JPS6248265A - スイツチドモ−ド電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、変成器の一次巻線と直列に第１可制御スイッ
チを接続し、該直列接続を直流入力電圧の端子間に結合
し、前記変成器に、動作状態中第１流出力電圧を出力す
る第１の二次巻線と、第２直流出力電圧を出力する第２
の二次巻線とを設けて成るスイッチドモード電源回路で
あって、当該回路を前記第１出力電圧の値が動作状態中
よりも著しく低くなる待期状態にせしめる第２スイッチ
と、前記第２の二次巻線に結合され前記第２スイッチに
より制御されて待期状態中の前記第２出力電圧の値を動
作状態中と略々同一の値に維持する第３スイッチとを具
え、更に出力電圧を基準電圧と比較して前記第１スイッ
チに供給される周期的な駆動パルスの持続時間を制御す
る制御信号を発生する比較段を具えているスイッチドモ
ード電源回路に関するものである。

このタイプの電源回路はドイツ特許出願第３、２２３．
７５６号から既知である。テレビジョン受信機用のこの
既知の回路においては、変成器の二次巻線から取り出さ
れる第１出力電圧及び他の出力電圧は待期状態中は動作
状態中よりも低い値を有するため電力消費が小さくなる
が、リモートコントロールが接続される第２出力電圧は
両状振巾略々同一の値を有する。待期状態中は第１スイ
ッチが動作状態中よりも短い導通期間ではあるが通常の
如く動作し続ける。しかし、高周波数（即ち、２５〜３
０ＫＨｚ）でのこの連続動作はかなり大きな電力消費を
生ずる。

本発明の目的は、既知の回路より低い電力消費を有する
上述のタイプの電源回路を提供することにある。

この目的のために、本発明電源回路においては、持続時
間決定素子を前記第２の二次巻線と前記比較段とに結合
して待期状態中発振モードを維持し、制御信号の制御の
下で前記第１スイッチが連続的に複数回導通し、次いで
所定期間中非導通になり、前記発振の周波数が第１スイ
ッチに供給される駆動パルスの繰返し周波数の多数分の
１の低周波数になるようにしたことを特徴とする。

この発振モードによれば、第１スイッチは常に短期間の
間のみ導通しくこの期間中エネルギーが変成器に蓄えら
れる）、次いで非導通になる。これは低周波数動作（例
えば１００〜２００　ｔ（ｚ程度）であるため、損失の
主要部を成す変成器や第１スイ、ツチにおける損失が相
当低くなる。

本発明電源回路においては、第２スイッチを時定数回路
網を具える持続時間決定素子に接続して該素子を制御す
るようにするのが好適である。この場合、第２スイッチ
は、第３スイッチと持続時間決定素子の双方を制御する
。

本発明電源回路においては、比較段を第２スイッチによ
り制御し得るようにして待期状態中に第２出力電圧を基
準電圧と比較して前記時定数回路網で決まる期間の間、
第１出力電圧が所定値に到達した後に第１スイッチを非
導通にするのに好適な制御信号を発生するようにするの
が好適である。

この手段により制御回路は凡わる状況の下で動作するも
のとなる。

図面につき本発明を説明する。

第１図の自励発振電源回路は、コレクタが変成器Ｔの一
次巻線Ｌｌに、エミ／りが大地に接続されたｎｐｎパワ
ースイッチングトランジスタＴｒｉを具えている。巻線
１，１の他端は非安定化電源（例えば主電源整流器）Ｖ
Ｂの正ラインに接続され、該電源の負ラインは接地され
る。トランジスタＴｒｉ　のベースに接続されたこのト
ランジスタのターンオン回路（他端は接地される）はコ
ンデンサＣ１と、変成器Ｔの帰還巻線Ｌ２と、ダイオー
ドＤ１と、抵抗Ｒ１とを具えている。トランジスタＴｒ
ｉの導通期間中に流れるベース電流はコンデンサＣ１の
両端間に負電圧を発生する。トランジスタＴｒ１のベー
スに接続されたこのトランジスタのターンオフ回路はコ
ンデンサＣ１と、ベース−エミッタ抵抗Ｒ２を有スるｎ
ｐｎトランジスタＴｒ２のエミツターコレクタノｆスと
、インダクタンスＬ３とを具えている。クーンオフ時に
、トランジスタＴｒｉの逆方向ベース電流が素子ｃｌ、
　Ｔｒ２およびし３を経て流れるため、導通期間中にこ
のトランジスタに蓄えられた電荷キャリヤが除去される
。トランジスタＴｒｉ　のＩｌｌ　方向ベース電流が流
れる時間が所定の状況の下で短くなりすぎてコンデンサ
Ｃ１の両端間に充分：こ一定の電圧を発生しく等なくな
ることがないように、変成器Ｔの他の巻線Ｌ４とダイオ
ードＤ２によりコンデンサＣ１に対する負電圧が発生さ
れる。第１図には変成器の巻線の巻回方向を点（・）で
示しである。

構成□□□Ｔの巻線１，５の一端をダイオードＤ３に、
他端を抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２の直列回路網に接続す
る。巻線Ｌ５の巻回方向及びダイオードＤ３の導通方向
は、コンデンサＣ２に対する充電電流がトランジスタＴ
ｒｉの導通期間中に抵抗Ｒ３を経て流れるよう（こする
。コンデンサＣ２の他端をコンテ′ン・すＣ１と、ｌＬ
２と、トランジスタＴｒ２のコレクタとの接続点に接続
する。この接続点に存在する直流電圧レベルに対し、コ
ンデンサＣ２の両端間にのこぎり波電圧が発生し、この
電圧がＲＣ並列回路網Ｒ４，Ｃ３を経てｎｐｎ　　トラ
ンジスタＴｒ４のベースに供給される。

トランジスタＴｒ４のエミッタを前記接続点に接続する
と共にコレクタをトランジスタＴｒ２のベースに接続す
る。所定の瞬時にトランジスタＴｒ４のベースの電圧が
このトランジスタを導通ずる１直：こ到達する。その結
果としてトランジスタＴｒ２　も導通する。そしてこの
トランジスタのエミッタの電圧がコンデンサＣ１の両端
間に存在する約−５ｖの負電圧と略々等しいイ直になり
、トランジスタＴｒｌのターンオフが始まる。トランジ
スタＴｒｌが非導通である期間中にコンデンサＣ２が抵
抗Ｒ５、ダイオードＤ４及び巻線Ｌ４を経て放電すると
共に、逆方向電流がトランジスタＴｒ２を経て流れ、こ
の電流はまた抵抗Ｒ１及びダイオードＤ１と並列のコン
デンサＣ４を経て流れる。

高い値を有する始動抵抗Ｒ６を電源ＶＢの正ラインとト
ランジスタＴｒ２のベースとの間に配置する。

回路がスイッチオンされると、電流が抵抗Ｒ６及びＲ２
を経て流れ、更にコンデンサＣ４及び巻線Ｌ２を経て流
れるために変成器Ｔに工２、ルギーが蓄えられる。この
電流のためにトランジスタＴｒ］　のベースの電圧が、
このトランジスタを導通ずる）直になるまで増大する。

常規動作中も抵抗Ｒ６を経て電’ｔｖｊＥが流れるが、
その値は極めて低いので回路の動作に顕著な影響を与え
ることはない。

変成器Ｔのコア上には多数の二次巻線が設：す、″）れ
る。第１図にはそれらのいくつか、タリ兜ばし部及び１
．７を示しである。トランジスタＴｒｉ　のクー　ンオ
フ時に、各二次巻線に平滑コンデンサＣ５及びＣ６を再
充電する電流が整流器Ｄ５及びＤ６を経て（）↑される
。１コンデンザＣ５反びＣ６の他端は接地される。これ
ろコンデンサ両端間の電圧はこれに接続し２得る負荷に
対する当該電源回路の出力電圧である１１、−れろ負荷
（図示せず）は例えばテレビジョン５ｊｍ’　Ｉ曵の種
々の部分である。

巻線Ｌ１と並列に、同調コンデンサ［−Ｙと′／′：／
ピング抵抗Ｒ７を具える回路網と、ダイオードＤ’７を
、＋４えるクランプ回路網が配置される。巻線１，１止
コンデンサＣ７並びに寄生容量は共振回路を構成し、こ
の共振回路はトランジスタＴｒｌ　と整流器Ｄ５及びＤ
６が電流を流さない期間中振動を生ずる。トランジスタ
Ｔｒｉが非導通の期間中に発生し得る寄生振動は前記ク
ランプ回路網により抑制される。

この電？原回路の出力電圧は、電圧ｖ８及び／又は負荷
の変動にもかかわらず、トランジスタＴｒｉの導通期間
の制御により略々一定に維持される。

この目的のために、本回路は発光ダイオードＤ８を含み
、このグイオートはエミッタ抵抗Ｒ８が回路網Ｒ４，Ｃ
３とともにトランジスタＴｒ４のベースリード内に接続
され、コレクタ抵抗Ｒ９が電源ｖ８　に接続され、ベー
スが無接続の光感知ｎｐｎ　　）ランジスクＴｒ５　に
光結合される。トランジスタＴｒ５のコレクタは更にＲ
Ｃ並列回路網ＲＩＯ，［：８を経て巻線Ｌ２及びし４と
コンデンサＣ１の接続点に接続すると共にダイオードＤ
９を経て巻線Ｌ２とダイオード０１の接続点に接続しで
ある。これがため、前記コレクタには正電圧が存在する
。ダイオードＤ８を流れる電流が後に述べるように変化
する場合、トランジスタＴｒ５のエミッタ電流も変化す
る。例えば、この電流の増大はトランジスタＴｒ４のベ
ース電圧の増大を生じるため、トランジスタＴｒｉが他
の場合より早くターンオフする。これがため、トランジ
スタＴｒｉの導通期間が減少し、その結果回路の出力電
圧も減少する。この制御は抵抗Ｒ４及びＲ８の接続点と
抵抗Ｒ３及びダイオードＤ３の接続点との間に接続され
たツェナーダイオード０１０により電圧Ｖ、の変動にも
依存する。

以上は当業者に公知の事項であり、これ以上説明を要し
ないためにこれ以上詳細な説明は省略する。過電圧及び
過電流に対する安全予防手段も既知のように形成され、
その説明も省略する。

回路の動作の理解を一層容易にするために第２図にいく
つかの理想化した波形を示しである。第２ａ図は巻線Ｌ
１の両端間の電圧Ｖの時間の関数としての変化、即ちト
ランジスタＴｒｉのコレクク間の電圧の変化と同一の変
化（但し電圧ＶＢの直流レベルに対する変化）を示し、
第２ｂ図は巻線し１を流れる電流ｌの変化を示す。

トランジスタＴｒｉ　は瞬時ｔ。においてターンオフさ
れるっこの瞬時より前では電流ｌは直線点に増大すると
共に電圧Ｖは値−ＶＢを有する。瞬時ｔ。

後に電圧Ｖは時間の正弦関数に従って増大するが電流１
は余弦関数に従って変化する。瞬時ｔ１において電圧Ｖ
は零値に到達し、電流ｌが最大値になる。電圧Ｖ：ま二
次側の整流器が導通し始める１直に到達する瞬時ｔ２ま
て増大し続ける。コンデンサＣ５の両端間の電圧がＶ。

で、且つ巻線Ｌ１と１６の変圧比がｎ：１の場合電圧は
瞬時ｔ２後ｎＶｏに等しく　ｉｆｔ持されるが、電流ｌ
は直線的に減少し、もっと詳しく言うと瞬時し。におい
て零値になるまで直線的に減少する。瞬時ｔ３後に整流
器は電流を流さなくなり、電圧Ｖが瞬時ｔ。及びｔ２間
と同一の共振周波数であるが低いピーク値（ｎＶｏ）　
で正弦関数に従って減少すると共に、電流ｌが負になる
。電流１はコンデンサＣ７に流れ、余弦関数に従って変
化する。

これがため、他の何の手段も講じなければ、巻線Ｌ２に
ダイオード０１を経てトランジスタＴｒｉのベースに流
れる電流が発生する。従って、第１図及び第２ａ図は瞬
時ｔ３後の、巻線Ｌ２の電圧とコンデンサＣ１及びＣ４
の電圧の和がトランジスタＴｒｉのベース−エミッタし
きい値電圧より低くなる瞬時にトランジスタＴｒｌが導
通することを示している。この瞬時は瞬時ｔ３後の短時
間後で電圧Ｖが零になる間に発生し、ターンオン時にト
ランジスタＴｒｉのコレクタ電圧はｖＩｌ＋ｎｖｏより
僅かに低くなる。

以上から明かなように、何の手段も講じない場合にはト
ランジスタＴｒｉのコレクタ電圧がターンオン時にかな
り高く、これによりトランジスタＴｒｉ及び抵抗Ｒ７に
おいてかなり大きなスイッチング電力消費が生ずる。こ
のターンオン電力損を低減するために、第１図の回路は
ｎｐｎ　　）ランジスタＴｒ３を具え、そのエミッタを
コンデンサＣＩと巻線Ｌ２の接続点に接続し、コレクタ
をこのトランジスタのコレクターエミッタパスと同一の
導通方向を有するダイオードＤｌｌを経てトランジスタ
Ｔｒ２のベースに接続する。変成器Ｔの巻線Ｌ８の一端
をトランジスタＴｒ３のエミッタに接続し、他端を抵抗
１１１１とコンデンサＣ９から成る積分回路網に接続し
、このコンデンサは抵抗Ｒ１１と前記エミッタとの間に
接続する。このコンデンサＣ９と抵抗Ｒ１１の接続点を
限流抵抗Ｒ１２を経てトランジスタＴｒ３のベースに接
続する。巻線Ｉ、８の巻回方向は、抵抗Ｒ１１とコンデ
ンサＣ９の接続点の電圧が第２ａ図に示す電圧と同一の
極性を有するように、即ちこの電圧が瞬時ｔ１より前は
負で、それよｊり後は正になるようにする。これらの状
況の下ではこの接続点の電圧の積分に比例するコンデン
サＣ９両端間の電圧Ｖは第２ｂ図の電流ｌと同一の時間
変化を有するがこれとは反対位相になる。実際上、電流
ｌは電圧Ｖの積分に比例する。

第２Ｃ図は電圧ν′の変化を示す。巻線Ｌ８両端間の電
圧及びコンデンサＣ９を流れる電流はともに１振動周期
に亘り零の平均値を有するため、電圧Ｖ′の平均１直も
零にある。このことは、電圧Ｖ′は瞬時ｔ３より前の瞬
時ｔ、においでその極性を逆転して正にあることを意味
する。ＲＣ回路網Ｒ１１，Ｃ９の時定数は電圧Ｖ′が瞬
時ｔ３後にトランジスタＴｒ３のベース−エミッタしき
い電圧の値を越えるように選択する。これにより、瞬時
ｔ。におけるトランジスタＴｒ４　と同様にこのトラン
ジスタＴｒ３が瞬時し。

後に導通してトランジスタＴｒ２を導通し、トランジス
タＴｒｌを非導通に維持する。トランジスタＴｒｉのベ
ース電圧が導通トランジスタＴｒ２により負であると共
に、トランジスタＴｒ３のベース電圧が正であるため、
電流がトランジスタＴｒ３のベース−コレクタダイオー
ドを経て流れ、これにより波形の歪みが発生し得る。こ
れはダイオード０１．１　により阻止される。

瞬時ｔ３から、巻線Ｌ１とコンデンサＣ７の共振周期の
１７４周期後の瞬時ｔ４において、電圧Ｖが零になると
共に、電流１が最小値になり、且つ瞬時ｔ５において電
圧Ｖが最小値となると共に、電流１が再び零になり次い
て正になる。瞬時ｔ３及びｔ、は瞬時ｔ４に対し対称で
あるため、電圧Ｖの最小値は−ｎＶ。

に略々等しくなると共に、トランジスタＴｒｉのコレク
タの電圧の最小値はＶＢ−ｎＶｏに略々等しくなる。こ
の対称のために電圧Ｖ′が瞬時ｔ３後にトランジスタＴ
ｒ３のしきい電圧より低い値になるため、このトランジ
スタが非導通になる。このときトランジスタＴｒ２のベ
ース電圧が正になるから、このトランジスタも非導通に
なり、その結果トランジスタＴｒｉが導通ずる。このと
きそのコレクタ電圧が略々零になり、従っテ°電圧Ｖは
−ＶＢになる。

この状態は電流１が直線的に増大して、トランジスタＴ
ｒｉが瞬時ｔ。から１振動周期後の瞬時ｔ７において再
び非導通にされるまで維持され、斯る後に上述の変化が
繰返される。

以上から、トランジスタＴｒ３の動作によりトランジス
タＴｒｉのターンオン瞬時がトランジスタＴｉのコレク
タ電圧が最小値になる瞬時ｔ５まで遅延され、著しいエ
ネルギーの節約と、トランジスタの寿命の増大が得られ
ること明かである。この遅延は、電圧Ｖが瞬時ｔ５の前
後においてこの瞬時における最小値より高いためにかな
り精密にする必要があること明かである。この点の改善
は、同一導通方向の２個のダイオード０１２及び０１３
の直列接続をコンデンサＣ９と並列に接続すると共にダ
イオード０１２のアノードを素子Ｒ１１，Ｒ１２及びＣ
９の接続点に接続することにより得られる。このように
すると瞬時ｔ４における電圧Ｖ′の最大値がダイオード
しきい電圧の２倍、即ち約１．４ｖになる。これがため
トランジスタＴｒ３のベース−エミッタ電圧の最大１直
は、瞬時ｔ４から始まりこの瞬時後に終わる所定の時間
隔中しきい電圧の１倍に等しくなる。

この時間隔が瞬時ｔ３及びｔ３間の期間に一致するよう
設計することができる。この遅延回路の一実１１缶零で
は抵抗Ｒ１１及びＲ１２を８．２にΩ及び２．２にΩに
すると共に、コンデンサＣ９の容量値を約４．７ｎＦに
した。発振周波数、即ち瞬時ｔ。とｔ７との間の期間の
逆数は２５ＫＨｚから６０ＫＨｚまで変化させること力
くできた。

以上の説明は、電源回路を電圧ＶＢがｎＶ、、より低く
なるように設計する場合（この場合にはトランジスタＴ
ｒｉがターンオンする直前のこのトランジスタのコレク
タ電圧の最小１直が正になる）にも適用し得る。この場
合には、前記電圧は瞬時ｔ、より前の瞬時において零に
なり、斯る後に逆電流がトランジスタＴｒｉのベース−
コレクタダイオードを経て流れると共に、前記電圧が負
になる。瞬時ｔ５においてこの電流が上述と同様にスイ
ッチオフされる。必要に応じ、逆電流を流すダイオード
をトランジスタＴｒ］　のコレクターエミック通路と並
列にこの通路と逆の導通方向に接続することができる。

逆電流がこのトランジスタを経て流れないようにするた
めｊこ、ダイオードをこのトランジスタと直列ｊこ、こ
のトランジスタと同一導通方向に接続すると共１こ逆並
列ダイオードをこの直列ダイオードとω線１，１の接続
点と大地との間に配置することもできる。逆電流により
生ずる電力消費は、この場合にはトランジスタＴｒｉの
コレクタ電圧が導通逆並列ダイオードにより低い１直に
維持されるために、第２図に示す順方向電流により生ず
る電力消費より小さくなる。後者の電力消費は１／２Ｃ
Ｖ２及び振動周波数に比例し、多数倍大きい（ここでＣ
はトランジスタＴｒｉ　と並列の実効容量である）。

更に、逆電流は電源ＶＢ　に戻される。

ダイオードＤ１４とコンデンサＣＩＯの直列接続を変成
器Ｔの二次巻線Ｌ９に接続し、ダイオード０１４のアノ
ードを巻線Ｌ９の非接地端に接続する。更に、〜巻線Ｌ
９の巻数より多い巻数を有する変成器Ｔの別の二次巻線
ＬＩＯの一端をダイオード０１４とコンデンサＣＩＯの
接続点に接続し、他端をサイリスクＴｈのカソードに接
続する。このサイリスクのアノードは接地する。ｐｎｐ
　　トランジスタＴｒ６のエミッターコレクタパスと、
ダイオードＤ１５　と、抵抗Ｒ１３及びＲ１４から成る
分圧器の直列接続をコンデンサＣＩＯと並列と並列に接
続する。トランジスタＴｒ６のエミッタは直列調整回路
Ｓの入力端子に接続し、この回路の出力電圧をコンデン
サＣ１ｌ　により平滑化する。ｐｎｐ　　ｌ−ランリス
クＴｒ７のエミッターコレクタパスと抵抗Ｒ１５と上述
の発光ダイオードＤ８の直列接続をコンデンサＣ１ｌと
並列に接続する。ｎｐｎトランジスタＴｒ８のベースを
抵抗Ｒ１３及びＲ１４の接続点に接続すると共に、コレ
クタをトランジスタＴｒ７Ｌ：Ｆ）ベースと、抵抗Ｒ１
６とに接続し、エミッタをツェナーダイオード０１６の
カソードに接続し、そのアノードは接地する。抵抗Ｒ］
、６の他端は回路Ｓの出力端子に接続する。ダイオード
０１７をトランジスタＴｒ６のコレクタとサイリスタＴ
ｈのゲートとの間にトランジスタＴｒ６と同一の導通方
向に挿入すると共に、ＲＣ直列回路網Ｒ１７，Ｃ１２を
トランジスタＴｒ８のベースとトランジスタＴｒ７のコ
レクタとの間に挿入する。最后に、抵抗Ｒ１８によりト
ランジスタＴｒ６のベースを端子Ａに接続する。

常規動作状態においては、端子Ａがどこにも接続されな
いか、正電圧に接続されるため、トランジスタ′「ｒ６
は導通しない。従って、ダイオード旧７もサイリスクＴ
ｈも導通しない。その結果、巻線ＬＩＯは無電流状態に
維持され、コンデンサＣＩＯが巻線Ｌ９の両端間の電圧
からダイオード０１４を経て取り出されろ直流電圧（例
えば約７Ｖ）を保持する。そして、受信機の制御部及び
／又はリモートコントロール内のマイクロプロセッサの
ための電圧（例えば５Ｖ）がコンデンサＣ１ｌの両端間
に発生ずる１、トランジスタＴｒ７及びＴｒ８　も非導
通に維持される。

この電源回路の出力電圧を制御するために、この回路に
は変成器Ｔの更に別の二次巻線Ｉ、１１、整流器０１８
　ｕび平滑コンデンサＣ１３を設けである。

コンデンサＣ５と並列に接続された、抵抗Ｒ１９，Ｒ２
０゜Ｒ２１及びＲ２２から成る分圧器により、抵抗Ｒ２
０及びＲ２１の接続点に接続されたｎｐｎ　　）ランリ
スクＴｒ９のベースをコンデンサＣ５の両端間の出力電
圧Ｖ。に比例する直流電圧に調整する。このトランジス
タＴｒ９のエミッタをツェナーダイオード０１６に接続
する。このトランジスタＴｒ９によりそのベース電圧が
ツェナーダイオード０１６の電圧と比較される。

その電圧差により、エミッタがコンデンサＣ１３に、コ
レクタが抵抗Ｒ２３を経て発光ダ・イオードＤ８のアノ
ードに接続されたｐｎｐ　　）ランリスクＴ　ｒ　ｌ、
　Ｏのコレクタ電流が決定され、従ってダイオードＤ８
を流れる電流及びトランジスタＴｒ５のエミック電流が
決定される。例えば、出力電圧Ｖ。が負荷の減少及び／
又は電圧Ｖ、の増大の結果として増大すると、トランジ
スタＴｒ９のコレクタ電流及び従ってダ・イオードＤ８
を流れる制御電流も増大する。この増大は既に説明した
ようにトランジスタＴｒｉの導通期間の減少を生じ、出
力電圧の増大を相殺する。ＲＣ直列回路網Ｒ２４，Ｃ１
４をトランジスタＴ　ｒ　１．０のベースとコレクタと
の間に挿入して高周波数でのループ利得を低減してこの
制御の安定性を改善する。コンデンサＣ６と抵抗Ｒ１９
及びＲ２０の接続点との間に挿入したダイオード０１９
は、最大出力電圧Ｖ。の発生時に万一ダイオードＤ５が
故障したときの保護手段である。この場合にはダイオー
ドＤ５が遮断してコンデンサーの両端間電圧がｉ）こな
る。この場合、上記制御がこの電圧を増大しようとする
が、この制御は、このときダイオード０１９が導通し始
めてコンデンサＣ６両端間の電圧を制御するようになる
ため阻止される。

端子Ａを大地に接続することにより第１図の電源回路は
テレビジョン受信機の殆どの部分が極めて小さな供給エ
ネルギーを受ける待期状態にされる。即ち、このときト
ランジスタＴｒ６が導通し始めるため、ダイオード旧７
を経てサイリスクＴｈのゲートに電流が流れ、このサイ
リスクも導通し始めると共に、ダイオード０１４が後に
説明するように非導通になる。更に、電流がダイオード
０１５を経てトランジスタＴｒ８のベースにも流れるた
め、このトランジスタも導通し、従ってトランジスタＴ
ｒ７　も導通し始める。トランジスタＴｒ７のコレクタ
電圧の増大がＲＣ回路網Ｒ１７，ＣＩ２を経てトランジ
スタＴｒ３のベースに伝達される。これがため、トラン
ジスタＴｒ７　’ＦｙびＴｒ８　は単安定マルチハルブ
レークを構成し、このマルチハイブレーク：ま、コンデ
ンサＣＩＯの両Ｌｉ７ｉ間電圧（１′１が１氏くなった
後でも、ＲＣ回路網Ｒ１７，（：Ｉ２の時定数により決
する期間中その状態を維持する。電圧Ｖ１の一部分がト
ランジスタＴｒ８によりツェナーダイオード０１６の電
圧と比較される。その電圧差によりトランジスタＴｒ７
のコレクタ電流及び従ってダイオードＤ８を流れる電流
が決定される。これがため、巻線ＬＩＯを具えるこの回
路部分は電圧ｖｌを略々一定に維持する制御ループの一
部を構成し、この制御ループは回路を端子Ａにより待期
状態に切り換えることにより動作状態になる。

巻線ＬＩＯの巻数は、この電源回路の出力電圧、即ち他
の巻線Ｌ６．　Ｉ７及びＬｌｌから取り出される出力電
圧が待期状態中は低い値に低減して負荷で消費される電
力が小さくなるように選択しである。

これは以下の数１直例について説明することができる。

例えば、巻線Ｌ６が４４ターンで、Ｉ７が７ターンで、
し９が２ターンで、ＬＩＯが１５ターンであり、且つコ
ンデンサＣ５の両端間の電圧Ｖ。が動作状態巾約１４０
ｖである場合は、コンデンサＣ６の両端間の電圧電圧ｖ
１が待期状態中８ｖに維持されと、巻線Ｌ９からＩ３ になり（これはダイオード０１４が導通しないことを意
味する）、コンデンサＣ６の両端間の電圧はは低いので
、°コンデンサＣ６に接続された同調回路及びコンデン
サＣ５に接続された偏向回路は常規動作し得す、極めて
低い電力消費を示す。このようにこれら出力電圧が比例
して低下し、種々の負荷をターンオフする必要がなくな
ると共に、コンデンサＣ１ｌの両端間の電圧：よ勅作状
襟中と略々同一の値になる。

これらの状況の下では、トランジスタＴｒｉの導通期間
、即ち第２図の瞬時ｔ、〜Ｌ７の時間隔が待期状態への
切り換えが行われた後に次第に短くなる。

しかし、この導通期間はトランジスタＴｒｉの電荷キャ
リアの蓄積時間により決まる最小敏を有する。

この導通期間（例えば約３〜５μＳ以下にすることはで
きない）中にこのトランジスタのコレクタ電流はこの期
間と、電圧ＶＢ　とに依存するピーク値に増大する（こ
のピーク値は蓄積時間と同隊に公差により生ずる変化を
受ける）。この電流のために変成器Ｔに、これから取り
出される以上のエネルギーが蓄えられるため、出力電圧
が低くなった後に再び増大しようとする。しかし、これ
は次の制御により阻止される。即ち、ダイオードＤ８が
大きな制御電流を発生してトランジスタＴｒ５の大きな
エミッタ電流によりトランジスタＴｒ４が連続的に導通
するため、トランジスタＴｒｉがり蛋ンオフされて非導
通状態に維持される。待期状態ではトランジスタＴｒ５
　は抵抗Ｒ９を介しごコレクタ電圧を有する。このとき
、コンデンサＣ５，（：６．　Ｉ：’１０及びＣ１３が
、電圧ｖ１が電源回路が再び始動する１直になるまで放
電するため、出力電圧及び制御電流が再び減少する。次
いで、トランジスタＴｒｉが既に述べたように導通し、
変成器Ｔの二次側のこれらコンデンサが再び充電される
。サイリスクＴｈを経て断続電流が流れるため、コンデ
ンサＣＩＯの両端間の電圧は、トランジスタＴｒ８が再
び導通するレベルに到達し、制御ループが回復される。

次いで上述の動作が繰り返される。

以上から明かなように、待期状態では第１図の電源回路
はバーストモードが発生する状態、即ち発振が周期的に
中断される状態になり、この状態では極めて短い電流パ
ルスがトランジスタＴｒｉを経て流れて二次電圧が増大
し、斯かる後にこのトランジスタが非導通になって二次
電圧がゆっくり減少する。斯かるバーストモードの利点
は、効率が良くなる点にある。実際上、この電源回路が
軽負荷又はターンオフされた負荷で動作する場合に、第
２図の瞬時ｔ２〜ｔ３間の時間隔が極めて短くなるため
発振周波数が高くなる。これは変成器において大きな損
失を生ずると共にトランジスタＴｒｉ及び抵抗Ｒ７にお
いて大きなスイッチング損失を生ずることを意味する。

しかし、バーストモードは確実に発生するわけではなく
、特に電圧ＶＢの値が大きな電圧範囲内で変化し得る場
合には発生されない。他の理由としては待期状態でのパ
ワートランジスタの蓄積時間が短いこと及び電力消費が
高いことがあるかもしれない。電源回路が待期状態中上
述のように発振し続けるようにする、即ち連続状態にな
らないようにするために、トランジスタＴｒ７及びＴｒ
８から成る単安定マルチバイブレークを設け、これによ
りヒステリシスが得られるようにする。このヒステリシ
スによりトランジスタＴｒ７はしばらくの間導通状態に
維持されて、この時間中に大きな電流がダイオードＤ８
を経て流れてトランジスタＴｒ１を非導通状態に維持し
、出力電圧を低下させる。バーストモードのこの゛デッ
ド期間″は回路網Ｒ１７，Ｃ１２の時定数と、始動電流
が流れる抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ４とにより決まる。

この発振に対して：ま約１００ｔｌｚの低周波数が実際
上好適であることが確かめろれた。コンデンサ叫ｌの両
端間の電圧に対しては回路Ｓにより略々一定の電圧が得
られる。

ツェナーダイオード０２０のアノードをダイオ−）Ｄｌ
　５のカソードに、ダイオード０２０のカソードをコン
デンサＣＩＯに接続する。受信機を動作状態に切り換え
るために、端子Ａの接地接続を遮断してサイリスタＴｈ
を遮断する際、サイリスタＴｈはその慣性のためにしば
らくの間導通状態を維持し得ると共に制御ループが開く
。この状況の下では電圧ｖ１が上昇しようとし、もっと
詳しく言うと巻線ＬＩＯの両端間電圧が上述の４７．７
Ｖに到達するまで上昇しようとする。ダイオード０２０
のためにコンデンサＣＩＯの両端間電圧は所定値を越え
ない。これがため、電源回路はサイリスタＴｈがターン
オフするまでの短時間の間バーストモードに維持され、
斯る後にコンデンサＣＩＯの両端間電圧が再びダイオー
ド０１４により決定されるようになる。

更に巧緻な例では、抵抗Ｒ６のトランジスタＴｒ２に接
続してない方の端を、第１図：こ示すようｊこ電源ｖ８
　に接続する代わりに、２個の抵抗（簡単のため図示せ
ず）の接続点に接続する。これら抵抗の他端は主電源電
圧の端子に接続し、前記接続点を低容量１直のコンデン
サを経て接地する。この手段がない場合に、受信機が待
期状態であるときに電源を主電源スイッチを用いてスイ
ッチオフすると、信号ランプが消える前にバーストモー
ドにより待期状態が数秒間維持される。これは、上述の
コンデンサの端子電圧が急速に低下して始動電流が急速
に零になるために阻止される。これがため電源回路はバ
ーストモードのデッド期間に維持される。

待期状態中の出力電圧は比較用のツェナー電圧を減少さ
せることにより減少させることもできる。

上述の手段と比較して、巻線Ｌ９及びＬＩＯとこれらに
接続された素子を省略しダイオード０１６を切り換え得
るようにするこの手段の欠点は、トランジスタＴｒ９の
コレクタ電流が出力電圧の減少中高（なり、これにより
ダイオードＤ８に大きな制御電流が生じてトランジスタ
Ｔｒｉが非導通状態になる点にある。この結果、電源回
路はしばらくの間リモートコントロールやマイクロプロ
セッサに電圧を供給し得なくなり、これは不所望である
。

上述の回路に対して本発明の範囲内において種々の変形
や変更が考えられること明かである。例えばトランジス
タＴｒｉを等価なパワースイッチ、例えばゲートターン
オフスイッチと置換することができる。また、回路の種
々の細部、例えばトランジスタＴｒｌのターンオフ回路
やターンオン回路も変形し得る。待期状態から及びへの
切り換えに対しても変形が可能で、例えばトランジスタ
Ｔｒ６及びサイリスタＴｈを具える切り換え手段を異な
る形態にすることができると共に、巻線Ｌ９を水平出力
変成器の巻線にすることができ、或いは省略してダイオ
ード０１４のアノードを例えばコンデンサＣ１３に接続
することができ、またトランジスタＴｒ７及びＴｒ３を
具えるマルチバイブレーク及び時定数回路網の実現に対
しても種々の変形が考えられる。

更に、動作状態中電圧Ｖ。及び池の出力電圧を一定に維
持する第１制御ループと、待期状態中リモートコントロ
ール用の電圧Ｖ、を一定に維持すると共に他の出力電圧
を著しく減少させる第２制御ループ内のいくつかの素子
を共通にすることができる。

同様に、種々の増幅器を両側開ループに共通にすること
ができる。

第１図の回路及びその変形例における待期状態を維持す
る上述の方法は他の電源回路にも適用し得ること明かで
あり、大きな制御電流によりパワースイッチのスイッチ
オフを生ずるように設計された回路に対し重要である。

斯る回路は例えば特願昭５８−２５４５２号（特開昭５
８−１５１７７７号）及び特願昭５８−２２９９９１号
（特開昭５９−１１３７７３号）に開示されている。後
者の回路は自励発振でない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電源回路の基本回路図、第２図は第１図
の回路内に生ずる信号波形図である。 Ｔｒｌ・・・パワースイッチングトランジスタ■・・・
変成器　　　　　し１・・・−次巻線−％＋８・・・非
安定化電源電圧 Ｃ１，Ｌ２．　ＤＣＣ４，ＲＬ　Ｌ４．　Ｄ２・・・タ
ーンオン回路Ｔｒ２．　Ｃ１，Ｒ２，Ｌ３．　Ｔｒ４．
　Ｌ５．　Ｄ３．　Ｒ３，Ｃ２，Ｃ３，Ｒ４−ターンオ
フ回路 Ｄ８・・・発光ダイオード　Ｔｒ５・・・光トランジス
タＴｒ３．　Ｌ３．　Ｒ１１，Ｃ９，０１２，Ｄ１３−
ターンオフ遅延回路Ｌ６．　Ｌ７・・・第１の二次巻線 Ｄ５．　Ｉ）６・・・整流ダイオード Ｃ５，Ｃ６・・・平滑コンデンサ Ｌ９・・・第２の二次巻線 ０１４・・・整流ダイオード ＣＩＯ・・・平滑コンデンサ ＬＬｌ、　０１８．　Ｃ１３，Ｒ１９，Ｒ２０，Ｒ２１
，Ｒ２２，Ｔｒ９．０１６．　ＴｒＬＯ，Ｒ２４゜Ｃ１
４，Ｒ２３，０８・・・第１出力電圧の制御ループＡ、
　Ｌｌｏ、　Ｔｒ６．　Ｄ１５．　Ｒ１３，ＲＩ４．０
１７．　Ｔｈ、　Ｒ１８，Ｔｒ８．　Ｔｒｙ、　Ｒ１４
゜Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１２，０８，０２０・・
・第２出力電圧の制御ループ Ｔｒ８．Ｔｒ７．Ｃ１２，Ｒ１７−単安定マルチバイブ
レークＣＩ２．　Ｒ１７・・・時定数回路　　　Ｓ・・
・調整回路Ｃ１ｌ・・・平滑コンデンサ 特許出願人　　　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイ
ランペンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、変成器の一次巻線と直列に第１可制御スイッチを接
   続し、該直列接続を直流入力電圧の端子間に結合し、前
   記変成器に、動作状態中第１流出力電圧を出力する第１
   の二次巻線と、第２直流出力電圧を出力する第２の二次
   巻線とを設けて成るスイッチドモード電源回路であって
   、当該回路を前記第１出力電圧の値が動作状態中よりも
   著しく低くなる待期状態にせしめる第２スイッチと、前
   記第２の二次巻線に結合され前記第２スイッチにより制
   御されて待期状態中の前記第２出力電圧の値を動作状態
   中と略々同一の値に維持する第３スイッチとを具え、更
   に出力電圧を基準電圧と比較して前記第１スイッチに供
   給される周期的な駆動パルスの持続時間を制御する制御
   信号を発生する比較段を具えているスイッチドモード電
   源回路において、持続時間決定素子を前記第２の二次巻
   線と前記比較段とに結合して待期状態中発振モードを維
   持し、制御信号の制御の下で前記第１スイッチが連続的
   に複数回導通し、次いで所定期間中非導通になり、前記
   発振の周波数が第１スイッチに供給される駆動パルスの
   繰返し周波数の多数分の１の低周波数になるようにした
   ことを特徴とするスイッチドモード電源回路。 ２、前記第２スイッチは時定数回路網を含む持続時間決
   定素子を制御するよう該素子に結合してあることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載の電源回路。 ３、前記第２の二次巻線にダイオードを介して他の巻線
   を接続し、この巻線が待期状態中前記第３スイッチの制
   御の下で電流を流すと共に、前記ダイオードが動作状態
   中導通し、待期状態中導通しないようにしてあることを
   特徴とする特許請求の範囲第２項記載の電源回路。 ４、前記比較段は前記第２スイッチにより制御され、待
   期状態中第２出力電圧を基準電圧と比較して、前記時定
   数回路網により決まる期間中、制御信号を発生し、この
   制御信号は前記第１スイッチを第１の出力電圧が所定の
   値に到達した後に非導通にするのに好適なものであるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の電源回路。 ５、前記時定数回路網は前記比較段の出力端子と、前記
   第２の出力電圧に結合された該比較段の入力端子との間
   に接続してあることを特徴とする特許請求の範囲第４項
   記載の電源回路。 ６、待期状態中の基準電圧は動作状態中の基準電圧と同
   一であることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の
   電源回路。 ７、前記第２の出力電圧と前記比較段との間に定電圧素
   子を結合して第２出力電圧を所定値以下に維持するよう
   にしてあることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の電源回路。 ８、前記第１スイッチの制御電極に結合された始動回路
   網を具える特許請求の範囲第１項記載の電源回路におい
   て、該始動回路網の他端を２個の抵抗の接続点に接続し
   、各抵抗の他端を主電源電圧の端子とコンデンサに接続
   してあることを特徴とする電源回路。