NL8502338A - Geschakelde voedingsspanningsschakeling met twee toestanden. - Google Patents

Description

V

?HN 11.471 1 -ML- M.7. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven.

Geschakelde voedingsspanningsschakeling met twee toestanden.

De uitvinding heeft betrekking op een geschakelde voedingsspanningsschakeling, bevattende een stuurbare, eerste schakelaar in serie met de primaire wikkeling van een transformator, waarbij de gevormde serieschakeling gekoppeld is met de klemmen van een 5 ingangsgelijkspanning, welke transformator een eerste sekundaire wikkeling heeft voor het in een werktoestand beschikbaar stellen van een eerste uitgangsgelijkspanning en een twee sekundaire wikkeling voor het beschikbaar stellen van een tweede uitgangsgelijkspanning, bevattende tevens een tweede schakelaar voor het brengen van de voedingsschakeling 10 in een wachttoestand waarin de waarde van de eerste uitgangsspanning aanzienlijk lager is dan in de werktoestand en een door de tweede schakelaar stuurbare, met de tweede sekundaire wikkeling gekoppelde derde schakelaar voor het in de wachttoestand houden van de tweede uitgangsspanning op nagenoeg dezelfde waarde als in de werktoestand, en 15 bevattende verder een vergelijkingstrap voor het vergelijken van een uitgangsspanning met een referentiespanning en voor het opwekken van een regelsignaal voor het regelen van de duur van periodiek optredende, aan de eerste schakelaar toegevoerde stuurimpulsen.

Een dergelijke voedingsspanningsschakeling is bekend uit 20 de Duitse octrooiaanvrage 3.223.756. In deze bekende schakeling, die voor een televisie-ontvanger bestemd is, hebben zowel de eerste uitgangsspanning als andere uitgangsspanningen, die van sekundaire wikkelingen van de transformator afgeleid zijn, een lagere waarde in de wachttoestand als in de werktoestand, waardoor het afgenomen vermogen 25 kleiner is, terwijl de tweede uitgangsspanning, waarop een afstandsbediening aangesloten is, nagenoeg dezelfde waarde heeft. In de wachttoestand blijft de eerste schakelaar normaal werken, doch met telkens een kortere geleidingstijd dan in de werktoestand. Deze kontinue werking, die op hoge frekwentie, dit is 25 a 30 kHz, plaatsvindt, 30 houdt echter een niet onaanzienlijke vermogensdissipatie in.

Met de uitvinding wordt beoogd een voedingsspanningsschakeling van de bovengenoemde soort te verschaffen ' " ? ·; W J.- i. ^ iy ' ΡΗΝ 11.471 2 * ΐ met een ten opzichte van de bekende schakeling lagere dissipatie.

Daartoe vertoont de voedingsspanningsschakeling volgens de uitvinding het kenmerk dat met de tweede sekundaire wikkeling en met de vergelijkingstrap een tijdsduurbepalend element gekoppeld is voor het in 5 de wachttoestand handhaven van een oscilleerwijze waarbij de eerste schakelaar een aantal achtereenvolgende malen geleidend en vervolgens onder invloed van het regelsignaal gedurende een bepaalde tijd gesperd is, waarbij de frekwentie van deze oscillatie vele malen lager is dan de herhalingsfrekwentie van de aan de eerste schakelaar toegevoerde 10 stuurimpulsen.

Volgens deze oscilleerwijze geleidt de eerste schakelaar telkens slechts een korte tijd, in welke tijd energie wordt opgebouwd in de transformator, en vervolgens wordt de schakelaar gesperd. Omdat dit proces laagfrekwent is, in de orde van bijvoorbeeld 100 a 200 Hz, zijn 15 de verliezen en voornamelijk de verliezen in de transformator en in de schakelaar, vrij laag.

Met voordeel vertoont de schakeling het kenmerk dat de tweede schakelaar gekoppeld is met het tijdsduurbepalende element voor het besturen van dit element dat een tijdkonstante-netwerk bevat.

20 Hieruit blijkt dat de tweede schakelaar zowel de derde schakelaar als het tijdsduurbepalende element bestuurt.

Bij voorkeur vertoont de schakeling volgens de uitvinding het kenmerk dat de vergelijkingstrap bestuurbaar is door de tweede schakelaar voor het gedurende de wachttoestand vergelijken van de tweede 25 uitgangsspanning met een referentiespanning en voor het opwekken gedurende een door het tijdkonstante-netwerk bepaalde tijd van een regelsignaal dat geschikt is voor het sperren van de eerste schakelaar na het bereiken van een bepaalde waarde door de eerste uitgangsspanning. Door deze maatregel wordt verzekerd dat de 30 regelschakeling onder alle omstandigheden werkzaam blijft.

De uitvinding zal aan de hand van de bijgaande figuren bij wijze van voorbeeld nader worden verklaard. Hier tonen: figuur 1 een principeschema van een voedingsspanningsschakeling volgens de uitvinding, 35 figuur 2 golfvormen die daarin optreden en figuur 3 een variant voor een deel van de schakeling van figuur 1.

.... i- «. m. —*

* ·- .< :* ή ·. Q

, i j - O

?HN 11.471 3 ·* ——— €

De zelfoscillerende voedingsspanningsschakeling van figuur 1 bevat een npn-vermogensschakeltransistor Tr1 waarvan de kollektor met de primaire wikkeling L1 van een transformator T is verbonden, terwijl de emitter aan massa ligt. Wikkeling L1 is anderzijds 5 verbonden met de positieve pool van een ongestabiliseerde voedingsspanningsbron Vg waarvan de negatieve pool eveneens aan massa ligt en die bijvoorbeeld een netgelijkrichter is. De inschakelweg van transistor Tr1, die op de basis van de transistor aangesloten is en anderzijds aan massa ligt, bevat een kondensator C1, een 10 terugkoppelwikkeling L2 van transformator L2, een diode D1 en een weerstand R1. Over kondensator C1 veroorzaakt de gedurende de geleidingstijd van transistor Tr1 vloeiende basisstroom een negatieve spanning. De afschakelweg van transistor Tr1, die eveneens op de basis daarvan aangesloten is, bevat kondensator C1, de emitter-kollektorweg 15 van een pnp-transistor Tr2, die een basis-emitterweerstand R2 heeft, en een zelfinduktie L3. Door elementen C1, Tr2 en L3 vloeit bij het afschakelen een terugwaartse basisstroom van transistor Tr1, waardoor de in deze transistor gedurende de geleidingstijd opgeslagen ladingsdragers worden verwijderd. Met behulp van een verdere wikkeling L4 van 20 transformator T en een diode D2 wordt een negatieve spanning ten behoeve van kondensator C1 opgewekt voor het geval dat de voorwaartse basisstroom van transistor Tr1 onder bepaalde omstandigheden gedurende een te korte tijd vloeit om over kondensator C1 een voldoend konstante spanning op te bouwen. In figuur 1 is de wikkelzin van de wikkelingen 25 van transformator T met stippen aangegeven.

Een uiteinde van een wikkeling L5 van transformator T is verbonden met een diode D3 die anderzijds met het serienetwerk van een weerstand R3 en een kondensator C2 is verbonden. Wikkeling L5 heeft een zodanige wikkelzin en diode D3 heeft een zodanige geleidingsrichting dat 30 gedurende de geleidingstijd van transistor Tr1 door weerstand R3 een laadstroom voor kondensator C2 vloeit. Kondensator C2 is anderzijds verbonden met het verbindingspunt van kondensator C1, wikkeling L2 en de kollektor van transistor Tr2. Ten opzichte van het aan dit punt aanwezige gelijkspanningsniveau ontstaat over kondensator C2 een 35 zaagtandvormige spanning die via een RC-parallelnetwerk R4, C3 aan de basis van een npn-transistor Tr4 wordt doorgegeven. De emitter van transistor Tr4 ligt aan het genoemde verbindingspunt terwijl de S5S2338 < » PHN 11.471 4 kollektor verbonden is met de basis van transistor Tr2. Op een bepaald tijdstip bereikt de spanning aan de basis van transistor Tr4 een waarde waarvoor de transistor in geleiding wordt gebracht. Hierdoor wordt transistor Tr2 eveneens in geleiding gebracht. De spanning aan de 5 emitter van deze transistor neemt nagenoeg dezelfde waarde aan als de negatieve spanning van ongeveer -5 V die over kondensator C1 aanwezig is, wat het afschakelen van transistor Tr1 inleidt. Gedurende de spertijd van transistor Tr1 ontlaadt kondensator C2 zich via een weerstand R5, een diode D4 en wikkeling L4, terwijl door transistor Tr2 10 een terugwaartse stroom vloeit die ook vloeit door weerstand R1 en door een kondensator C4, die parallel staat aan diode D1.

Tussen de positieve pool van bron Vg en de basis van 'transistor Tr2 staat een aanloopweerstand R6 met een grote waarde. Bij het inschakelen van de schakeling vloeit door weerstanden R6 en R2 een 15 stroom die ook door kondensator C4 en wikkeling L2 vloeit, waardoor energie wordt opgebouwd in transformator T. Vanwege deze stroom stijgt de spanning aan de basis van transistor Tr1 totdat de waarde wordt bereikt waarvoor de transistor in geleiding komt. Ook in normaal bedrijf vloeit door weerstand R6 een stroom, maar de waarde hiervan is te laag 20 om een noemenswaardige invloed te hebben op het gedrag van de schakeling.

Op de kern van transformator T zijn sekundaire wikkelingen aangebracht. Figuur 1 geeft een aantal van deze wikkelingen, bijvoorbeeld L6 en L7, aan. Bij het afschakelen van transistor Tr1 vloeit door elke sekundaire wikkelingen een stroom die \fra een ' 25 gelijkrichter, bijvoorbeeld D5 respektievelijk D6, een afvlakkondensator, C5 respektievelijk C6, bijlaadt. Kondensatoren C5 en C6 liggen anderzijds aan massa. De spanningen over deze kondensatoren zijn de uitgangsspanningen van de voedingsschakeling ten behoeve van hierop aansluitbare belastingen. Deze belastingen, die in figuur 1 niet 30 zijn getekend, zijn bijvoorbeeld delen van een televisie-ontvanger.

Parallel aan wikkeling L1 staat een netwerk met een afstemkondensator C7 en een dempweerstand R7, alsmede een klemnetwerk met een diode D7. Wikkeling L1 en kondensator C7, alsmede parasitaire kapaciteiten, vormen een resonantiekring waarin een trilling ontstaat in 35 de intervallen waarin geen stroom vloeit door transistor Tr1 en gelijkrichters D5 en D6. Door middel van het genoemde klemnetwerk worden parasitaire oscillaties gereduceerd die tijdens de spertijd van 3502338 m -*· ♦ PHN 11.471 5 transistor Tr1 zouden kunnen ontstaan.

Door middel van een regeling van de geleidingstijden van transistor Tr1 worden de uitgangsspanningen van de voedingsschakeling ondanks variaties van spanning Vg en/of van belastingen nagenoeg 5 konstant gehouden. Hiervoor bevat de schakeling een lichtendtterende diode D8 die optisch gekoppeld is met een lichtgevoelige npn-transistor Tr5 waarvan een emitterweerstand R8 verbonden is in de basisleiding van transistor Tr4 met het netwerk R4, C3 en waarvan een kollektorweerstand R9 aan bron Vg ligt, terwijl de basis niet verbonden is. De kollektor 10 van transistor Tr5 is ook verbonden enerzijds via een RC-parallelnetwerk RIO, C8 met het verbindingspunt van wikkelingen L2 en L4 en kondensator C1 en anderzijds via een diode D9 met het verbindingspunt van wikkeling L2 en diode D1. Op deze wijze is op de genoemde kollektor een positieve spanning aanwezig. Varieert op nog te verklaren wijze de stroom door 15 diode D8, dan varieert de emitterstroom van transistor Tr5. Een toeneming hiervan, bijvoorbeeld, houdt een verhoging in van de spanning aan de basis van transistor Tr3, waardoor transistor Tr1 eerder wordt afgeschakeld dan anders het geval was. De eindwaarde van transistor Tr1 is dus lager, met het gevolg dat ook de uitgangsspanningen van de 20 schakeling lager zijn. Door middel van een, een zenerdiode D10 bevattend netwerk dat verbonden is tussen het verbindingspunt van weerstanden R4 en R8 en het verbindingspunt van weerstand R3 en diode D3, is deze regeling ook afhankelijk van variaties van spanning Vg.

Het voorafgaande is de vakman goed bekend en behoeft geen 25 verdere uitleg. Verdere details mogen derhalve onbesproken blijven.

Hetzelfde geldt ook voor beveiligingsvoorzieningen tegen overspanningen en -stromen die op bekende wijze zijn uitgevoerd. Voor een beter begrip van de werking van de schakeling worden in figuur 2 enkele geïdealiseerde golfvormen gegeven: figuur 2a toont de variatie als 30 funktie van de tijd van de spanning v over wikkeling L1, dit is dezelfde variatie op een gelijkspanningsniveau na, en wel dat van bron νβ, als die van de spanning aan de kollektor van transistor Tr1, en figuur 2b toont de variatie van de stroom i die door wikkeling L1 vloeit.

Op een tijdstip t wordt transistor Tr1 afgeschakeld.

35 Vóór dit tijdstip neemt stroom i lineair toe, terwijl spanning v de waarde -Vg heeft. Na tijdstip tQ stijgt spanning v volgens een sinusfunktie van de tijd, terwijl stroom i volgens een cosinusfunktie <522338 4 * PHN 11.471 6 varieert. Op een tijdstip t^ bereikt spanning v de waarde nul en is stroom i maximaal. Spanning v blijft stijgen totdat op een tijdstip t0 de waarde wordt bereikt waarvoor de gelijkrichters aan de sekundaire zijde beginnen te geleiden. Is de spanning over kondensator C5 gelijk 5 aan VQ en is de transformatieverhouding van wikkelingen L1 en L6 gelijk aan n:1, dan blijft spanning v na tijdstip t2 gelijk aan nVQ, terwijl stroom i lineair afneemt en wel totdat op een tijdstip t3 de waarde nul wordt bereikt. Na tijdstip t3 zijn de gelijkrichters stroomloos terwijl spanning v daalt volgens een sinusfunktie met 10 dezelfde resonantiefrekwentie als tussen tijdstippen tQ en t2, maar met een lagere topwaarde, zijnde nVQ,terwijl stroom i negatief wordt. Stroom i vloeit naar kondensator C7 en varieert volgens een cosinusfunktie. Hierdoor zou zonder verdere maatregelen in wikkeling L2 een stroom worden veroorzaakt die via diode D1 naar de basis van 15 transistor Tr1 zou vloeien, üit figuren 1 en 2a blijkt dat hierdoor transistor Tr1 in geleiding zou worden gebracht op een na tijdstip t3 gelegen tijdstip waarop de som van de spanning over wikkeling L2 en de spanning over kondensatoren C1 en C4 lager wordt dan de basis-emitterdrempelspanning van de transistor. Dit tijdstip is gelegen kort 20 na tijdstip t3 voordat spanning v nul wordt, dat wil zeggen dat bij het inschakelen de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 een weinig lager zou zijn dan de waarde VD + nV„.

Uit het voorafgaande blijkt dat zonder verdere maatregelen de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 bij het 25 inschakelen vrij hoog is, wat een aanzienlijke schakeldissipatie in transistor Tr1 en in weerstand R7 veroorzaakt. Voor het verminderen van de inschakelverliezen bevat de schakeling van figuur 1 een npn-transistor Tr3 waarvan de emitter aan het verbindingspunt van kondensator C1 en wikkeling L2 ligt en waarvan de kollektor via een 30 diode D11, die dezelfde geleidingsrichting heeft als de kollektor- emitterweg van transistor Tr3, verbonden is met de basis van transistor Tr2. Een wikkeling L8 van transformator T is verbonden enerzijds met de emitter van transistor Tr3 en anderzijds met een integreernetwerk dat bestaat uit een weerstand R11 en een kondensator C9, waarbij deze 35 kondensator tussen weerstand R9 en de genoemde emitter staat. Het verbindingspunt van kondensator C9 en weerstand R11 is via een begrenzingsweerstand R12 verbonden met de basis van transistor Tr3. De 3502338 PHN 11.471 7 wikkeizin van wikkeling L8 is zodanig dat de spanning aan het verbindingspunt met weerstand R11 dezelfde polariteit heeft als de in figuur 2a aangegeven spanning, dat wil zeggen dat de beschouwde spanning negatief is voor tijdstip t^ en positief er na. Onder deze 5 omstandigheden heeft de spanning v' over kondensator C9, die evenredig is met de integraal van de spanning aan het laatst genoemde verbindingspunt, hetzelfde tijdsverloop als stroom i in figuur 2a, maar heeft de hieraan tegengestelde polariteit. Stroom i is immers evenredig met de integraal van spanning v.

10 Figuur 2c toont het verloop van spanning v'. Omdat zowel de spanning over wikkeling L8 als de stroom door kondensator C9 over een periode van de oscillatie een gemiddelde waarde van nul hebben, is de gemiddelde waarde van spanning v' ook nul. Dit houdt in dat spanning v' van polariteit omkeert en positief wordt op een tijdstip tg dat 15 eerder gelegen is dan tijdstip t^. De tijdkonstante van het RC- netwerk R11, C9 is zo gekozen dat spanning v' na tijdstip t3 de waarde overschrijdt van de basis-emitterdrempelspanning van transistor Tr3. Hieruit blijkt dat deze transistor na tijdstip t3 geleidt en transistor Tri gesperd houdt op dezelfde wijze als transistor Tr4 bij 20 tijdstip t dat doet en wel doordat transistor Tr2 geleidt. Omdat de basis van transistor Tr1 via de geleidende transistor Tr2 een negatieve spanning draagt terwijl de spanning aan de basis van transistor Tr3 positief is, zou door de basis-kollektordiode van transistor Tr3 stroom vloeien, wat een vervorming van de golfvormen zou veroorzaken. Dit 25 wordt voorkomen door diode D11.

Op een tijdstip t4, dat een vierde van de periode van de resonantie met wikkeling LI en kondensator C7 later ligt dan tijdstip t^, wordt spanning v nul terwijl stroom i een minimum bereikt, en op een tijdstip tg bereikt spanning v een minimum terwijl stroom i 30 opnieuw nul en vervolgens positief wordt. Tijdstippen t3 en tg liggen symmetrisch ten opzichte van tijdstip t^, zodat de minimale waarde van spanning v nagenoeg gelijk is aan -nVQ terwijl de minimale waarde van de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 nagenoeg gelijk is aan νβ - nVQ. Vanwege de symmetrie wordt na tijdstip tg 35 spanning v' lager dan de drempelspanning van transistor Tr3, waardoor deze gesperd raakt. De spanning aan de basis van transistor Tr2 wordt positief, waardoor ook deze transistor gesperd raakt, met het gevolg dat 3502338 PHN 11.471 3 * " transistor Tr1 in geleiding komt. De spanning aan de kollektor hiervan wordt dan nagenoeg nul en derhalve wordt spanning v geljk aan -Vg.

Deze toestand blijft gehandhaafd terwijl stroom i lineair toeneemt, totdat onder invloed van de regeling transistor Tr1 opnieuw wordt 5 gesperd en wel op een tijdstip t-j dat een periode van de oscillatie later ligt dan tijdstip tQ, waarna het beschreven verloop zich herhaalt.

Uit het voorafgaande blijkt dat door de werking van transistor Tr3 het inschakeltijdstip van transistor Tr1 wordt vertraagd 10 tot het tijdstip tg waarop de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 minimaal is, hetgeen een aanzienlijke energiebesparing inhoudt en gunstig is voor de levensduur van de transistor. Het zal duidelijk zijn dat de vertraging vrij nauwkeurig moet zijn, aangezien spanning v voor en na tijdstip tg hoger is dan de minimale waarde op dit tijdstip. In 15 dit opzicht wordt een verbetering verkregen door het aanbrengen van twee dioden D12 en D13 in serie met dezelfde geleidingsrichting, waarbij het verkregen netwerk parallel staat aan kondensator C9 en waarbij de anode van diode D12 verbonden is met het verbindingspunt van elementen R11, R12 en C9. Hierdoor is de maximale waarde op tijdstip t4 van spanning 20 v' ongeveer gelijk aan tweemaal een diodedrempelspanning, dit is ongeveer 1,4 V. De maximale waarde van de basis-emitterspanning van transistor Tr3 is dus gelijk aan één drempelspanning en wel gedurende een bepaald tijdinterval dat voor tijdstip t4 begint en na dit tijdstip eindigt. De schakeling kan op zodanige wijze worden 25 gedimensioneerd dat dit interval met de tijd tussen tijdstippen tg en tg nagenoeg samenvalt. In een uitvoering van de vertragingsschakeling waren de waarden van weerstanden R11 en R12 ca. 8,2 respektievelijk 2,2 k£L, terwijl de kapaciteit van kondensator C9 ca. 4,7 nF was, waarbij de frekwentie van de oscillatie, dit is het omgekeerde van de periode 30 tussen tijdstippen t en t^, tussen 25 en 60 kHz kon variëren.

De voorafgaande beschrijving geldt voor het geval dat de dimensionering van de voedingsschakeling zodanig is dat spanning Vg lager is dan nVQ, in welk geval de minimale waarde vAn de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 vlak voor het inschakelen van de 35 transistor positief is. In het tegenovergestelde geval wordt de genoemde spanning nul op een tijdstip dat vroeger ligt dan tijdstip tg, waarna een terugwaartse stroom door de basis-kollektordiode van 850 2 3 33 * PHN 11.471 9 transistor Tri vloeit, terwijl de genoemde spanning negatief is. Op tijdstip tg wordt deze stroom op dezelfde wijze als boven is beschreven, afgeschakeld. Zo nodig kan parallel aan de kollektor-emitterweg van transistor Tri een diode worden aangebracht met de aan 5 deze weg tegengestelde geleidingsrichting, welke diode door de terugwaartse stroom wordt doorlopen. Om te verzekeren dat door de transistor geen terugwaartse stroom vloeit, kan een diode in serie met de transistor en met dezelfde geleidingsrichting als deze worden aangebracht, waarbij de antiparalleldiode tussen het verbindingspunt van 10 de seriediode met wikkeling 1.1 en massa staat. Het zal worden opgemerkt dat de door de terugwaartse stroom veroorzaakte dissipatie in dit geval kleiner is, daar de spanning aan de kollektor op een lage waarde wordt vastgehouden door de geleidende antiparalleldiode, dan de door de voorwaartse stroom in figuur 2 veroorzaakte dissipatie die vele malen 15 groter is, namelijk evenredig met =? 0νώ en met de frekwentie van de oscillatie. Hierbij is C de kapaciteit die effektief parallel staat aan transistor Tr1. Bovendien gaat de genoemde terugwaartse stroom terug naar bron νβ.

Op een sekundaire wikkeling L9 van transformator T is de 20 serieschakeling aangesloten van een diode D14 en een kondensator C10, waarbij de anode van diode D14 verbonden is met het niet met masssa verbonden uiteinde van wikkeling L9. Een uiteinde van een verdere sekundaire wikkeling L10 van transformator T die meer windingen heeft dan wikkeling L9 is verbonden met het verbindingspunt van diode D14 en 25 kondensator C10 en het andere uiteinde is verbonden met de katode van een thyristor Th. De anode van thyristor Th ligt aan massa. Parallel aan kondensator C10 staat een serieschakeling gevormd door de emitter-kollektorweg van een pnp-transistor Tr6, door een diode D15 en door een uit twee weerstanden R13 en R14 bestaande spanningsdeler. De emitter 30 van transistor Tr6 is aangesloten op de ingang van een serieregelschakeling S waarvan de uitgangsspanning afgevlakt wordt door middel van een kondensator C11. Parallel aan kondensator C11 staat de serieschakeling van de emitter-kollektorweg van een pnp-transistor Tr7, van een weerstand R15 en van de reeds genoemde lichtemitterende diode 35 D8. De basis van een npn-transistor Tr8 is verbonden met het verbindingspunt van weerstanden R13 en R14, terwijl de kollektor met de basis van transistor Tr7 en met een weerstand R16 en de emitter met de -·, j 2. 3 3 £ » 9 PHN 11.471 10 katode van een anderzijds aan massa liggende zenerdiode D16 verbonden is. Weerstand R16 is anderzijds aangesloten op de uitgang van schakeling S. Een diode D17 is opgenomen tussen de kollektor van transistor Tr6 en de katodepoort van thyristor Th met dezelfde 5 geleidingsrichting als transistor Tr6 en tussen de basis van transistor Tr8 en de kollektor van transistor Tr7 is een RC-serienetwerk R17, C12 opgenomen. Ten slotte verbindt een weerstand R18 de basis van transistor Tr6 met een klem k.

In de normale werktoestand geleidt transistor Tr6 niet 10 doordat klem A, hetzij niet, hetzij met een positieve spanning wordt verbonden. Diode D17 geleidt ook niet en derhalve thyristor Th ook niet. Daardoor blijft wikkeling L10 stroomloos en kondensator C10 draagt een gelijkspanning van bijvoorbeeld ongeveer 7 V die door middel van diode D14 van de spanning over wikkeling L9 is afgeleid. Over 15 kondensator C11 staat een spanning van bijvoorbeeld 5 V ten behoeve van een mikroprocessor in het bedieningsgedeelte van de ontvanger en ten behoeve van een afstandsbediening. Ook transistoren Tr7 en Tr8 blijven gesperd.

Voor de regeling van de uitgangsspanningen van de 20 voedingsschakeling is deze voorzien van een verdere sekundaire wikkeling L11 van transformator T, van een gelijkrichter D18 en van een afvlakkondensator C13. Door middel van een parallel aan kondensator C5 staande spanningsdeler, die uit weerstanden R19, R20, R21 en R22 bestaat, wordt de basis van een npn-transistor Tr9, die met het 25 verbindingspunt van weerstanden R20 en R21 verbonden is, op een gelijkspanning ingesteld die evenredig is met de uitgangsspanning VQ over kondensator C5. De emitter van transistor Tr9 is met zenerdiode D16 verbonden. Door middel van transistor Tr9 wordt de spanning aan de basis vergeleken met de spanning van diode D16. Het gemeten verschil 30 bepaalt de kollektorstroom van een pnp-transistor Tr10, waarvan de emitter met kondensator C13 en de kollektor via een weerstand R23 met de anode van diode D8 verbonden is, en bijgevolg de stroom door diode D8 en derhalve de emitterstroom van transistor Tr5. Neemt bijvoorbeeld de uitgangsspanning toe als gevolg van een afnemende belasting en/of als 35 gevolg van een toeneming van spanning Vg, dan neemt de kollektorstroom van transistor Tr9 en derhalve de regelstroom door diode D8 ook toe.

Op de reeds verklaarde wijze veroorzaakt deze toeneming een vermindering 0502 3 ’· w * ' ?HN 11.471 11 van de geieidingsduur van transistor Tr1, wat de verhoging van de uitgangsspanning tegenwerkt. Tussen de basis en de kollektor van transistor Tr10 is een RC-serienetwerk R24, C14 opgenomen voor het verminderen bij hoge frekwentie van de lusversterking en het aldus 5 verbeteren van de stabiliteit van de regeling. Een diode D19 die aangebracht is tussen kondensator C6 en het verbindingspunt van weerstanden R19 en R20 zorgt voor een beveiliging voor het geval dat diode D5, met behulp waarvan de hoogste uitgangsspanning VQ wordt opgewekt, defekt raakt. In dit geval, waarin diode D5 onderbroken 10 wordt, wordt de spanning over kondensator C5 nul. De regeling tracht dan deze spanning te verhogen : dit wordt voorkomen doordat diode D19 gaat geleiden, zodat nu de spanning over kondensator C6 wordt geregeld.

Door het verbinden van klem A met massa wordt de voedingsschakeling van figuur 1 in de wachttoestand gebracht waarin de 15 meeste delen van de televisie-ontvanger zeer weinig voedingsenergie toegevoerd krijgen. Nu gaat transistor Tr6 geleiden, waardoor via diode D17 stroom vloeit naar de katodepoort van thyristor Th die ook gaat geleiden, terwijl zoals nader wordt verklaard diode D14 gesperd wordt.

Door diode D15 vloeit stroom naar de basis van transistor Tr8 die in 20 geleiding wordt gebracht, waardoor ook transistor Tr7 geleidend wordt.

De verhoging van de spanning aan de kollektor van transistor Tr7 wordt door het netwerk R17, C12 doorgegeven aan de basis van transistor Tr8. Transistoren Tr7 en Tr8 vormen dus een monostabiele multivibrator die in de bereikte toestand blijft gedurende een tijd die onder andere door 25 de tijdkonstante van netwerk R17, C12 wordt bepaald, dit zelfs nadat de spanning over kondensator C10 laag is geworden. Door middel van transistor Tr3 wordt een deel van spanning vergeleken met de spanning van zenerdiode D16. Het gemeten verschil bepaalt de kollektorstroom van transistor Tr7, welke stroom door diode D8 vloeit.

30 Het gedeelte van de schakeling met wikkeling L10 maakt dus deel uit van een regellus voor het nagenoeg konstant houden van spanning V1, welke regellus in werking wordt gesteld door de omschakeling naar de wachttoestand door middel van klem A.

Het aantal windingen van wikkeling L10 is zodanig gekozen 35 dat gedurende de wachttoestand de uitgangsspanningen van de voedingsschakeling, dat wil zeggen de van de overige sekundaire wikkelingen L6 , L7 en L11 afgeleide gelijkspanningen, worden 3 λ A η 1 1 9 v 3 v t ^ j o PHN 11.471 12 gereduceerd tot lage waarden waarbij in de belastingen weinig vermogen wordt gedissipeerd. Dit kan worden verduidelijkt aan de hand van de volgende getallen. Hebben wikkelingen L6, L7, L9 en L10 bijvoorbeeld 44, respektievelijk 7; 2 en 15 windingen en is in de werktoestand de 5 spanning VQ over kondensator C5 ongeveer 140 V, dan is de spanning 14Q x 7 over kondensator C6: —= 22,3 V; de spanning over 140 x 2 kondensator C10: -p....... 6,4 V en een van wikkeling L10 door gelijkrichting afgeleide gelijkspanning: ^44' ^ - 47,7 V. Wordt in de wachttoestand spanning op 8 V gehouden, dan zou

Ö Y

10 een van wikkeling L9 door gelijkrichting afgeleide gelijkspanning: -2-=— Λ yg·*” = 1,1 V zijn, waaruit blijkt dat diode D14 gesperd is, en is de spanning over kondensator C6: 81 |g7 = 3,7 V, terwijl de spanning over kondensator C5: 23,5 v is. Deze laatste twee waarden zijn zo laag dat een op kondensator C6 aangesloten 15 synchroniseerschakeling en een op kondensator C5 aangesloten lijnafbuigschakeling niet naar behoren kunnen werken, wat een zeer laag verbruik veroorzaakt. De uitgangsspanningen zijn naar evenredigheid gereduceerd en de verschillende belastingen behoeven niet te worden afgeschakeld, terwijl de spanning over kondensator C11 nagenoeg dezelfde 20 waarde heeft als in de werktoestand.

Onder deze omstandigheden wordt door de werking van de regeling de geleidingstijd van transistor TR1, dit is in figuur 1 het tussen tijdstippen tg en t7 gelegen interval, steeds korter nadat naar de wachttoestand omgeschakeld is. Deze geleidingstijd heeft echter 25 een minimum dat wordt bepaald door de opslagtijd van de ladingsdragers in transistor Tr1. Gedurende deze tijd, die bijvoorbeeld onder ongeveer 3 a 5^us niet kan komen, stijgt de kollektorstroom van deze transistor tot een piekwaarde die van de genoemde tijd en ook van spanning Vg afhangt en die evenals de opslagtijd onderhevig is aan 30 door toleraties veroorzaakte variaties. Vanwege deze stroom wordt in transformator T meer energie opgeslagen dat er wordt afgenomen, waardoor de uitgangsspanningen weer willen stijgen na laag te zijn geweest. Dit wordt echter belet door de regeling: door diode D8 wordt hierdoor een zo grote regelstroom veroorzaakt dat transistor Tri wordt uitgeschakeld en 35 in de spertoestand blijft doordat transistor Tr4 vanwege de grote emitterstroora van transistor Tr5 voortdurend in geleiding blijft. In de wachttoestand heeft transistor Tr5 een kollektorspanning via weerstand 7302 3 3 8 PHN 11.471 13 R9. Nu nemen de uitgangsspanningen en ook de regelstroora weer af doordat kondensator C5, C6, C10 en C13 zich ontladen en wel totdat spanning een waarde bereikt waarvoor dat de voedingsspanningsschakeling opnieuw aanloopt. Transistor Tr1 komt in geleiding op de reeds beschreven wijze 5 met het gevolg dat de kondensatoren aan de sekundaire zijde van transformator T weer worden geladen. Door thyristor Th vloeit een intermitterende stroom, waardoor de spanning over kondensator C10 een niveau bereikt waarbij transistor Tr8 wederom in geleiding wordt gestuurd, wat de regellus herstelt. Daarna herhaalt het beschreven 10 proces zich.

Uit het voorafgaande blijkt dat in de wachttoestand de voedingsschakeling van figuur 1 zich in een toestand bevindt waarin een periodiek onderbroken oscillatie wordt opgewekt (in het Engels: een burst mode), in welke toestand door transistor Tr1 zeer korte stroom-15 impulsen vloeien terwijl de sekundaire spanningen toenemen, waarna de transistor gesperd is terwijl de sekundaire spanningen langzaam afnemen. Het voordeel van een dergelijke oscilleerwijze is dat het rendement dan gunstig is. Zou namelijk de voedingsschakeling kontinu blijven werken met lage of afgeschakelde belastingen, dan zou de 20 frekwentie van de oscillatie hoog worden, daar het in figuur 1 tussen tijdstippen t2 en tj gelegen interval zeer kort zou worden. Dit zou grote verliezen betekenen in de transformator, alsmede grote schakelverliezen in transistor Tr1 en weerstand R7. Het ontstaan van de salvo-osciileerwijze vindt echter niet met zekerheid plaats, vooral niet 25 indien de waarde van spanning νβ binnen een groot spanningsbereik kan variëren. Andere redenen hiervoor kunnen zijn: korte opslagtijd van de vermogenstransistor en groot afgenomen vermogen in de wachttoestand. Om te verzekeren dat in de wachttoestand de voedingsschakeling op de beschreven wijze blijft oscilleren, dat wil zeggen niet komt in de 30 kontinue toestand, is de monostabiele multivibrator met transistoren Tr7 en Tr8 aangebracht waarmee een hysterese wordt verkregen. Vanwege de hysterese wordt transistor Tr7 enige tijd in geleiding gehouden, in welke tijd door diode D8 een grote stroom blijft vloeien, waardoor transistor Tri gesperd blijft, terwijl de uitgangsspanningen afnemen.

25 Deze "dode tijd" van de salvo-osciileerwijze wordt bepaald door de tijdkonstante van het netwerk R17, C12, door de aanloopweerstand R6 en door de kondensator C4 waardoorheen de aanloopstroom vloeit. Voor deze λϊΛΟ " Λ ί 2 y 1 V ^ '~r PHN 11.471 14 oscillatie is in de praktijk een lage frekwentie van ongeveer 100 Hz gevonden. Met behulp van schakeling S wordt voor de spanning over kondensator C11 een nagenoeg konstante spanning verkregen.

De anode van een zenerdiode D20 is met de katode van 5 diode D15 en de katode van diode D20 is met kondensator CIO verbonden. Wordt op een moment dat thyristor Th onwerkzaam zou worden de verbinding van klem A met massa onderbroken voor het instellen van de werktoestand van de ontvanger, dan kan thyristor Th vanwege de traagheid hiervan nog een tijd blijven geleiden terwijl de regellus open is. Onder 10 deze omstandigheden zou spanning V1 willen stijgen en wel totdat de spanning over wikkeling L10 de boven vermelde waarde van 47,7 V bereikt. Dank zij diode D20 overschrijdt de spanning over kondensator C10 een bepaalde waarde niet. De voedingsschakeling blijft dus nog een korte tijd in de salvo-oscilleerwijze totdat thyristor Th dooft, waarna 15 de spanning over kondensator C10 opnieuw door diode D14 wordt bepaald.

Een andere verfijning is het verbinden van de niet met transistor Tr2 verbonden aansluiting van weerstand RS niet met bron Vg zoals in figuur 1 is getekend, doch met het verbindingspunt van twee, voor de eenvoud niet getekende weerstanden. De andere aansluiting 20 van elke van deze weerstanden is verbonden met een pool van de netspanning, waarbij het genoemde verbindingspunt via een kondensator met kleine kapaciteit verbonden is met massa. Wordt zonder deze maatregel de voeding uitgeschakeld met behulp van een netschakelaar terwijl de ontvanger zich in de wachttoestand bevindt, dan blijft 25 vanwege de salvo-oscilleerwijze nog enkele sekonden de wachttoestand bestaan alvorens een signaallampje dooft. Dit wordt voorkomen doordat de spanning over de zojuist genoemde kondensator snel wegvalt, waardoor de aanloopstroom snel nul is. De voedingsschakeling komt derhalve niet uit de "dode tijd" van de salvo-oscilleerwijze.

30 Opgemerkt kan worden dat het in de wachttoestand verlagen van de uitgangsspanningen ook verkregen kan worden door het verlagen van de zenerspanning waarmee wordt vergeleken. Een nadeel van deze maatregel, waarbij diode D16 wordt omgeschakeld terwijl de wikkelingen L9 en L10 en de hierop aangesloten onderdelen vervallen, ten opzichte 35 van de boven beschrevene is dat de kollektorstroom van transistor Tr9 groot is tijdens de afneming van de uitgangsspanningen, wat een grote regelstroom door diode D8 en het sperren van transistor Tr1 -3502·;.· , PHN 11.471 15 veroorzaakt. Het gevolg hiervan is dat de voeding een hele tijd geen spanning levert aan de afstandsbediening en aan de bedieningsmikro-processor, wat ongewenst is.

Het zal duidelijk zijn dat voor de beschreven schakeling 5 varianten te bedenken zijn die niet buiten het kader vallen van de uitvinding. Dit geldt bijvoorbeeld voor transistor Tr1 die door een gelijkwaardige vermogensschakelaar, bijvoorbeeld een poortbestuurde schakelaar, vervangen kan worden. Dit geldt ook voor veel schakeltechnische details, bijvoorbeeld de schakelingen voor het 10 uitschakelen van transistor Tr1 of voor het inschakelen van deze transistor. Ook voor de omschakeling van en naar de wachttoestand zijn varianten te bedenken, bijvoorbeeld voor wikkeling L9, die een wikkeling kan zijn van een lijntransformator of geheel kan vervallen, waarbij de anode van diode D14 verbonden is met bijvoorbeeld kondensator 15 C13, en voor de uitvoering van de multivibrator met transistoren Tr7 en Tr3. Dit geldt ook voor het aantal gemeenschappelijke elementen in de eerste regellus voor het konstant houden van spanning VQ en van de overige uitgangsspanningen in de werktoestand, en in de tweede regellus voor het in de wachttoestand konstant houden van spanning V1 ten 20 behoeve van de afstandsbediening terwijl de overige uitgangsspanningen sterk gereduceerd zijn. Figuur 3 toont een deel van een schakeling waarbij ook de verschilversterker gemeenschappelijk is aan beide regellussen. In figuur 3 vervallen elementen L9, D14 en C10 en is diode D8 aangebracht tussen kondensator C13 en de kollektor van transistor 25 Tr9, terwijl het met transistor Tr6 verbonden uiteinde van wikkeling L1C, die meer windingen heeft dan wikkeling L11, verbonden is met kondensator C13. In de werktoestand geleiden thyristor Th en transistor Tr6 niet. Met behulp van transistor Tr9 wordt de uitgangsspanning over kondensator C5 geregeld. In de wachttoestand waarin thyristor Th en 30 transistor Tr6 geleidend zijn, is gelijkrichter D18 gesperd doordat de van wikkeling L10 afgeleide gelijksspaning V1 hoger is dan de van wikkeling L11 afgeleide spanning, terwijl een diode D21, waarvan de anode met kondensator C13 en de katode met het verbindingspunt van weerstanden R19 en R20 verbonden is, geleidend is. In deze toestand 35 wordt spanning V1 met behulp van transistor Tr9 geregeld terwijl spanning VQ alsmede de overige uitgangsspanningen de lagere waarden hiervan aannemen. Ook in het geval van figuur 3 kan een salvo- 35C£ ' r ' PHN 11.471 16 oscilleerwijze ontstaan mits de opslagtijd van transistor Tri lang genoeg is en/of het afgenoemen vermogen klein genoeg is, welke oscilleerwijze in elk geval wordt gewaarborgd door de aanwezigheid van de monostabiele multivibrator met transistoren Tr7 en Tr8. Ook in figuur 5 3 vloeit de uitgangsstroom van de multivibrator, die nu de emitterstroom is van transistor Tr7, door diode D8,

Het zal duidelijk zijn dat de wijze waarop de wachttoestand wordt gehandhaafd, zowel in figuur 1 als in figuur 3, ook bij andere voedingsschakelingen kan worden toegepast: van belang is 10 hierbij dat het gaat om een schakeling die zodanig is dat een grote regelstroom het uitschakelen van de vermogensschakelaar tot gevolg heeft. Een dergelijke schakeling is bijvoorbeeld beschreven in de Nederlandse octrooiaanvrage 8200616 (PHN 10.265) of in de Europese octrooiaanvrage 111.365 (PHF 82.614). De laatst genoemde schakeling is 15 niet zelfoscillerend.

asA1? ^ " a 33 w i- ^

Claims (9)

1. Geschakelde voedingsspanningsschakeling, bevattende een stuurbare, eerste schakelaar in serie met de primaire wikkeling van een transformator, waarbij de gevormde serieschakeling gekoppeld is met de klemmen van een ingangsgelijkspanning, welke transformator een eerste 5 sekundaire wikkeling heeft voor het in een werktoestand beschikbaar stellen van een eerste uitgangsgelijkspanning en een twee sekundaire wikkeling voor het beschikbaar stellen van een tweede uitgangsgelijkspanning, bevattende tevens een tweede schakelaar voor het brengen van de voedingsschakeling in een wachttoestand waarin de waarde 10 van de eerste uitgangsspanning aanzienlijk lager is dan in de werktoestand en een door de tweede schakelaar stuurbare, met de tweede sekundaire wikkeling gekoppelde derde schakelaar voor het in de wachttoestand houden van de tweede uitgangsspanning op nagenoeg dezelfde waarde als in de werktoestand, en bevattende verder een 15 vergelijkingstrap voor het vergelijken van een uitgangsspanning met een referentiespanning en voor het opwekken van een regelsignaal voor het regelen van de duur van periodiek optredende, aan de eerste schakelaar toegevoerde stuurimpulsen, met het kenmerk dat met de tweede sekundaire wikkeling en met de vergelijkingstrap een tijdsduurbepalend element 20 gekoppeld is voor het in de wachttoestand handhaven van een oscilleerwijze waarbij de eerste schakelaar een aantal achtereenvolgende malen geleidend en vervolgens onder invloed van het regelsignaal gedurende een bepaalde tijd gesperd is, waarbij de frekwentie van deze oscillatie vele malen lager is dan de herhalingsfrekwentie van de aan de 25 eerste schakelaar toegevoerde stuurimpulsen.

2. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 1, met het kenmerk dat de tweede schakelaar gekoppeld is met het tijdsduurbepalende element voor het besturen van dit element dat een tijdkonstante-netwerk bevat.

3. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 2, met het kenmerk dat de tweede uitgangsspanning iets hoger is in de wachttoestand dan in de werktoestand.

4. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 3, met het kenmerk dat een verdere wikkeling verbonden is met de tweede sekundaire 35 wikkeling via een diode, welke verdere wikkeling in de wachttoestand stroom voert onder invloed van de derde schakelaar, waarbij de diode gedurende de werktoestand wel en gedurende de wachttoestand niet 3502338 PHN 11.471 18 geleidend is.

5. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 2, met het kenmerk dat de vergelijkingstrap bestuurbaar is door de tweede schakelaar voor het gedurende de wachttoestand vergelijken van de tweede 5 uitgangsspanning met een referentiespanning en voor het opwekken gedurende een door het tijdkonstante-netwerk bepaalde tijd van een regelsignaal dat geschikt is voor het sperren van de eerste schakelaar na het bereiken van een bepaalde waarde door de eerste uitgangsspanning.

6. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 5, met het 10 kenmerk dat het tijdkonstante-netwerk aangesloten is tussen de uitgang van de vergelijkingstrap en de ingang daarvan die met de tweede uitgangsspanning gekoppeld is.

7. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 5, met het kenmerk dat de referentiespanning in de wachttoestand dezelfde is als de 15 referentiespanning in de werktoestand.

8. Voedingsspanningsschakelaar volgens conclusie 3, met het kenmerk dat een konstante-spanningselement gekoppeld is tussen de tweede uitgangsspanning en de vergelijkingstrap voor het houden van de tweede uitgangsspanning beneden een bepaalde waarde.

9. Voedingsspanningsschakelaar volgens conclusie 1, bevattende een met een stuurelektrode van de eerste schakelaar gekoppeld aanloopnetwerk, met het kenmerk dat het aanloopnetwerk anderzijds verbonden is met het verbindingspunt van twee weerstanden, waarbij de andere aansluiting van elke weerstand verbonden is met een 25 pool van de netspanning en met een kondensator. 850 2 33 S