KR20090011715A - 컨버터 및 그 구동 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 한 특징에 따른 컨버터는 적어도 하나의 스위치를 이용하여 입력 신호를 구형파 신호로 변환하고, 구형파 신호를 이용하여 출력 전압을 생성한다. 컨버터는 스위치의 스위칭 동작에 의해 구형파 신호를 변환시켜 출력 전압을 생성하며, 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어부를 포함한다. 스위치 제어부는 출력 전압에 따라 가변적인 제1 주기를 가지는 제1 신호(VCT)를 생성하고, 제1 신호를 이용하여 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어하며, 출력 전압, 스위치에 흐르는 제1 전류(Ids2) 및 제 1 신호의 레벨을 감지하고, 감지 결과에 따라 버스트 모드를 제어한다.
공진형 컨버터, 버스트 모드, 스위칭 주파수, 스위칭 손실

Description

컨버터 및 그 구동 방법{CONVERTER AND THE DRIVING METHOD THEREOF}
본 발명은 공진형(resonant) 컨버터에 관한 것으로, 부하에 따라 공진형 컨버터가 버스트 모드(burst mode)로 구동될 때에 관한 것이다. 버스트 모드란, 컨버터의 출력단에 연결된 부하가 낮아, 일정시간 동안 스위칭 동작을 멈추고, 다시 스위칭 동작을 개시하는 동작을 반복하는 동작 모드이다.
컨버터의 스위칭 주파수가 소정의 임계치보다 높아지면, 컨버터는 버스트 모드에 따라 동작한다. 컨버터에 연결된 부하가 감소할수록, 스위칭 주파수는 출력 전압을 유지하기위해 증가한다. 이렇게 스위칭 주파수가 증가하면 스위칭 손실이 증가한다. 이를 방지하기 위해 버스트 모드로 구동되는데, 스위칭 주파수의 임계치는 입력 전압에 따라 변한다. 이에 따라 입력 전압에 따라 임계치를 변동시키는 별도의 구성이 필요하다.
도 1은 부하에 따라 게인 및 스위칭 주파수의 관계를 나타낸 도면이다. 게인은 컨버터의 입력 전압과 출력 전압의 비를 의미한다.
도 1에 도시된 바와 같이, 부하가 감소하면, 동일한 게인을 유지하기 위해 스위칭 주파수가 증가한다. 그리고 입력 전압이 변동하면, 게인이 변동되며, 이에 따라 스위칭 주파수도 변동한다. 구체적으로 컨버터는 입력 전압에 관계없이 일정한 출력 전압을 유지하도록 구동되는데, 입력 전압이 증가하는 경우 게인이 감소하고, 동일한 부하에서 게인이 감소하면 스위칭 주파수가 증가한다. 이와 같이, 입력 전압의 변동에 따라 스위칭 주파수가 변동하므로, 버스트 모드를 결정하는 임계치 스위칭 주파수도 변동되어야 한다.
또한, 컨버터의 동작 중 스위칭 주파수를 검출하여 임계치 스위칭 주파수와 비교하는 별도의 구성 및 단계가 필요하다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 스위칭 주파수 검출 없이, 컨버터의버스트 모드 구동을 정확하게 제어할 수 있는 컨버터 및 그 구동 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 특징에 따른 컨버터는 적어도 하나의 스위치를 이용하여 입력 신호를 구형파 신호로 변환하는 구형파 생성부 상기 구형파 신호를 전달받아, 출력 전압을 생성하는 전압 공급부 및 상기 출력 전압에 따라 가변적인 제1 주기를 가지는 제1 신호를 생성하고, 상기 제1 신호를 이용하여 상기 적어도 하나의 스위치의 스위칭 동작을 제어하며, 상기 출력 전압, 상기 스위치에 흐르는 제1 전류 및 상기 제 1 신호의 레벨을 감지하고, 감지 결과에 따라 버스트 모드를 제어하는 스위치 제어부를 포함한다. 상기 스위치 제어부는, 상기 제1 전류가 제1 기준값과 같아지는 제1 시점과 상기 제1 신호가 제1 임계값과 같아지는 제2 시점을 비교하여, 상기 제2 시점이 상기 제1 시점보다 선행하면, 상기 버스트 모드로 상기 컨버터를 구동시킨다. 이 때, 제1 임계값은 상기 전압 공급부에 연결된 부하가 경부하 상태일 때, 제1 전류가 상기 제1 기준값과 같아지는 시점에 상기 제1 신호가 가지는 레벨보다 낮은 레벨이다.
상기 스위치 제어부는, 상기 출력 전압을 감지하여, 상기 출력 전압이 소정 레벨 이하가 되면, 상기버스트 모드를 종료시킨다.
상기 스위치 제어부는, 상기 출력 전압에 대응하는 가변 전류를 생성하고,상기 가변 전류를 이용하여 상기 제1 신호를 생성하며, 상기 제1 신호와 동일한 주기를 가지는 제1 오실레이터 신호 및 제2 오실레이터 신호를 생성하는 PWM 오실레이터, 상기 제1 신호, 상기 제2 오실레이터 신호, 상기 제1 전류에 대응하는 감지 신호 및 상기 가변 전류에 대응하는 제2 전류를 전달받고, 상기 버스트 모드의 개시 및 종료를 제어하는 버스트 모드 제어부, 및 상기 제1 오실레이터 신호에 따라 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어하며, 상기 버스트 모드 동안, 상기 스위치의 스위칭 동작을 정지시키는 PWM 제어부를 포함한다. 상기 PWM 오실레이터는, 커패시터 상기 가변 전류를 복사하여 제3 전류 및 제4 전류를 각각 생성하는 제1 및 제2 종속 전류원 및 상기 커패시터의 충방전을 제어하는 스위치를 포함하고, 상기 스위치가 오프이면, 상기 제3 전류에 의해 상기 커패시터는 충전되고, 상기 스위치가 온되면 상기 제4 전류에 의해 상기 커패시터가 방전되며, 상기 제1 신호는 상기 커패시터에 충전된 전압에 대응하는 신호이다. 상기 PWM 오실레이터는, 상기 제1 신호를 제1 기준 전압과 비교하는 제1 비교기, 상기 제1 신호를 제2 기준 전압과 비교하는 제2 비교기 및 상기 제1 비교기 및 제2 비교기의 출력 신호를 입력받고, 상기 제1 신호가 상기 제1 기준 전압 또는 제2 기준 전압과 같아지면, 상기 제1 오실레이터 신호 및 상기 제2 오실레이터 신호의 레벨을 바꾸는 SR 플립플롭을 더 포함한다.
상기 버스트 모드 제어부는, 상기 제1 신호와 제1 기준값을 비교하는 제1 비교기, 상기 감지 신호와 제1 임계값을 비교하는 제2 비교기, 상기 제2 전류에 대응 하는 제2 신호를 제2 기준값과 비교하는 제3 비교기 및 상기 제1 내지 제3 비교기의 출력 신호 및 상기 제2 오실레이터 신호에 따라 버스트 모드의 개시 및 종료를 결정하는 논리 연산부를 포함하며, 상기 논리 연산부는 상기 제1 신호가 상기 제1 기준값보다 크고, 상기 제2 오실레이터 신호가 제1 레벨이며, 상기 감지 신호가 상기 제1 임계값보다 작으면 버스트 모드를 개시하기 위한 제어 신호를 생성하고, 상기 제3 비교기의 출력 신호가 제2 레벨이면 상기 버스트 모드를 종료시키기 위한 제어 신호를 생성한다. 상기 논리 연산부는, AND 게이트 및 SR 플립플롭을 포함하고, 상기 제1 및 제2 레벨은 하이 레벨이며, 상기 AND 게이트는 상기 제1 및 제2 비교기의 출력 신호 및 상기 제2 오실레이터 신호를 입력받고, 곱 연산을 수행하며, 그 결과에 따라 결정된 신호가 상기 상기 SR 플립플롭의 제1 단에 입력되며, 상기 제3 비교기의 출력 신호가 상기 SR 플립플롭의 제2 단에 입력된다.
상기 제2 전류는 상기 가변 전류를 복사하여 생성하며, 상기 제2 신호는 상기 제2 전류가 저항에 흐를 때 발생하는 전압 신호이다.
상기 PWM 제어부는, 상기 제1 오실레이터 신호를 입력받아, 소정 시간 지연시켜 출력하는 시간 지연부 및 상기 시간 지연부의 출력 신호, 상기 제1 오실레이터 신호 및 상기 버스트 모드에 대응하는 제어 신호를 입력받아 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어하기 위한 신호를 생성하는 논리 연산부를 포함한다. 상기 논리 연산부는, 상기 제1 신호가 가장 낮은 값에 도달하는 제1 시점에 동기되어 상기 제1 오실레이터 신호가 제1 레벨이 되고, 버스트 모드가 아닐 때, 상기 제1 시점으로부터 상기 소정 시간만큼 지연된 시점에 상기 스위치를 턴온시키기 위한 신호를 생 성한다.
상기 구형파 생성부는, 제1 스위치 및 제2 스위치를 포함하고, 상기 제1 스위치와 제2 스위치는 교대로 스위칭 동작하며, 상기 전압 공급부는, 상기 구형파 생성부로부터 입력되는 구형파 신호에 따라 공진하는 공진부 및상기 공진부의 출력 신호를 정류하여 출력 전압을 생성하는 정류부를 포함한다. 본 발명의 실시예에 따른 컨버터는 상기 출력 전압을 감지하는 전압 검출 다이오드 및 상기 전압 검출 다이오드의 발광량에 대응하는 전류가 흐르는 제1 트랜지스터를 포함하는 피드백 생성부를 더 포함한다. 스위치 제어부는, 상기 제1 트랜지스터에 흐르는 전류에 대응하여 가변하는 전류를 이용하여 상기 제1 신호를 생성한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 적어도 하나의 스위치를 포함하며, 상기 스위치의 스위칭 동작에 따라 입력신호를 출력 신호로 변환시키는 컨버터의 구동 방법에 있어서, 상기 출력 신호에 따라 가변적인 주기를 가지는 제1 신호를 생성하는 단계 상기 제1 신호를 이용하여 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계 상기 출력 신호, 상기 스위치에 흐르는 제2 신호 및 상기 제 1 신호의 레벨을 감지하고, 감지 결과에 따라 버스트 모드를 제어하는 단계를 포함한다. 상기 버스트 모드를 제어하는 단계는, 상기 제2 신호를 감지하여, 상기 제2 신호가 제1 기준값과 동일해지는 제1 시점을 감지하는 단계 상기 제1 신호가 제1 임계값과 동일해지는 제2 시점을 감지하는 단계 및 상기 감지된 시점을 비교하여 버스트 모드 개시 여부를 판단하는 단계를 포함한다. 상기 버스트 모드 개시 여부를 판단하는 단계는, 상기 제1 시점보다 상기 제2 시점이 선행하면, 상기 버스트 모드를 개시한다. 상기 출력 신호에 대응하는 신호가 소정 레벨 보다 낮아지면, 상기 버스트 모드를 종료 시키는 단계를 더 포함한다. 상기 제1 임계값은 컨버터가 경부하 상태일 때, 제2 신호가 상기 제1 기준값과 같아지는 시점에 상기 제1 신호가 가지는 레벨보다 낮은 레벨이다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명의 특징에 따르면, 스위치에 흐르는 전류파형을 감지하여 버스트 모드의 개시 및 종료를 제어할 수 있는 컨버터 및 그 구동 방법을 제공한다.
따라서 본 발명에 따르면 별도의 외부적인 장치 없이 간단한 구성으로 버스트 모드를 정확하게 제어할 수 있는 컨버터 및 그 구동 방법을 제공한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하 는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하 본 발명의 실시예에 따른 컨버터에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다. 이하 '스위칭 동작'이란, 스위치가 턴온 된후, 일정시간 온 상태를 유지하다가 턴오프되고, 다시 턴온되기 전까지 턴오프를 유지하는 동작을 의미한다.
도 2는 발명의 실시예에 따른 컨버터의 구성을 나타낸 도면이다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터는 구형파 생성부(square wave generator)(100), 전압 공급부(200), 피드백 정보 생성부(300) 및 스위치 제어부(400)를 포함한다.
구형파 생성부(100)는 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)를 포함한다. 구형파 생성부(100)는 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)의스위칭 동작에 의해 입력 직류 전압(Vin)을 구형파로 생성한다. 구체적으로, 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102) 각각은 교대로 50% 듀티 싸이클로 온/오프된다. 그러면 노드(1) 및 노드(2) 사이의 전압(Vin)은 피크(peak) 값으로 전압(Vin)과 같은 레벨을 가지고 최저 값으로 0V를 가지는 구형파가 된다. 상측 스위치(101)는 스위치 제어부(400)로부터 전달되는 게이트 제어 신호(Vgs1)에 의해 제어되며, 하측 스위치(102)는 게이트 제어 신호(Vgs2)에 의해 제어된다. 본 발명의 실시 예에 따른 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)는MOSFET(metal oxide semiconductor field-effection transistor)로 구현되며, n 채널(channel) 타입을 가진다.
전압 공급부(200)는 공진부(resonant network unit)(210) 및 정류 부(rectifier network unit)(220)를 포함한다. 공진부(210)는 1차 코일(211), 2차 코일(212) 및 커패시터(213)를 포함한다. 도 2에서는, 1차 코일(211)과 2차 코일(212)로 형성되는 트랜스포머의 누설 인덕턴스(leakage inductance) 및 자화 인덕턴스(magnetizing inductance) 성분을 반영하여 등가적으로 인덕터(213, 214, 215)를 도시하였다. 구체적으로, 인덕터(213)는 자화 인덕턴스 성분에 대응되고, 인덕터(214, 215)는 누설 인덕턴스 성분에 대응된다. 전압(Vin)에 의해 발생하는 전류(Ip)에 의해 커패시터(213)는 소정의 전압 레벨까지 충전되며, 이 때 커패시터(213)에 충전된 전압은 옵셋(off set) 전압(Voff)으로, 1차 코일(211)에 발생하는 전압은 옵셋 전압(Voff)을 기준으로 사인파(sinusoidal)와 유사한 파형을 가진다. 1차 코일(211)의 전압은 1차 코일(211)과 2차 코일(212)의 권선비에 따라 변환되어, 2차 코일(212)에는 전압이 발생한다. 전압(V12)에 의해 따라 전류(Ip)가 발생한다. 전류(Ip)는 1차 코일(211)과 2차 코일(212)의 권선비에 따라 변환되어, 2차 코일(212)에 전류(Is)가 발생한다. 전류(Ip)의 파형은 전류(Is)가 1차 코일(111)에 영향을 주어 발생하는 전류와, 자화 인덕턴스에 의해 발생하는 자화 성분 전류의 합니다.
정류부(220)는 브릿지 정류회로(bridge rectifier circuit)(129) 및 커패시터(227)를 포함한다. 브릿지 정류회로(229)는 4개의 다이오드(221-224)를 포함하며, 전류(Is)를 정류하여 전류(Id)를 생성한다. 전류(Id)에 의해 커패시터(227)가 충전되어 출력 전압(Vout)이 발생한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따라 발생하는 전류(Ip), 전류(Id), 하측 스위 치(102)에흐르는 전류(Ids2) 및 전압(V12)을 나타낸 도면이다.
하측 스위치(102)가 턴온되면, 전압(V12)은 입력 전압(Vin)과 동일한 레벨이 되고, 전류(Ip)는 전압(Vin)에 따라 변동한다. 점선으로 도시한 전류(Im)는 자화 인덕턴스에 흐르는 자화 성분 전류로서, 선형적으로 증가하고 감소한다. 즉, 도 3에 도시된 바와 같이, 전류(Ip)는 선형적인 자화 성분 전류(Im)와 전류(Is)가 1차 코일(111)에 영향을 주어 발생하는 곡선의 전류 성분을 포함한다. 하측 스위치(102)에 흐르는 전류(Ids2)는 구간 PP1 및 구간 PP2 에서 동일하며, 하측 스위치(102)가 턴오프되면, 0이 된다. 전류(Id)는 전파 정류된 파형을 가진다. 본 발명의 실시예에 따른 컨버터는 전류(Ids2)를 감지하여 버스트 모드를 제어한다. 출력단에 연결된 부하가 감소하면 전류(Ip)의 곡선 성분이 감소한다. 무부하 상태가 되면, 전류(Ip)는 전류(Im)와 동일하게 된다. 전류(Ids2)는 구간 PP1 및 PP2에서 전류(Ip)와 동일하므로, 스위치 제어부(400)는 전류(Ids2)가 저항(203)에 흘러 발생하는 신호(VS1)를 입력단(IN2)을 통해 전달받아, 부하 상태를 감지한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 전류(Ids2) 파형이 가로 축과 교차하는 포인트는 전류(Ids2) 파형의 곡선 성분에 따라 달라진다. 곡선 성분이 감소할수록, 가로 축과 교차하는 포인트가 오른쪽으로 이동한다. 전류(Ids2)의 파형도에서 점선은 자화 성분 전류로서, 무부하 상태가 되어 자화 성분만 남으면, 전류(Ids2)는 점선과 같은 파형을 나타낸다. 구체적으로, 가로 축이 시간 축이고, 세로 축과 가로 축이 만나는 교점에서 세로 축 값이 영이라면, 전류(Ids2) 파형의 제로 크로싱 포인트는 부하가 감소할수록 늦게 발생한다. 이를 이용하여, 스위치 제어부(400)는 하측 스위치(102)가 턴온되 어 있는 기간 동안, 신호(VS1) 파형의 전압 레벨을 소정의 기준 전압과 비교하여, 그 비교 결과에 따라 부하를 감지한다. 부하 감지 결과 무부하에 가까운 낮은 부하(이하, "경부하"라 함.)이면, 스위치 제어부(400)는버스트 모드로 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)의 스위칭 동작을 제어한다. 스위칭 제어부(400)의 구체적인 구성 및 동작에 대해서는 도 4를 참조하여 후술한다.
정류부(220)의 제너 다이오드(226)는 부하 또는 입력 전압(Vin)에 의해 출력전압(Vout)이 변동되지 않도록, 일정한 전압을 유지하는 역할을 한다.
전압 감지 다이오드(304)는 양단에 인가된 전압에 비례하여 빛을 발광한다. 출력 전압(Vout)은 전압 감지 다이오드(304), 제너 다이오드(226) 및 저항(225)에 분배된다. 따라서 출력 전압(Vout)이 증가하면, 전압 감지 다이오드(304)에 인가되는 전압이 증가하고, 발광량이 증가한다. 전압 감지 다이오드(304)와 피드백정보 생성부(300)의 검출 트랜지스터(302)는 옵토 커플러(opto coupler)를 구성한다.
피드백 정보 생성부(300)는 출력 전압(Vout)에 대응하는 정보를 생성하여 스위치 제어부(400)의입력단(IN2)에 전달한다. 구체적으로, 출력 전압(Vout)이 증가하여, 전압 감지 다이오드(304)의 발광량이 증가하면, 검출 트랜지스터(302)에 흐르는 전류가 증가하여, 입력단(IN2)으로부터 피드백 정보 생성부(300)로 흐르는 전류(IC)가 증가한다. 스위치 제어부(400)는 전류(IC)를 이용하여 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)의 스위칭 동작을 제어한다. 본 발명의 실시 예에 따른 피드백 정보 생성부(300)는 하나의 실시예로 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 본 발명은 다른 구성을 이용하여, 출력 전압(Vout)에 따라 가변하는 전압 및 전류 신호 를 생성할 수 있는 피드백 정보 생성부(300)를 사용할 수 있다.
이하, 도 4를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어부(400)를 설명한다.
도 4는 스위치 제어부(400)를 나타낸 도면이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 스위치 제어부(400)는게이트 제어 신호(Vgs1) 및 게이트 제어 신호(Vgs2) 각각을 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)로 출력단(OUT1) 및 출력단(OUT2)을 통해 출력한다. 그리고 스위칭 제어부(400)는 입력단(IN2) 및 입력단(IN1) 각각을 통해 전류(Ids2)에 대응하는 신호(VS1) 및 피드백 정보를 입력받는다.
스위치 제어부(400)는 PWM(Pulse Width Modulation) 오실레이터(410), 버스트 모드 제어부(420) 및 PWM 제어부(430)를 포함한다.
PWM 오실레이터(410)는 피드백 정보 생성부(300)로부터 입력 단자(IN1)를 통해 피드백 정보를 전달받고, 피드백 정보에 따라 주기가 결정되는 신호(VCT)를 생성한다. PWM 오실레이터(410)는 신호(VCT)를 이용하여 제1 오실레이터 신호(U3) 및 제2 오실레이터 신호(U4)를 생성한다. 이 때, 제1 오실레이터 신호(U3)는 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)의 스위칭동작을 제어하며, 제2 오실레이터 신호(U4) 및 신호(VCT)는 버스트 모드를 제어한다. 구체적으로, PWM 오실레이터(410)는 가변 전류원(411), 제1 종속 전류원(412), 제2 종속 전류원(413), 제1 비교기(414), 제2 비교기(415), SR 플립플롭(416), 커패시터(417) 및 스위치(418)를 포함한다. 가변 전류원(411), 제1 종속 전류원(412), 제2 종속 전류원(413), 커패시터(417) 및 스위치(418)은피드백 정보에 딸라 주기가 결정되는 신호(VCT)를 생성하 기 위한 구성이다. 제1 비교기(414), 제2 비교기(415) 및 SR 플립플롭(416)은 신호(VCT)를 이용하여 제1 및 제2 오실레이터 신호(U3, U4)를 생성하기 위한 구성이다. 구체적으로, 가변 전류원(411)은 전류(IC)를 생성하는 전류원으로서, 출력 전압(Vout)에 따라 검출 트랜지스터(302)에 흐르는 전류가 변함에 따라 전류(IC)가 변동하며, 가변 전류원(411)은기준 전압원(VCC)을 이용하여 전류(IC)를 생성한다. 제1 종속 전류원(412)은 전류(IC)에 따라 제1 종속 전류(IC1)를 생성한다. 제2 종속 전류원(413)은 전류(IC)에 따라 제2 종속 전류(IC2)를 생성한다. 본 발명의 실시 예에 따른 제2 종속 전류(IC2)는 제1 종속 전류(IC1)보다 큰 값을 가진다. 커패시터(417)의 일단은 제1 종속 전류원(412) 및 제2 종속 전류원(413)이 전기적으로 연결되어 있는 접점에 연결되어 있고, 커패시터(417)의 타단은접지되어 있다. 스위치(418)는 제2 종속 전류원(413)과 접지 사이에 전기적으로 연결되어 있다. 스위치(418)는 제1 오실레이터 신호(U3)에 따라 동작한다. 구체적으로, 제1 오실레이터 신호(U3)가 하이 레벨이면 턴온되고, 로우 레벨이면 턴오프된다. 스위치(418)가 턴 오프 되어 있는 동안, 제1 종속 전류(IC1)는 커패시터(417)를 충전시켜 신호(VCT)의 전압을 증가시키고, 제2 종속 전류(IC2)는 스위치(419)가 턴온되면, 커패시터(418)를 방전시켜, 신호(VCT)의 전압을 감소시킨다. 본 발명의 실시 예에 따른 제1 및 제2 종속 전류원(412, 413)은 전류 미러 회로를 이용하여 전류(IC)에 따라 변동하는 제1 및 제2 종속 전류(IC1, IC2)를 생성한다. 신호(VCT)는 제1 비교기(414)의 비반전 단자(+) 및 제2 비교기(415)의 반전 단자(-)에 입력된다. 제1 비교기(414)는 기준 전압(VR1)과 신호(VCT)의 전압 레벨을 비교하여, 신호(VCT)가 기 준 전압(VR1) 이상이면, 하이 레벨의 신호(U1)을 출력하고, 기준 전압(VR1)보다 작으면, 로우 레벨의 신호(U1)를 출력한다. 제2 비교기(415)는 기준 전압(VR2)과 신호(VCT)의 전압을 비교하여, 신호(VCT)가 기준 전압(VR2) 이하이면 하이 레벨의 신호(U2)를 출력하고, 신호(VCT)가 기준 전압(VR2)보다 크면로우 레벨의 신호(U2)를 출력한다. 이 때, 본 발명의 실시 예에 따른 기준 전압(VR1)은 기준 전압(VR2)보다높은 레벨을 가진다. SR 플립플롭(416)은 신호(U1) 및 신호(U2)를 각각 셋단(S) 및 리셋단(R)에 입력받아, 신호(U1) 및 신호(U2)의 레벨에 따라 제1 오실레이터 신호(U3) 및 제2 오실레이터 신호(U4)를 생성한다. 이하, SR 플립플롭(416)의 셋단(S) 및 리셋단(R)에 입력되는 신호의 레벨에 따라 "SR=00", "SR=10" 및 "SR=01"로 구분하여 설명한다. "SR=00"은 신호(U1) 및 신호(U2) 모두가 로우 레벨인 상태를 의미한다. "SR=10"은 신호(U1)가 하이 레벨이고, 신호(U2)가 로우 레벨인 상태를 의미한다. "SR=01"은 신호(U1)가 로우 레벨, 신호(U2)가 하이 레벨인 상태를 의미한다. 본 발명의 실시 예에 따른 SR 플립플롭(416)은 SR=00이면 현재 출력 상태를 유지하고, SR=10이면, 출력단(Q)을 통해 출력되는 신호가 하이 레벨이 되고, 반전 출력단(/Q)을 통해 출력되는 신호가 로우 레벨이 된다. 그리고 SR=01이면, 출력단(Q)을 통해 출력되는 신호가 로우 레벨이 되고, 반전 출력단(/Q)을 통해 출력되는 신호가 하이 레벨이 된다. 신호(VCT)의 전압이 기준 전압(VR1)까지 상승하면, 신호(U1)는 하이 레벨이 되고, 신호(U2)는 로우 레벨이다. 따라서 SR 플립플롭(416)의 출력단(Q)을 통해 출력되는 제1 오실레이터 신호(U3)는 하이 레벨이 되고, 스위치(418)는 턴온되어, 커패시터(417)의 충전된전하가 방전된다. 그러면, 신 호(VCT)의 전압이 감소한다. 신호(VCT)의 전압이 기준 전압(VR1)보다작아지므로, 신호(U1)는 로우 레벨이 되고, 신호(U2)는 로우 레벨이다. 그러면, SR 플립플롭(416)은 현재 출력 상태를 유지한다. 신호(VCT)가 기준 전압(VR2)까지 감소하면, 신호(U2)는 하이 레벨이 되고, 신호(U1)는 로우 레벨이다. 그러면, SR 플립플롭(416)은 로우 레벨의 제1 오실레이터 신호(U3)를 출력단(Q)를 통해 출력하고, 하이 레벨의 제2 오실레이터 신호(U4)를 출력한다. 스위치(418)는 로우 레벨의 제1 오실레이터 신호(U3)에 따라 턴 오프되고, 커패시터(417)는 제1 종속 전류원(412)의 전류(IC1)에 의해 충전되고, 신호(VCT)의 전압이 상승한다. 신호(VCT)의 전압이 상승하여, 기준 전압(VR2)보다 커지므로, 신호(U2)는 로우 레벨이 된다. 그러면, 신호(VCT)가 기준 전압(VR1)에 도달할 때까지, SR 플립플롭(416)은 현재 출력 상태를 유지한다. 본 발명의 실시 예에 따른 PWM 오실레이터(410)는 이와 같은 동작을 반복한다. 출력 전압(Vout)에 따라 전류(IC)가 달라지면, 제1 종속 전류원(412) 및 제2 종속 전류원(413)의 전류가 변경된다. 그러면, 커패시터(417)를 충전 또는 방전 시키는 전류의 크기가 달라지며, 신호(VCT)의 전압이 증가 및 감소하는 기울기가 달라진다. 신호(VCT)의 전압이기준 전압(VR2)부터 기준 전압(VR1)까지 증가한 후, 다시 기준 전압(VR2)까지 감소하는 기간을 신호(VCT)의 주기로 설정할 때, 신호(VCT)의 주기는 출력 전압(Vout)에 따라 변한다. 그러면, 제1 및 제2 오실레이터 신호(U3, U4)의 주기도 변한다. 이와 같이, 출력 전압(Vout)에 따라 변동하는 주기를 가지는 신호들을 이용하여, 본 발명은 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)의 스위칭동작을 제어하고, 컨버터의 버스트 모드를 결정한다. 구체적으로, PWM 오실 레이터(410)는 신호(VCT) 및 제2 오실레이터 신호(U4)를 버스트 모드 제어부(420)로 전달하고, 제1 오실레이터 신호(U3)를 PWM 제어부(430)로 전달한다. PWM 제어부(420)는 제1 오실레이터 신호(U3)에 따라 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)의 스위칭 동작을 제어한다. 따라서 본 발명의 실시 예에 따른 SMPS는 출력 전압에 따라 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)의 스위칭 동작을 제어하여, PWM 변조를 할 수 있다. 신호(VCT)의 주기를 변경시키는 방법으로 본 발명의 실시예에서는 종속 전류원을 사용하여 커패시터(418)을 충전 및 방전 시키는 기울기를 변경시켰다. 그러나 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 기준 전압(VR1, VR2)을 변경시켜 신호(VCT)의 주기를 변경시킬 수 있다.
이하, 본 발명의 실시예에 따른 컨버터가 버스트 모드를 제어하는 방법 및 그 구성에 대해서 설명한다.
버스트 모드 제어부(420)는 감지 전압(VS1), 신호(VCT) 및 제2 오실레이터신호(U4)를 이용하여, 버스트 모드의 개시 및 종료를 제어한다. 버스트 모드 제어부(420)는 제3 비교기(421), 제4 비교기(422) 및 제5 비교기, SR 플립플롭(424), AND 게이트(425), 저항(426) 및 제3 종속 전류원(427)을 포함한다. AND 게이트(425) 및 SR 플립플롭(424)는 제3 내지 제5 비교기(421-423)의 출력 신호 및 제2 오실레이터 신호(U4)를 입력받아 논리 연산을 수행하는 논리 연산부이다. 논리 연산 결과에 따라, SR 플립플롭(424)은 출력단(Q)을 통해 컨버터를 버스트 모드로 구동시키거나, 버스트 모드를 종료시키는 제어 신호(V5)를 출력시킨다. 제3 내지 제5 비교기(421, 422, 423)는 반전 단자(-)의 전압보다 비반전 단자(+)에 입력되는 신 호가 작으면, 로우 레벨의 신호를 출력하고, 비반전 단자(+)에 입력되는 신호가 반전 단자(-)의 전압 이상이면, 하이 레벨의 신호를 출력한다. 제3 비교기(421)의 비반전단자(+)에는 신호(VCT)가 입력되고, 반전 단자(-)에는 임계 전압(VTH1)이 입력된다. 신호(VCT)와 임계 전압(VTH1)을 비교하여, 비교 결과에 따라 다른 레벨을 가지는 신호(V1)를 출력한다. 임계 전압(VTH1)은 출력단에 연결된 부하 상태를 판단하기 위한 값으로, 설계에 따라 그 레벨이 결정된다. 임계 전압(VTH1)은 경부하 상태에서 전류(Ids2)의 제로 크로싱 포인트(zero crossing point)일 때의 신호(VCT)의 전압(이하, "경부하 임계 전압"이라 함.) 이하의 레벨로 설정한다. 이 때, 경부하의 정도는 설계에 따라 설정되는 값이다. 본 발명의 실시 예에 따른 임계 전압(VTH1)은 경부하 임계 전압보다 다소 낮은 전압으로 설정한다. 경부하 임계 전압과 동일한 레벨로 설정하면, 경부하 상태를 감지 못하는 경우가 발생할 수 있다. 이를 방지하기 위해, 경부하 임계 전압에 근접한 낮은 전압으로 임계 전압(VTH1)을 설정한다. 제4 비교기(422)의 비반전 단자(+)에는 접지 전압이 입력되고, 반전 단자(-)에는 감지 전압(VS1)이 입력된다. 제4 비교기(422)는 감지 전압(VS1)과 접지 전압을 비교하여, 비교 결과에 따라 다른 레벨을 가지는 신호(V2)를 출력한다. 제4 비교기(423)는 접지 전압과 감지 전압(VS1)을 비교하여, 전류(Ids2)의 제로 크로싱 포인트를 감지한다. 감지 전압(VS1)은 전류(Ids2)가 저항(203)에 흐르며발생하는 전압으로서, 전류(Ids2)에 따라 결정된다. 즉, 감지 전압(VS1)이 접지 전압에 도달하는 시점이 전류(Ids2)의 제로 크로싱 포인트이다. 제5 비교기(423)의 비반전 단자(+)에는 임계 전압(VTH2)이 입력되고, 반전 단자(-)에는 신호(VS2)가 입력된다. 임계 전압(VTH2)은 버스트 모드 동작에서, 버스트 모드 동작의 종료 시점을 결정하기 위해 설정된다. 구체적으로, 제3 종속 전류원(427)은 앞서 설명한 제1 및 제2 종속 전류원(412, 413)과 동일하게 가변 전류원(411)의 전류(IC)를 복사하여 전류(IC3)를 생성한다. 컨버터의 스위칭 동작이 멈춰있는 기간 동안 출력 전압이 감소하면, 전류(IC)가 감소하므로, 전류(IC3)도 감소한다. 그러면, 전류(IC3)에 의해 발생하는 전압 신호(VS2)도 감소하며, 감소하는 전압 신호(VS2)가 임계 전압(VTH2)보다 낮아지면, 제5 비교기(423)는 하이 레벨의 신호(V3)를 출력한다. SR 플립플롭(424)의 리셋 단(R)에 하이 레벨의 신호(V3)가 입력되면, 출력단(Q)로부터 출력되는 신호(V5)는 로우 레벨이 된다. 신호(V5)가 로우 레벨이 된 시점 이후부터, PWM 제어부(430)는 제1 오실레이터 신호(U3)에 응답하여 스위칭 동작이 시작되도록 제어한다.
AND 게이트(425)는 3개의 입력 단자를 포함하며, 신호(V1), 신호(V2) 및 제2 오실레이터 신호(U4) 각각이 3 개의 입력 단자 각각으로 입력된다. AND 게이트(425)는 3개의 입력 신호가 모두 하이 레벨일 때, 하이 레벨의 신호(V4)를 생성하여, 출력한다. 본 발명의 실시 예에 따른 컨버터는 하측 스위치가 턴온된 후, 하측 스위치에 흐르는 전류(Ids2)가 제로 크로싱하기 전에 무부하 상태에 가까워지면, 버스트 모드로 판단한다. 버스트 모드 제어부(420)는 이러한조건을 판단하기 위해 AND 게이트(425)를 사용하였으나, 본 발명이 이에 한 정되는 것은 아니다.
SR 플립플롭(424)은 AND 게이트(425)의 출력 신호 및 제3 비교기(423)의 출력 신호(V3)에 따라 버스트 모드 개시 및 종료를 결정하는 제어 신호(V5)를 생성한 다. 버스트 모드 제어부(420)의 SR 플립플롭(424)은 PWM 오실레이터부(410)의 SR 플립플롭(416)과 동일한 방식으로 논리 연산을 수행한다. 컨버터에 연결된 부하가 낮을수록, 컨버터의 출력 전압은 증가하고, 이 때 전류(IC3)는 높은 값을 가지며, 무부하 상태에 가까워진다. 그러면, 전류(IC3)에 의해 생성되는 전압 신호(VS2)는 임계 전압(VTH2)보다 크다. 결과적으로, 무부하 상태에 가까울 때, 하이 레벨의 신호(V4)가 SR 플립플롭(424)의 셋단(S)으로 입력되고, 로우 레벨의 신호(V3)가 SR 플립플롭(424)의 리셋단(R)에 입력되어, SR 플립플롭(424)은 하이 레벨의 신호(V5)를 생성한다. PWM 제어부(430)는 하이 레벨의 제어 신호(V5)에 따라 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)의 스위칭 동작을 멈추게 한다. 감지 전압(VS1)은 전류(Ids2)의 제로 크로싱 포인트 이후, 접지 전압보다 크므로, AND 게이트(425)의 출력 신호(V4)는 로우 레벨이 된다. SR 플립플롭(424)의 셋단(S) 및 리셋단(R)에 입력되는 신호가 모두 로우 레벨이므로, SR 플립플롭(424)의 출력 신호는 유지된다. 스위칭 동작이 멈추면, 출력 전압(Vout)이 감소하고, 출력 전압의 감소에 따라 전류(IC3)가 감소하면, 전압 신호(VS2)의 크기가 감소하여 임계 전압(VTH2)보다 작아진다. 그러면, 제5 비교기(423)는 하이 레벨의 신호(V3)를 생성한다. SR 플립플롭(424)의 리셋단(R)에 하이 레벨의 신호(V3)가 입력되고, 셋단(S)에 로우 레벨의 신호(V4)가 입력되므로, 앞서 이야기 한 것과 같이, 로우 레벨의 제어 신호(V5)가 출력단(Q)를 통해 출력된다.
PWM 제어부(430)는 인버터(431), 2 개의 시간 지연부(432, 433), 2 개의 NOR 게이트(434, 435), 상측 게이트 드라이브(436) 및 하측 게이트 드라이브(437)를 포 함한다. 인버터(431)는 제1 오실레이터 신호(U3)를 반전시켜, 시간 지연부(432) 및 NOR 게이트(434)에 전달한다. 시간 지연부(432)는 반전된 제1 오실레이터 신호(/U3)를 소정 시간동안 지연시켜, NOR 게이트(434)로 전달한다. NOR 게이트(434)는 제어 신호(V5), 반전된 제1 오실레이터 신호(/U3) 및 반전된 제1 오실레이터 신호(U3)를 소정 기간 지연시킨 신호를 입력받아, 논리 연산을 수행하여 제어신호(VG1)를 생성하여 출력한다. NOR 게이트(434)는 입력 신호 모두가 로우 레벨일 때, 하이 레벨의 제어 신호(VG1)를 출력한다. 상측 스위치 게이트 드라이브(436)는 제어 신호(VG1)에 따라, 상측 스위치의 온/오프를 제어하는 게이트 제어 신호(Vgs1)를 생성하여, 출력단(OUT1)을 통해 출력한다. 시간 지연부(433)는 제1 오실레이터 신호(U3)를 소정 기간 동안 지연시켜, NOR 게이트(435)로 전달한다. NOR 게이트(435)는 제어 신호(V5), 제1 오실레이터 신호(U3) 및 제1 오실레이터 신호(U3)를 소정 기간 지연시킨 신호를 입력받아, 논리 연산을 수행하여 제어신호(VG2)를 생성하여 출력한다. NOR 게이트(435)는 입력 신호 모두가 로우 레벨일 때, 하이 레벨의 제어 신호(VG2)를 출력한다. 하측 스위치 게이트 드라이브(437)는 제어 신호(VG2)에 따라, 하측 스위치의 온/오프를 제어하는 게이트 제어 신호(Vgs2)를 생성하여, 출력단(OUT2)을 통해 출력한다.
이하, 구체적인 동작에 대해서는 도 5를 참조하여 설명한다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어부(400)의 신호를나타낸 파형도이다. 도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 컨버터의 동작 설명을 위해, 부하가 점차적으로 감소하는 것으로 설정했을 때의 파형도이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 신호(VCT)는 기준 전압(VR1)과 기준 전압(VR2) 사이를 주기적으로 상승 및 하강하는 파형을 가진다. 앞서 언급한 바와 같이, 출력 전압(Vout)에 따라 전류(IC)의 크기가 달라져, 신호(VCT)의 주기가 변한다. 신호(VCT)가 기준 전압(VR2)까지 감소하면, 제2 비교기(415)는 하이 레벨의 신호(U2)를 출력하고, SR 플립플롭(416)은 하이 레벨의 신호(U2)에 동기되어, 하이 레벨의 제2 오실레이터 신호(U4)를 출력한다. 시점(T1)에서, 제1 오실레이터 신호(U3)는 로우 레벨이 되어, NOR 게이트(435)에 입력되는 모든 신호는 로우 레벨이 되므로, 하측 스위치가 턴온된다. 그러면, 전류(Ids2)가 하측 스위치(102)를 흘러, 감지 전압(VS1)이 발생한다. 시점(T1)부터 시점(T2)까지 감지 전압은 음의 전압이므로, 신호(V2)는 이 구간에서 하이 레벨을 가진다. 시점(T3)에서, 신호(VCT)가 무부하 임계 전압(VTH1)까지 상승하면, 신호(V1)는 하이 레벨이 된다. 시점(T2)은 전류(Ids2)의 제로 크로싱 포인트에 대응하는 시점이다. 시점(T2)이후에, 신호(VCT)가 무부하 문턱 전압에 도달하므로, AND 게이트(425)로부터 출력되는 신호(V4)는 로우 레벨로 유지된다. SR 플립플롭(416)은 출력 상태를 유지하다가, 시점(T4)에서 신호(VCT)가 기준 전압(VR1)까지 상승하면, 하이 레벨의 제2 오실레이터 신호(U4)는 로우 레벨이 되고, 로우 레벨의 제1 오실레이터 신호(U3)는 하이 레벨이 된다. 그러면, 하측 스위치(102)는 턴오프되고, 감지 전압(VS1)은 발생하지 않는다. 시점(T4)부터 감소하던 신호(VCT)가 시점(T5)에서 무부하 임계 전압(VTH1)과 같아지면, 신호(V1)는 로우 레벨로 된다. 기간T11은 신호(VCT)의 한 주기로, 이와 같은 파형이 반복된다. 다만, 부하가 감소하므로, 출력 전압(Vout) 증가에 따라 신 호(VCT)의 상승 및 하강 기울기가 증가하여 주기는 점점 감소한다. 기간(T12, T13)에서도 위에서 언급한 신호는 기간(T11)과 동일한 방식으로 발생한다. 다만, 부하가 감소함에 따라 까지 감소하면, 감지 전압(VS1)의 곡선 성분이 감소한다.
기간(T14)에서는 부하가 매우 감소하여, 신호(VCT)가 무부하 문턱 전압(VTH1)에 도달한 시점(T6)이 감지 전압(VS1)의 제로 크로싱 지점인 시점(T7)보다 앞선다. 시점(T6)부터시점(T7)까지의 기간 동안, AND 게이트(425)에 입력되는 신호(V1, U4, V2) 모두가 하이 레벨이므로, 이 기간 동안 신호(V4)는 하이 레벨이 된다. 하이 레벨의 신호(V4)에 동기되어, SR 플립플롭(424)은 하이 레벨의 제어 신호(V5)를 출력한다. 그러면, NOR 게이트(434, 435)는 로우 레벨의 신호를 출력하여 상측 스위치(101) 및 하측 스위치(102)는 스위칭 동작을 하지 않고, 턴오프 상태로 유지된다.
이와 같이, 본 발명은 무부하 상태에 가까워질 수록, 전류(Ids2)의 자화 전류 성분 만이 남아, 제로 크로싱 포인트가 시간 축에서 오른쪽으로 이동한다는 특성을 이용하여, 버스트 모드를 제어한다. 결과적으로, 본 발명은 컨버터의 스위치에 흐르는 전류 파형을 이용하여 버스트 모드의 개시 및 종료를 제어할 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 부하에 따라 게인 및 스위칭 주파수의 관계를 나타낸 도면이다.
도 2는 발명의 실시예에 따른 컨버터의 구성을 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따라 발생하는 전류(Ip), 전류(Id), 하측 스위치(102)에흐르는 전류(Ids2) 및 전압(V12)을 나타낸 도면이다.
도 4는 스위치 제어부(400)를 나타낸도면이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어부(400)의 신호를나타낸 파형도이다.

Claims (20)

  1. 적어도 하나의 스위치를 이용하여 입력 신호를 구형파 신호로 변환하는 구형파 생성부,
    상기 구형파 신호를 전달받아, 출력 전압을 생성하는 전압 공급부 및
    상기 출력 전압에 따라 가변적인 제1 주기를 가지는 제1 신호를 생성하고, 상기 제1 신호를 이용하여 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어하며, 상기 출력 전압, 상기 스위치에 흐르는 제1 전류 및 상기 제 1 신호의 레벨을 감지하고, 감지 결과에 따라 버스트 모드를 제어하는 스위치 제어부
    를 포함하는 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 제어부는,
    상기 제1 전류가 제1 기준값과 같아지는 제1 시점과 상기 제1 신호가 제1 임계값과 같아지는 제2 시점을 비교하여, 상기 제2 시점이 상기 제1 시점보다 선행하면, 상기 버스트 모드로 상기 컨버터를 구동시키는 컨버터.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 제1 임계값은 상기 전압 공급부에 연결된 부하가 경부하 상태일 때, 제1 전류가 상기 제1 기준값과 같아지는 시점에 상기 제1 신호가 가지는 레벨보다 낮 은 레벨인 컨버터.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 스위치 제어부는,
    상기 출력 전압을 감지하여, 상기 출력 전압이 소정 레벨 이하가 되면, 상기버스트 모드를 종료시키는 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 제어부는,
    상기 출력 전압에 대응하는 가변 전류를 생성하고, 상기 가변 전류를 이용하여 상기 제1 신호를 생성하며, 상기 제1 신호와 동일한 주기를 가지는 제1 오실레이터 신호 및 제2 오실레이터 신호를 생성하는 PWM 오실레이터,
    상기 제1 신호, 상기 제2 오실레이터 신호, 상기 제1 전류에 대응하는 감지 신호 및 상기 가변 전류에 대응하는 제2 전류를 전달받고, 상기 버스트 모드의 개시 및 종료를 제어하는 버스트 모드 제어부, 및
    상기 제1 오실레이터 신호에 따라 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어하며, 상기 버스트 모드 동안, 상기 스위치의 스위칭 동작을 정지시키는 PWM 제어부를 포함하는 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 PWM 오실레이터는,
    커패시터,
    상기 가변 전류를 복사하여 제3 전류 및 제4 전류를 각각 생성하는 제1 및 제2 종속 전류원 및
    상기 커패시터의 충방전을 제어하는 스위치를 포함하고,
    상기 스위치가 오프이면, 상기 제3 전류에 의해 상기 커패시터는 충전되고,상기 스위치가 온되면 상기 제4 전류에 의해 상기 커패시터가 방전되며, 상기 제1 신호는 상기 커패시터에 충전된 전압에 대응하는 신호인 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 PWM 오실레이터는,
    상기 제1 신호를 제1 기준 전압과 비교하는 제1 비교기,
    상기 제1 신호를 제2 기준 전압과 비교하는 제2 비교기 및
    상기 제1 비교기 및 제2 비교기의 출력 신호를 입력받고, 상기 제1 신호가 상기 제1 기준 전압 또는 제2 기준 전압과 같아지면, 상기 제1 오실레이터 신호 및 상기 제2 오실레이터 신호의 레벨을 바꾸는 SR 플립플롭
    을 더 포함하는 컨버터.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 버스트 모드 제어부는,
    상기 제1 신호와 제1 기준값을 비교하는 제1 비교기,
    상기 감지 신호와 제1 임계값을 비교하는 제2 비교기,
    상기 제2 전류에 대응하는 제2 신호를 제2 기준값과 비교하는 제3 비교기 및
    상기 제1 내지 제3 비교기의 출력 신호 및 상기 제2 오실레이터 신호에 따라 버스트 모드의 개시 및 종료를 결정하는 논리 연산부를 포함하며,
    상기 논리 연산부는 상기 제1 신호가 상기 제1 기준값보다 크고, 상기 제2 오실레이터 신호가 제1 레벨이며, 상기 감지 신호가 상기 제1 임계값보다 작으면 버스트 모드를 개시하기 위한 제어 신호를 생성하고, 상기 제3 비교기의 출력 신호가 제2 레벨이면 상기 버스트 모드를 종료시키기 위한 제어 신호를 생성하는 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 논리 연산부는,
    AND 게이트 및SR 플립플롭을 포함하고, 상기 제1 및 제2 레벨은 하이 레벨이며, 상기 AND 게이트는 상기 제1 및 제2 비교기의 출력 신호 및 상기 제2 오실레이터 신호를 입력받고, 곱 연산을 수행하며, 그 결과에 따라 결정된 신호가 상기 상기 SR 플립플롭의 제1 단에 입력되며, 상기 제3 비교기의 출력 신호가 상기 SR 플립플롭의 제2 단에 입력되는 컨버터.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 제2 전류는 상기 가변 전류를 복사하여 생성하며, 상기 제2 신호는 상기 제2 전류가 저항에 흐를 때 발생하는 전압 신호인 컨버터.
  11. 제5항에 있어서,
    상기 PWM 제어부는,
    상기 제1 오실레이터 신호를 입력받아, 소정 시간 지연시켜 출력하는 시간 지연부 및
    상기 시간 지연부의 출력 신호, 상기 제1 오실레이터 신호 및 상기 버스트 모드에 대응하는 제어 신호를 입력받아 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어하기 위한 신호를 생성하는 논리 연산부를 포함하는 컨버터.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 논리 연산부는,
    상기 제1 신호가 가장 낮은 값에 도달하는 제1 시점에 동기되어 상기 제1 오실레이터 신호가 제1 레벨이 되고, 버스트 모드가 아닐 때, 상기 제1 시점으로부터 상기 소정 시간만큼 지연된 시점에 상기 스위치를 턴온시키기 위한 신호를 생성하는 컨버터.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 구형파 생성부는,
    제1 스위치 및 제2 스위치를 포함하고, 상기 제1 스위치와 제2 스위치는 교대로 스위칭 동작하며,
    상기 전압 공급부는,
    상기 구형파 생성부로부터 입력되는 구형파 신호에 따라 공진하는 공진부 및상기 공진부의 출력 신호를 정류하여 출력 전압을 생성하는 정류부를 포함하는 컨버터.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 출력 전압을 감지하는 전압 검출 다이오드 및
    상기 전압 검출 다이오드의 발광량에 대응하는 전류가 흐르는 제1 트랜지스터를 포함하는 피드백 생성부를 더 포함하는 컨버터.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 스위치 제어부는,
    상기 제1 트랜지스터에 흐르는 전류에 대응하여 가변하는 전류를 이용하여 상기 제1 신호를 생성하는 컨버터.
  16. 적어도 하나의 스위치를 포함하며, 상기 스위치의 스위칭 동작에 따라 입력신호를 출력 신호로 변환시키는 컨버터의 구동 방법에 있어서,
    상기 출력 신호에 따라 가변적인 주기를 가지는 제1 신호를 생성하는 단계;
    상기 제1 신호를 이용하여 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계 및
    상기 출력 신호, 상기 스위치에 흐르는 제2 신호 및 상기 제 1 신호의 레벨을 감지하고, 감지 결과에 따라 버스트 모드를 제어하는 단계
    를 포함하는 컨버터 구동 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 버스트 모드를 제어하는 단계는,
    상기 제2 신호를 감지하여, 상기 제2 신호가 제1 기준값과 동일해지는 제1 시점을 감지하는 단계;
    상기 제1 신호가 제1 임계값과 동일해지는 제2 시점을 감지하는 단계 및
    상기 감지된 시점을 비교하여 버스트 모드 개시 여부를 판단하는 단계
    를 포함하는 컨버터 구동 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 버스트 모드 개시 여부를 판단하는 단계는,
    상기 제1 시점보다 상기 제2 시점이 선행하면, 상기 버스트 모드를 개시하는 컨버터 구동 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 출력 신호에 대응하는 신호가 소정 레벨 보다 낮아지면, 상기 버스트 모드를 종료 시키는 단계를 더 포함하는 컨버터 구동 방법.
  20. 제17항에 있어서,
    상기 제1 임계값은 컨버터가 경부하 상태일 때, 제2 신호가 상기 제1 기준값과 같아지는 시점에 상기 제1 신호가 가지는 레벨보다 낮은 레벨인 컨버터의 구동 방법.
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