測電路300包含一負載比較器301、一第一比較器303及一第一開關302。負載比較器301及第一比較器303為磁滯比較器。負載比較器301具有一極輕載門檻VFB_S及一深度間歇省電截止門檻VFBR_S，並供應至負載比較器301的一正輸入端。極輕載門檻VFB_S小於深度間歇省電截止門檻VFBR_S。舉例來說，極輕載門檻VFB_S為1.8V及深度間歇省電截止門檻VFBR_S為3.6V。負載比較器301的一負輸入端接收回授訊號VFB。
負載比較器301比較回授訊號VFB及極輕載門檻VFB_S以產生偵測訊號VS。當功率轉換器的負載狀態為極輕載時，回授訊號VFB會變小。當回授訊號VFB小於極輕載門檻VFB_S時，偵測訊號VS為一邏輯高（logic-high）訊號。其表示功率轉換器的負載狀態為極輕載。
之後，負載比較器301比較回授訊號VFB及深度間歇省電截止門檻VFBR_S。當功率轉換器的負載狀態改變且回授訊號VFB大於深度間歇省電截止門檻VFBR_S，偵測訊號VS為一邏輯低（logic-low）訊號。其表示功率轉換器的負載狀態不是極輕載且可能是一重載。之後，負載比較器301重新比較回授訊號VFB與極輕載門檻VFB_S。
第一比較器303具有一第一門檻VOZ_S及一第二門檻VOZR_S，並供應至第一比較器303的一正輸入端。第一比較器303的一負輸入端接收回授訊號VFB。第一門檻VOZ_S小於第二門檻VOZR_S且大於極輕載門檻VFB_S。舉例來說，第一門檻VOZ_S為2V及第二門檻VOZR_S為3.4V。第二門檻VOZR_S小於深度間歇省電截止門檻VFBR_S。第一比較器303比較回授訊號VFB與第一門檻VOZ_S產生一輸出訊號而作為切換控制訊號OZ。當回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S時，第一比較器303的輸出訊號為一邏輯高訊號，以禁能切換訊號VG（如圖3所示）。
之後，第一比較器303比較回授訊號VFB及第二門檻VOZR_S。當回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S時，第一比較器303的輸出訊號為一邏輯低訊號，以致能切換訊號VG。之後，第一比較器303重新比較回授訊號VFB與第一門檻VOZ_S。
第一開關302耦接在第一比較器303與脈波寬度調整電路500（如圖3所示）之間。第一開關302受控於偵測訊號VS。當回授訊號VFB小於極輕載門檻VFB_S時，偵測訊號VS導通第一開關302，以輸出第一比較器303的輸出訊號至脈波寬度調整電路500，而作為切換控制訊號OZ。當功率轉換器的負載狀態為極輕載時，脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ執行深度間歇省電模式。在此同時，回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S，第一比較器303的輸出訊號為邏輯高訊號。其表示當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S時（如圖6C所示），切換控制訊號OZ為邏輯高訊號以禁能切換訊號VG。換言之，當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S時，切換控制訊號OZ依據偵測訊號VS而禁能切換訊號VG。
之後，當回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S時，第一比較器303的輸出訊號為邏輯低訊號。因此，當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S（如圖6C所示），切換控制訊號OZ為邏輯低訊號以致能切換訊號VG，直至回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S。換言之，當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S時，切換控制訊號OZ依據偵測訊號VS致能切換訊號VG。
如圖6C所示，當負載狀態為極輕載時，脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ執行深度間歇省電模式，以於每一深度間歇省電週期T4僅只對切換訊號切換一次。深度間歇省電週期T4是起始於回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S，且結束於回授訊號VFB再次大於第二門檻VOZR_S。深度間歇省電週期T4及深度間歇省電頻率為固定，且可相同於間歇省電週期T2（如圖1所示）及間歇省電頻率。舉例來說，深度間歇省電頻率為22K赫茲（Hz）。由於本發明之脈波寬度調整電路500於每一深度間歇省電週期T4僅對切換訊號VG切換一次，使得本發明之功率轉換器能有效地降低能源消耗。圖6C所示之T3是在深度間歇省電模式下之切換訊號VG的導通時間。導通時間T3大於如圖1所示之處於間歇省電模式下之切換訊號VG的導通時間。
由上述可知，負載偵測電路300具有第一門檻VOZ_S及第二門檻VOZR_S。當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S時，脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ而致能切換訊號VG。當負載狀態為極輕載且回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S時，脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ而禁能切換訊號VG。
負載偵測電路300進一步包含一第二比較器306、一第二開關305及一反相器304。第二比較器306為磁滯比較器。第二比較器306具有一第三門檻VOZ及一第四門檻VOZR，且供應至第二比較器306的一正輸入端。第二比較器306的一負輸入端接收回授訊號VFB。第三門檻VOZ小於第四門檻VOZR且可等於第一門檻VOZ_S。舉例來說，第三門檻VOZ為2V且第四門檻VOZR為2.1V。第四門檻VOZR大於第一門檻VOZ_S且小於第二門檻VOZR_S。當回授訊號VFB大於極輕載門檻VFB_ S時（負載狀態不為極輕載），第二比較器306比較回授訊號VFB與第三門檻VOZ而產生一輸出訊號，以作為切換控制訊號OZ。
當回授訊號VFB大於第三門檻VOZ時，第二比較器306的輸出訊號為一邏輯低訊號，以致能切換訊號VG。相反地，當回授訊號VFB小於第三門檻VOZ，第二比較器306的輸出訊號為一邏輯高訊號，以禁能切換訊號VG。其表示當回授訊號VFB大於極輕載門檻VFB_S且小於第三門檻VOZ時，負載狀態為輕載。
之後，第二比較器306比較回授訊號VFB與第四門檻VOZR。當回授訊號VFB大於第四門檻VOZR，第二比較器306的輸出訊號為邏輯低訊號，以用於致能切換訊號VG。之後，第二比較器306重新比較回授訊號VFB與第三門檻VOZ。
第二開關305耦接在第二比較器306及脈波寬度調整電路500（如圖2所示）之間。偵測訊號VS經由反相器304而控制第二開關305。偵測訊號VS耦接在反相器304的一輸入端。反相器304的一輸出端控制第二開關305。當回授訊號VFB大於極輕載門檻VFB_S時，偵測訊號VS截止第一開關302，且導通第二開關305以輸出第二比較器306的輸出訊號至脈波寬度調整電路500而作為切換控制訊號OZ。在此同時，回授訊號VFB小於第三門檻VOZ時，第二比較器306的輸出訊號為邏輯高訊號。其表示當負載狀態為輕載時，切換控制訊號OZ為邏輯高訊號而禁能切換訊號VG，其為脈波寬度調整電路500執行間歇省電模式。換言之，當負載狀態不是極輕載且回授訊號VFB小於第三門檻VOZ時（負載狀態為輕載），切換控制訊號OZ依據偵測訊號VS禁能切換訊號VG。
之後，當回授訊號VFB大於第四門檻VOZR時，第二比較器306的輸出訊號為邏輯低訊號。因此，當負載狀態為輕載，且回授訊號VFB大於第四門檻VOZR時，切換控制訊號OZ為邏輯低訊號，以短時間致能切換訊號VG，即切換訊號VG為短時間導通，就如同一脈衝訊號。此外，切換訊號VG被持續地切換以產生多個脈衝訊號。當負載狀態不是極輕載且回授訊號VFB大於第四門檻VOZR時，切換控制訊號OZ依據偵測訊號VS而致能切換訊號VG。
圖5是本發明之脈波寬度調整電路的一實施例的電路圖。脈波寬度調整電路500包含反相器511、512、一比較器513及一正反器510。負載偵測電路300（如圖3所示）所產生之切換控制訊號OZ耦接至反相器511的一輸入端。反相器511的一輸出端耦接至正反器510的一輸入端D。切換控制訊號OZ用於控制切換訊號VG。切換訊號VG被產生在正反器510的一輸出端Q。頻率調整電路400（如圖3所示）所產生之振盪訊號PLS耦接至反相器512的一輸入端。反相器512的一輸出端耦接至正反器510的一時脈輸入端CK。振盪訊號PLS控制切換訊號VG的頻率。
比較器513的一正輸入端接收電流訊號VCS。比較器513的一負輸入端接收回授訊號VFB。比較器513的一輸出端耦接至正反器510的一重置輸入端R。比較器513比較回授訊號VFB與電流訊號VCS，而重置正反器510以重置切換訊號VG。
圖6A與6B是本發明之頻率（fs）-回授訊號（VFB）曲線圖。fS1是切換訊號VG的一最大切換頻率。fS2是切換訊號VG的一最小切換頻率。如圖6A所示，當回授訊號VFB大於一門檻VFB_N，切換訊號VG的頻率被限制在最大切換頻率fS1。再者，當回授訊號VFB小於門檻VFB_N，切換訊號VG的頻率會依據回授訊號VFB的降低而減少。換言之，切換訊號VG的頻率依據功率轉換器之負載的降低而減少。然而，當回授訊號VFB小於一參考門檻VFB_G時，切換訊號VG的頻率會保持在最小切換頻率fS2。
參閱圖6B，極輕載門檻VFB_S小於第一門檻VOZ_S，第一門檻VOZ_S小於第二門檻VOZR_S，而第二門檻VOZR_S小於深度間歇省電截止門檻VFBR_S。參閱圖6A，第三門檻VOZ小於第四門檻VOZR且可相等於第一門檻VOZ_S（如圖6B所示）。當回授訊號VFB小於極輕載門檻VFB_S時，負載偵測電路300（如圖4所示）輸出第一比較器303的輸出訊號，以作為切換控制訊號OZ。脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ執行深度間歇省電模式。
參閱圖6C，當回授訊號VFB小於第一門檻VOZ_S時，負載偵測電路300（如圖4所示）禁能脈波寬度調整電路500（如圖3所示）所產生的切換訊號VG。之後，一旦回授訊號VFB大於第二門檻VOZR_S，負載偵測電路300致能切換訊號VG。脈波寬度調整電路500於每一深度間歇省電週期T4僅對切換訊號切換一次。因此，當功率轉換器的負載狀態為極輕載時，功率轉換器（如圖2所示）的功率變壓器10被切換的次數會減少，使得切換損失會降低且能源消耗也隨之降低。
在此同時，負載偵測電路300輸出偵測訊號VS至頻率調整電路400（如圖3所示）。頻率調整電路400依據偵測訊號VS產生振盪訊號PLS，而用以控制切換訊號VG的頻率。當功率轉換器的負載狀態為極輕載時，切換訊號VG的頻率被調整至最小切換頻率fS2。一旦回授訊號VFB大於深度間歇省電截止門檻VFBR_S，脈波寬度調整電路500停止執行深度間歇省電模式。
此外，當回授訊號VFB大於極輕載門檻VFB_S且小於第三門檻VOZ時（功率轉換器的負載狀態為輕載），負載偵測電路300（如圖4所示）輸出第二比較器306的輸出訊號，以作為切換控制訊號OZ。脈波寬度調整電路500依據切換控制訊號OZ執行間歇省電模式。當回授訊號VFB小於第三門檻VOZ時，脈波寬度調整電路500禁能切換訊號VG。之後，一旦回授訊號VFB大於第四門檻VOZR，脈波寬度調整電路500致能切換訊號VG。當功率轉換器的負載狀態為輕載時，切換訊號VG的頻率被調整至最小切換頻率fS2。
圖7是本發明之頻率調整電路的一實施例的電路圖。頻率調整電路400包含一電壓對電流轉換器、複數個電流鏡、一充電電流源423、一放電電流源427、一電容CT及一振盪電路。電壓對電流轉換器包含一比較器411、一電阻412、一比較器413及一電晶體M1。
電壓對電流轉換器接收回授訊號VFB，以產生一參考電流I2。比較器413的一正輸入端接收回授訊號VFB。比較器413的一負輸入端耦接至電晶體M1的一源極及電阻412的一端。電阻412的另一端耦接至比較器411的一輸出端及比較器411的一負輸入端。比較器413的一輸出端耦接至電晶體M1的一閘極而控制電晶體M1。比較器411的一正輸入端接收參考門檻VFB_G。比較器411的負輸入端耦接至比較器411的輸出端。電壓對電流轉換器依據回授訊號VFB與參考門檻VFB_G之間的差異而產生參考電流I2。
一第一電流鏡包含電晶體M2及M3。電晶體M2及M3的源極耦接至一電流源415。電流源415耦接至一供應電壓VCC。電晶體M2及M3的閘極與電晶體M2及M1的汲極耦接在一起。第一電流鏡依據參考電流I2產生一電流I3在電晶體M3之一汲極。電流I3關聯於參考電流I2。一第二電流鏡包含電晶體M4及M5。電晶體M4及M5的源極耦接至接地端。電晶體M4及M5的閘極與電晶體M4及M3的汲極耦接在一起。第二電流鏡依據電流I3產生一電流I7在電晶體M5之一汲極。
一第三電流鏡包含電晶體M4及M6。電晶體M6的一源極耦接在接地端。電晶體M6的一閘極耦接在電晶體M4及M5的閘極及電晶體M4及M3的汲極。第三電流鏡依據電流I3產生一第一放電電流I6在電晶體M6之一汲極。放電電流源427並聯於電晶體M6。放電電流源427提供一第二放電電流I427，第二放電電流I427耦接於第一放電電流I6。
一第四電流鏡包含電晶體M7及M8。電晶體M7及M8的源極耦接於供應電壓VCC。電晶體M7及M8的閘極與電晶體M7及M5的汲極耦接在一起。第四電流鏡依據電流I7產生一第一充電電流I8在電晶體M8之一汲極。充電電流源423耦接在供應電壓VCC及電晶體M8的汲極之間。充電電流源423提供一第二充電電流I423，第二充電電流I423耦接第一充電電流I8。
第一充電電流I8及第二充電電流I423經由一電晶體424充電電容CT。第一放電電流I6及第二放電電流I427經由一電晶體425對電容CT放電。因此，一鋸齒訊號VSAW產生在電容CT。電晶體424的一源極耦接在充電電流源423及電晶體M8之汲極，以傳送第二充電電流I423及第一充電電流I8。電晶體424的一汲極耦接至電容CT的一端。電容CT的另一端耦接至接地端。振盪訊號PLS耦接至電晶體424的一閘極，以控制電晶體424而對電容CT進行充電。電晶體425的一源極耦接至放電電流源427及電晶體M6的汲極。電晶體425的一汲極耦接至電容CT。振盪訊號PLS耦接至電晶體425的一閘極，以控制電晶體425而對電容CT進行放電。
振盪電路依據鋸齒訊號VSAW產生振盪訊號PLS。振盪電路包含比較器431及432、反及閘433及434及一反相器435。鋸齒訊號VSAW耦接於比較器431的一負輸入端及比較器432的一正輸入端以產生振盪訊號PLS。一門檻VH供應於比較器431的一正輸入端。一門檻VL供應於比較器432的一負輸入端。比較器431的一輸出端耦接於反及閘433的一輸入端。比較器432的一輸出端耦接於反及閘434的一輸入端。反及閘434的另一輸入端耦接在反及閘433的一輸出端。反及閘434的一輸出端耦接在反及閘433的另一輸入端。反及閘434的輸出端進一步地耦接於反相器435的一輸入端。反相器435的一輸出端產生振盪訊號PLS。
第一充電電流I8、第二充電電流I423、第一放電電流I6及第二放電電流I427決定鋸齒訊號VSAW的斜率，以決定振盪訊號PLS的頻率，進而決定切換訊號VG的頻率。第二充電電流I423及第二放電電流I427決定最小切換頻率fS2（如圖6B所示）。電流源415決定最大切換頻率fS1（如圖6A所示）。
此外，一電晶體M9耦接在電流I3及接地端之間。電晶體M9的一汲極耦接在電晶體M3及M4的汲極。電晶體M9的一源極耦接在接地端。偵測訊號VS耦接在電晶體M9的一閘極以控制電晶體M9。一旦功率轉換器的負載狀態為極輕載，偵測訊號VS導通電晶體M9。因此，電流I3流經接地端，且電流I7、第一放電電流I6及第一充電電流I8會被禁能。因此，當負載狀態為極輕載時，振盪訊號PLS的頻率會降低且保持在最小切換頻率fS2（如圖6B所示）。切換訊號VG的頻率也保持在最小切換頻率fS2。
此外，一旦回授訊號VFB大於極輕載門檻VFB_S（負載狀態不是極輕載）及參考門檻VFB_G（如圖6A所示），偵測訊號VS截止電晶體M9，且第一放電電流I6及第一充電電流I8依據回授訊號VFB的改變而被調整。因此，當回授訊號VFB大於參考門檻VFB_G且小於門檻VFB_N時（如圖6A所示），切換訊號VG的頻率依據回授訊號VFB之減少或增加而降低或增加。換言之，切換訊號VG的頻率依據功率轉換器之負載的降低或增加而降低或增加。
再者，當回授訊號VFB等於參考門檻VFB_G或小於參考門檻VFB_G時，振盪訊號PLS的頻率保持在最小切換頻率fS2。切換訊號VG的頻率也保持在最小切換頻率fS2。
故本發明實為一具有新穎性、進步性及可供產業利用者，應符合我國專利法所規定之專利申請要件無疑，爰依法提出創作專利申請，祈 鈞局早日賜准專利，至感為禱。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，並非用來限定本發明實施之範圍，舉凡依本發明申請專利範圍所述之形狀、構造、特徵及精神所為之均等變化與修飾，均應包括於本發明之申請專利範圍內。
10．．．功率變壓器
31．．．電阻
36．．．齊納二極體
37．．．光耦合器
40．．．控制電路
300．．．負載偵測電路
301．．．負載比較器
302．．．第一開關
303．．．第一比較器
304．．．反相器
305．．．第二開關
306．．．第二比較器
400．．．頻率調整電路
411．．．比較器
412．．．電阻
413．．．比較器
415．．．電流源
423．．．充電電流源
427．．．放電電流源
431．．．比較器
432．．．比較器
433．．．反及閘
434．．．反及閘
435．．．反相器
500．．．脈波寬度調整電路
510．．．正反器
511．．．反相器
512．．．反相器
513．．．比較器
CO．．．輸出電容
CS．．．感測端
CT．．．電容
DS．．．整流器
FB．．．回授端
fS1．．．最大切換頻率
fS2．．．最小切換頻率
GND．．．接地端
I2．．．參考電流
I3．．．電流
I6．．．第一放電電流
I7．．．電流
I8．．．第一充電電流
I423．．．第二充電電流
I427．．．第二放電電流
IP．．．切換電流
M1~M9．．．電晶體
NP．．．一次側繞組
NS．．．二次側繞組
OUT．．．輸出端
OZ．．．切換控制訊號
PLS．．．振盪訊號
Q1．．．功率電晶體
RS．．．感測電阻
VCC．．．供應電壓
VCS．．．電流訊號
VFB．．．回授訊號
VFBG．．．參考門檻
VFBN．．．門檻
VFBS．．．極輕載門檻
VFBRS．．．深度間歇省電截止門檻
VG．．．切換訊號
VH．．．門檻
VIN．．．輸入電壓
VL．．．門檻
VO．．．輸出電壓
VOZ．．．第三門檻
VOZR．．．第四門檻
VOZS．．．第一門檻
VOZRS．．．第二門檻
VS．．．偵測訊號
VSAW．．．鋸齒訊號
T1．．．切換週期
T2．．．間歇省電週期
T3．．．導通時間
T4．．．深度間歇省電週期
圖1是習用功率轉換器執行間歇省電模式的波形圖；
圖2是本發明的一功率轉換器的一實施例的電路圖；
圖3是本發明的控制電路的一實施例的電路圖；
圖4是本發明的負載偵測電路的一實施例的電路圖；
圖5是本發明的脈波寬度調整電路的一實施例的電路圖；
圖6A~6B是本發明的頻率（fs）-回授訊號（VFB）曲線圖；
圖6C是本發明控制電路執行一深度間歇省電模式下，回授訊號VFB及切換訊號VG的波形圖；以及
圖7是本發明的頻率調整電路的一實施例的電路圖。
圖2是本發明的一功率轉換器的一實施例的電路圖；
圖3是本發明的控制電路的一實施例的電路圖；
圖4是本發明的負載偵測電路的一實施例的電路圖；
圖5是本發明的脈波寬度調整電路的一實施例的電路圖；
圖6A~6B是本發明的頻率（fs）-回授訊號（VFB）曲線圖；
圖6C是本發明控制電路執行一深度間歇省電模式下，回授訊號VFB及切換訊號VG的波形圖；以及
圖7是本發明的頻率調整電路的一實施例的電路圖。
40．．．控制電路
300．．．負載偵測電路
400．．．頻率調整電路
500．．．脈波寬度調整電路
CS．．．感測端
FB．．．回授端
OUT．．．輸出端
OZ．．．切換控制訊號
PLS．．．振盪訊號
VCS．．．電流訊號
VFB．．．回授訊號
VG．．．切換訊號
VS．．．偵測訊號
Claims (13)
- 一種功率轉換器之具有深度間歇省電模式的控制電路，包含：
一負載偵測電路，其依據一回授訊號產生一切換控制訊號，其中該回授訊號關聯於該功率轉換器的一負載狀態；以及
一脈波寬度調整電路，其依據該切換控制訊號及該回授訊號產生一切換訊號，以調整該功率轉換器的一輸出；
其中，當該功率轉換器的負載狀態為一極輕載時，該控制電路執行一深度間歇省電模式，而於每一深度間歇省電週期僅對該切換訊號切換一次。 - 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中該負載偵測電路具有一第一門檻及一第二門檻，當該負載狀態為該極輕載且該回授訊號大於該第二門檻時，該脈波寬度調整電路依據該切換控制訊號致能該切換訊號；當該負載狀態為該極輕載且該回授訊號小於該第一門檻時，該脈波寬度調整電路依據該切換控制訊號禁能該切換訊號。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中該負載偵測電路包含:
一負載比較器，其具有一極輕載門檻，且接收該回授訊號，以比較該回授訊號與該極輕載門檻而產生一偵測訊號；以及
一第一比較器，其具有一第一門檻及一第二門檻，且接收該回授訊號，以比較該回授訊號與該第一門檻或比較該回授訊號與該第二門檻，而產生一輸出訊號作為該切換控制訊號；
其中，當該負載狀態為該極輕載且該回授訊號大於該第二門檻時，該切換控制訊號依據該偵測訊號致能該切換訊號；當該負載狀態為該極輕載且該回授訊號小於該第一門檻時，該切換控制訊號依據該偵測訊號禁能該切換訊號。 - 如申請專利範圍第3項所述之控制電路，其中當該回授訊號小於該極輕載門檻時，該偵測訊號則表示該負載狀態為該極輕載。
- 如申請專利範圍第3項所述之控制電路，其中該深度間歇省電週期開始於該回授訊號大於該第二門檻，且結束於該回授訊號再次大於該第二門檻。
- 如申請專利範圍第3項所述之控制電路，其中該負載偵測電路進一步包含:
一第二比較器，其具有一第三門檻及一第四門檻，且接收該回授訊號，以比較該回授訊號與該第三門檻或比較該回授訊號與該第四門檻，而產生一輸出訊號作為該切換控制訊號；
其中，當該負載狀態不為該極輕載且該回授訊號大於該第四門檻時，該切換控制訊號依據該偵測訊號致能該切換訊號；當該負載狀態不為該極輕載且該回授訊號小於該第三門檻時，該切換控制訊號依據該偵測訊號禁能該切換訊號。 - 如申請專利範圍第6項所述之控制電路，其中當該負載狀態不為該極輕載時，該第二比較器所產生的該輸出訊號依據該偵測訊號而耦接至該脈波寬度調整電路，而該第一比較器所產生的該輸出訊號依據該偵測訊號不會耦接至該脈波寬度調整電路。
- 如申請專利範圍第6項所述之控制電路，其中當該回授訊號大於該極輕載門檻且小於該第三門檻時，該負載狀態為一輕載。
- 如申請專利範圍第6項所述之控制電路，其中該負載偵測電路進一步包含:
一第一開關，其耦接在該第一比較器與該脈波寬度調整電路之間，該第一開關受控於該偵測訊號；以及
一第二開關，其耦接在該第二比較器與該脈波寬度調整電路之間，該第二開關受控於該偵測訊號；
其中，當該負載狀態為該極輕載時，該偵測訊號導通該第一開關，且該第一比較器所產生的該輸出訊號經由該第一開關而耦接至該脈波寬度調整電路；當該負載狀態不是該極輕載時，該偵測訊號導通該第二開關，且該第二比較器所產生的該輸出訊號經由該第二開關而耦接至該脈波寬度調整電路。 - 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，進一步包含:
一頻率調整電路，其依據該回授訊號及一偵測訊號而產生一振盪訊號，以控制該切換訊號的頻率，該偵測訊號控制該振盪訊號的頻率。 - 如申請專利範圍第10項所述之控制電路，其中該負載偵測電路依據該回授訊號而產生該偵測訊號。
- 如申請專利範圍第10項所述之控制電路，其中該頻率調整電路包含:
一電壓對電流轉換器，其接收該回授訊號以產生一參考電流；
複數電流鏡，其依據該參考電流以產生一第一充電電流及一第一放電電流；
一充電電流源，其產生一第二充電電流，該第二充電電流耦接該第一充電電流；
一放電電流源，其產生一第二放電電流，該第二放電電流耦接該第一放電電流；
一電容，其藉由該第一充電電流及該第二充電電流充電，及藉由該第一放電電流及該第二放電電流放電，而產生一鋸齒訊號；以及
一振盪電路，其依據該鋸齒訊號產生該振盪訊號。 - 如申請專利範圍第12項所述之控制電路，其中當該負載狀態為該極輕載時，該偵測訊號控制該些電流鏡以禁能該第一充電電流及該第一放電電流，該第二充電電流及該第二放電電流決定該振盪訊號及該切換訊號的一最小切換頻率。
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|---|---|---|---|---|
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Families Citing this family (11)
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|---|---|---|---|---|
| ITMI20121231A1 (it) | 2012-07-16 | 2014-01-17 | St Microelectronics Srl | Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo |
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| US10756627B2 (en) * | 2017-09-14 | 2020-08-25 | Microchip Technology Incorporated | Enhanced switching regulator topology with adaptive duty control and seamless transition of operating modes |
| US10756636B2 (en) * | 2017-12-28 | 2020-08-25 | Rohm Co., Ltd. | Power control device switchable between multiple operating modes having different power consumption |
| US11696381B2 (en) * | 2019-04-11 | 2023-07-04 | Signify Holding B.V. | Converter for driving a load, a LED driver and a LED lighting apparatus |
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| IT202000000877A1 (it) * | 2020-01-17 | 2021-07-17 | St Microelectronics Srl | Circuito di controllo pfc per un convertitore boost, relativo circuito integrato, convertitore boost, alimentatore e procedimento |
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| CN112953282A (zh) * | 2021-02-04 | 2021-06-11 | 苏州博思得电气有限公司 | 一种高压发生器、射线成像设备及高压发生器的控制方法 |
| CN113098243B (zh) * | 2021-05-13 | 2022-09-06 | 成都芯源系统有限公司 | 一种开关电源的控制电路及其控制方法 |
| US20230378871A1 (en) * | 2022-05-19 | 2023-11-23 | Globalfoundries U.S. Inc. | Dc-dc converter control circuit |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100428616C (zh) * | 2004-11-29 | 2008-10-22 | 崇贸科技股份有限公司 | 切换式控制装置及产生切换信号的方法 |
| JP2007209103A (ja) | 2006-02-01 | 2007-08-16 | Ricoh Co Ltd | 電流モード制御ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| ITTO20070859A1 (it) * | 2007-11-29 | 2009-05-30 | St Microelectronics Srl | Convertitore di tensione isolato con retroazione al primario, e relativo metodo di controllo della tensione di uscita |
| US9148060B2 (en) * | 2008-03-03 | 2015-09-29 | System General Corp. | Switching controller with burst mode management circuit to reduce power loss and acoustic noise of power converter |
| US8054656B2 (en) | 2008-04-11 | 2011-11-08 | System General Corp. | Switching control circuit for a switching power converter |
| CN101588128B (zh) * | 2008-05-23 | 2013-06-05 | 立锜科技股份有限公司 | 驰返式电源转换器的控制电路及方法 |
| TW201008123A (en) | 2008-08-07 | 2010-02-16 | Richtek Technology Corp | PWM power converter with improved dynamic response and its control method thereof |
| TW201115897A (en) | 2009-10-30 | 2011-05-01 | Niko Semiconductor Co Ltd | Driving controller and the power converting circuit, and method for modulating driver level according to load |
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| US8587964B2 (en) | 2010-09-16 | 2013-11-19 | System General Corp. | Control circuit with burst mode and extended valley switching for quasi-resonant power converter |
| US8649129B2 (en) * | 2010-11-05 | 2014-02-11 | System General Corporation | Method and apparatus of providing over-temperature protection for power converters |
-
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Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI668949B (zh) * | 2014-02-27 | 2019-08-11 | 丹麥技術大學 | 突發模式控制 |
| TWI548183B (zh) * | 2014-06-09 | 2016-09-01 | 通嘉科技股份有限公司 | 用以除去電源轉換器音頻雜訊的控制器及其相關方法 |
| US9584030B2 (en) | 2014-06-09 | 2017-02-28 | Leadtrend Technology Corp. | Controller for eliminating acoustic noise of a power converter and related method thereof |
| CN112400273A (zh) * | 2018-07-17 | 2021-02-23 | 索尼公司 | 开关电源 |
| CN112400273B (zh) * | 2018-07-17 | 2024-04-30 | 索尼公司 | 开关电源 |
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