JPH10501960A - 切替モード電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 スタンバイモード中、本発明による切替モード電源回路を、非常に高い効率でスタンバイ電圧（Ｖo1）を発生させるために２次電圧（Ｖo1，Ｖo2）を減少させるバーストモード中に作動させることができる。電源のノーマル作動モード中、制御回路（１）は、電源から生じた電源電圧（Ｖcc）によってそれをオン状態に維持する。制御回路（１）は、電源を切り替えるために制御パルス（Ｖd）を発生させる。他の任意の設備なしで、制御パルス（Ｖd）が発生しないオフ状態に制御回路（１）が到達する程度に、制御回路（１）に対して発生させる電源電圧（Ｖcc）を減少させることにより、バーストモードを獲得する。スタンバイモード中、電源手段（４）から制御回路（１）に電流を供給する。オフ状態において、制御回路（１）は、電源供給手段が発生させることができる電流よりも小さい電源電流（Ｉcc）を電源手段（４）から取り出し、電源電圧（Ｖcc）は、制御回路（１）がオン状態に到達するまで増大し、制御パルス（Ｖd）を発生させはじめる。オン状態において、制御回路（１）は、電源供給手段が発生させることができる電流よりも大きい電流を電源手段（４）から取り出し、電源電圧（Ｖcc）は、制御回路（１）がオフ状態に再び到達するまで減少する。このようにして、スタンバイモードの電源は、第１期間中時間ごとにアクティブとなり、第２期間中イナクティブである。電源電圧をスタンバイモードにするために、制御回路（１）に対して発生した電源電圧（Ｖcc）を、２次電圧も減少するように減少させる。

Description

【発明の詳細な説明】 切替モード電源 本発明は、ノーマル作動モード及びスタンバイモード中作動させるのに適合さ せた切替モード電源回路であって、この切替モード電源回路は、スイッチと、前 記スイッチを制御し、電源電圧がオフレベルに減少した場合にはオフ状態にする とともに前記電源電圧が始動レベルまで上昇した場合にはオン状態にするよう前 記電源電圧を受信するために結合した電圧検出手段を具える制御回路と、前記ス イッチとともに直列配置に組み込まれた１次巻線を有し、この直列配置を直流入 力電源に結合し、前記電圧検出手段に結合した電源巻線を更に有し、この電源巻 線が、前記ノーマル作動モードで、前記制御回路がオン状態である値のテイクオ ーバ電圧を発生させる変成器と、入力電流を受信するために前記直流入力電源に 結合して、電源電流を前記制御回路に供給する電源手段とを具える切替モード電 源回路に関するものである。 本発明はまた、このような切替モード電源回路を設けた画像表示装置に関する ものである。このような切替モード電源回路を、特に、ノーマル作動状態又はス タンバイ状態にすることができる電子装置で使用することができる。スタンバイ 状態において、これら装置は低電力を消費する。 （電源とも称する）このような切替モード電源回路は、Motorola Semiconduct or technical data“high flexibility green SMPS controller”から既知であ り、これには、型番号MC44603 を有する（制御回路とも称する）電源を制御する 集積回路が記載されている。（作動モードとも称する）ノーマルオン状態におい て、この既知の電源は、（作動電圧とも称される）複数の作動出力直流電圧を発 生させて、作動モードでアクティブにする必要がある電子装置のこれら回路に電 圧を供給する。既知の電源は、（スタンバイ電圧とも称する）スタンバイ出力直 流電圧も発生させて、作動モード中でもスタンバイモード中でも、電圧をスタン バイモードでアクティブにする必要があるこれら回路に電圧を供給する。 既知の電源には、１次巻線及び複数の２次巻線を有する変成器が設けられてい る。２次巻線は、作動モード中とスタンバイモード中の両方において、スタンバ イ電圧を発生させる。作動モード中、第２の２次巻線からの作動電圧を、帰還回 路を介して制御回路に帰還させる。制御回路は、第２の２次巻線から生じた作動 電圧を安定させるために１次巻線に直列に配置した繰り返し切替トランジスタの オンタイム及びオフタイムを制御する。帰還回路は、直流分離を介して電源の２ 次側から１次側に帰還情報を転送するオプトカプラを含む。 制御回路は、切替トランジスタを流れるピーク電流が所定の値より下に降下す る場合電源をスタンバイモードにし、この場合、２次側の電力消費が著しく減少 する。作動電圧に接続した回路を不作動にすることにより、又は、この回路を作 動電圧から緩和することにより作動電圧から取り出される電流が著しく減少する 場合、２次側の電力消費は著しく減少する。スタンバイ電圧は、作動電圧を安定 させることによりスタンバイモードで間接的に安定化される。電源が小電力を発 生させるスタンバイモードにおける電源の効率を向上させるために、切替トラン ジスタを、作動モードより低い周波数で切り替える。 既知の電源は、スタンバイモード中効率が所望のように高くなく、スタンバイ モード中に作動電圧に接続した回路をイナクティブにし、又は、これら回路をこ れら作動電圧から緩和するのに特別な装備が必要となる、という欠点を有する。 本発明の目的は、廉価かつより有効な方法でスタンバイ電圧をスタンバイモー ド中に発生させる、切替モード電源回路を提供することである。 このために、本発明の第１の態様は、前記切替モード電源回路は、前記スタン バイモード中、スタンバイモード表示信号に応答して、前記制御回路が交互にオ ン状態及びオフ状態になりうる値まで前記テイクオーバ電圧を減少させる手段を 更に具えることを特徴とする、冒頭で説明したタイプの切替モード電源回路を提 供する。 本発明の第２の態様は、請求の範囲１７に規定したような電源回路を設けた画 像表示装置を提供する。 本発明の他の形態を従属した請求の範囲に記載する。 後に説明するように、次に説明することは、請求の範囲１に記載した方策によ って達成される。オフ状態の制御回路は電源手段から電源電流を取り出し、この 電流は入力電流より小さく、したがって、電源電圧は、制御回路がオン状態に変 化する始動レベルまで増大し、オン状態の制御回路は、電源電流を電源手段から 取り出し、この電流は入力電流より大きく、したがって、電源電圧は、制御回路 がオフ状態に切り替わる値まで減少する。その結果、電源は、周期的に繰り返さ れる、バーストモードのスタンバイモード中、作動し、スイッチは、第１期間中 オン及びオフに切り替えられ、かつ、第２期間中切替動作が行われない。第１期 間中、電源は作動状態となり、スタンバイ電圧は増大し、同時に、第２期間中、 電源は不作動状態となり、電源電圧は、スタンバイ電圧に接続した回路の電力消 費のために減少する。切替モード電源の効率は、特にクランプ及びdV/dT 緩衝器 のスイッチの切替損失によって決定される。第１（短）期間中のみ電源が切り替 えられるので、電源損失が非常に小さくなる。さらに、スタンバイモードのテイ クオーバ電圧（及び、その結果生じる他の電圧、したがって開スイッチの場合１ 次巻線の両端間の電圧）が減少されるので、クランプ及び緩衝器の損失は非常に 減少する。 スタンバイモード中、本発明による電源は、以下のように機能する。制御回路 がオフ状態であると仮定する。オフ状態において、制御回路は制御パルスを発生 させず、その結果スタンバイ電圧は減少し、さらに、制御回路は、電源手段から 電源電流を取り出し、この電流は、電源手段から受信した電流よりも小さく、そ の結果、電源電圧は増大する。電源電圧が始動レベルに到達するとすぐに、制御 回路は、作動モードにされ、制御パルスを発生させはじめ、その結果、スタンバ イ電圧は増大する。この際、電源電流が、電源手段から受信した電流より大きい ので、電源電圧は、制御回路が再びオフ状態にされるオフレベルに到達するまで 減少し、その後、電源電圧は、始動レベルに到達するまで再び増大しはじめ、先 の動作を繰り返す。電源電圧をオフレベルからオンレベルに増大させるのに要求 される時間によって電源のオフタイムを決定することによって、バーストモード を実現する。 スタンバイモード表示信号に応答してテイクオーバ電圧をオフレベルより下に 減少させることにより、電源を作動モードからスタンバイモードに切り替える。 テイクオーバ電圧を減少させるために、制御回路の電源電圧は、電源手段から受 信した電流、制御回路から取り出した電源電流、オフレベル及びオンレベルによ ってのみ決定される。このようなテイクオーバ電圧の減少を、例えば、出力直流 電圧のうちの一つを安定させるためにこの出力直流電流を制御回路に帰還する帰 還動作により、又は、作動モード中スタンバイ電圧より高い電圧を発生させると ともにスタンバイモード中低電圧（例えば、スタンバイ電圧）を発生させる２次 巻線を（例えば、２次制御ループによって）クランプすることにより行うことが できる。 テイクオーバ電圧をスタンバイモード中に減少させるので、他の２次巻線も、 減少した出力電圧を発生させ、これら出力電圧に接続した回路をイナクティブに するために、又は、これら回路をこれら出力電圧から緩和するために特別な手段 をとる必要がない。 １次巻線及び複数の２次巻線を有する変成器を設けるとともに、作動モード中 複数の出力電圧を発生させて電子装置の回路に電圧を供給する電源が、米国特許 明細書第4,766,528 号から既知である。第１の２次巻線から来る第１出力電圧は 、帰還回路を介して制御回路に帰還される。この制御回路は、第１出力電圧を安 定させるために１次巻線に直列に配置した切替トランジスタのオン及びオフタイ ムを制御する。帰還回路は、直流分離を介して電源の２次巻線から１次巻線に帰 還情報を転送するオプトカプラを含む。第１の２次巻線は、第１出力電圧を、作 動モード中のみアクティブとなる必要がある第１回路に供給する。第２の２次巻 線は、安定されたスタンバイ電圧を発生させるスタンバイ電圧を、安定回路を介 して、スタンバイモードでアクティブのまである必要がある回路に供給する。第 ２の２次巻線と帰還回路との間に配置したスイッチを閉じることにより、電源回 路をスタンバイモードにする。スイッチを閉じた結果、全ての２次電圧が減少し 、スタンバイモード中、全ての出力電圧は、作動モードに比べて著しく低い値を 有する。第２の２次巻線から供給されたスタンバイ電圧の減少が原因で安定した スタンバイ電圧が減少するのを防止するために、他のスイッチを、第２の２次巻 線より高い電圧を発生させる第３の２次巻線に直列に配置する。他のスイッチを スタンバイモードで閉じることにより、第３の２次巻線は、高電圧を安定回路に 供給する。 米国特許明細書第4,766,528 号から既知の電源からスタンバイモードで供給す べき小電力を高効率で発生させるために、この電源をバーストモード中に作動さ せる。この際、電源は、第１の短期間中交互にアクティブとなり、第２の長期間 中イナクティブとなる。アクティブ期間中、スタンバイ電圧は、最も所望なレベ ルに到達するまで増大し、スタンバイ電圧と帰還回路との間に配置した時間決定 素子が駆動される。帰還回路により、この時間決定素子は、第２の長期間中第１ スイッチを開に維持する。その結果、スタンバイ電圧は減少する。長期間後、電 源は、最も所望なレベルに再び到達するまで短期間中再びアクティブになる。時 間決定素子は、スタンバイモード中のみ駆動される。この既知の電源は、作動モ ード中第１電圧から獲得される帰還情報及びスタンバイモード中スタンバイ電圧 から獲得された帰還情報を帰還回路の一つの（高価な）直流分離したオプトカプ ラを介して２次側から１次側に転送しうるためには、個別の時間決定素子を２次 側（すなわち、幹線電圧から分離した直流側）に配置する必要があるという欠点 がある。したがって、時間決定素子を、電源の１次側で一つの集積回路（ＩＣ） に制御回路とともに収容することができない。本発明による切替モード電源は、 （スタンバイモードで電源のオフタイムを決定する）時間決定素子を必要としな い点で、米国特許明細書第4,766,528 号から既知の電源とは好適に区別される。 これは、電源から発生したテイクオーバ電圧をオフレベルより下に減少させるこ とにより廉価な方法の本発明による制御回路によってオフタイムを実現すること ができるということを基づく。 本発明による切替モード電源回路の他の例では、スタンバイ電圧を、作動モー ド中第１の２次巻線から供給するという、請求の範囲２に記載したような特徴が ある。スタンバイモード中、この第１の２次巻線から供給された電圧も減少され る。このように減少した電圧も、スタンバイ電圧として使用できる程度に十分高 いままである必要がある。これは、作動モード中、第１の２次巻線が非常に高い 電圧を発生させることを意味する。この高電圧により、安定したスタンバイ電圧 を発生させるためにスタンバイ電圧に結合した安定回路に大きなエネルギー損失 が生じる。作動モード中の大きなエネルギー損失は、スタンバイ電圧よりわずか に高くすべき作動モード中に第１の２次巻線から発生した電圧を選択することに よって防止することができる。スタンバイモード中、スタンバイ電圧として用い るべき電圧を発生させる他の２次巻線が必要である。この他の２次巻線を、接続 手段（例えば、サイリスタのような１方向性スイッチ）を介して第１の２次巻線 に結合した第２の２次巻線とすることができる。 本発明による切替モード電源回路の他の例では、テイクオーバ電圧を、作動電 圧を減少させることによって減少させるという、請求の範囲３に記載したような 特徴がある。これを、既に存在する接続手段及びスタンバイ電圧を制限するクラ ンプ回路を用いることによって簡単に実現することができる。クランプ回路を、 スタンバイ電圧に接続したチェナーダイオードで構成することができる。接続手 段を閉じることにより、第２の２次巻線をスタンバイ電圧に接続し、第２の２次 電圧を、クランプ回路によってスタンバイ電圧を制限することによって減少させ る。その結果、テイクオーバ電圧が減少し、電源がバーストモードで作動しはじ める。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、スタンバイ電圧が所定の最大レ ベルを超えず、かつ、安定回路のエネルギー損失がスタンバイモード中小さいま まであるという利点を有する、請求の範囲４に記載したような特徴がある。最大 レベルに到達すると、帰還信号はアクティブとなり、スタンバイ電圧がこれ以上 増大しないように制御パルスの発生に影響を及ぼす。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、制御回路（集積回路）に既に存 在する過電圧安全回路を、スタンバイ電圧が最大値に到達するとすぐに制御パル スの発生を中断するのに用いることができる、という利点を有する、請求の範囲 ５に記載したような特徴がある。制御パルスの発生を中断することにより、スタ ンバイ電圧を減少させる。このようにして、電源のアクティブ期間をできるだけ 短くすることができる。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、スタンバイ電圧のリップルが小 さくなるという利点を有する、請求の範囲６に記載したような特徴がある。この ために、アクティブ帰還信号は、制御回路の電源電圧がオフレベルに減少するま でスタンバイ電圧を安定させる際にスタンバイ電圧の最大値に到達すると、スイ ッチのオン及びオフタイムの制御に影響を及ぼす。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、電源手段を簡単に実現するとい う、請求の範囲７に記載したような特徴がある。電源電圧とする、キャパシタの 両端間の電圧は、抵抗からキャパシタに供給される電流と、制御回路によってキ ャパシタから取り出される電源電流とによって、スタンバイモード中決定される 。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、電流を全体に亘って小さい値に 保持することによって接続手段を廉価にすることができるという利点を有する、 請求の範囲８に記載したような特徴がある。スタンバイモード表示信号は任意の 瞬時に発生することができ、この任意の瞬時で、第２の２次巻線の電流を最大（ 例えば、水平変更回路に供給するとともに高電圧を発生させるのに要求される１ ０Ａ）とすることができる。スタンバイ電圧を維持するために接続手段に流す必 要がある電流は小さい（例えば、マイクロコンピュータに供給するのに必要な、 平均して１０ｍＡ）。接続手段を流れる電流を制限する手段により、この大電流 が接続手段を流れるのを防止する。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、接続手段を流れる電流を非常に 廉価に制限するという利点を有する、請求の範囲９に記載したような特徴がある 。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、接続手段を流れる電流を、追加 の電力消失なしに制限し、かつ、作動電圧を、接続手段に直列な電流制限手段の 両端間の電圧効果によって増大させないという利点を有する、請求の範囲１０に 記載したような特徴がある。スタンバイモード表示信号は、制御パルスの発生を 、例えば制御入力部を介して、すなわち過電圧検出を行うことにより、停止させ るオフ回路を作動させる。制御回路の電源電圧は再び増大しはじめる。オフレベ ル（又はオフレベルよりやや上のレベル）に到達すると、ソフトスタート手段が 初期状態にされる。オフレベルに到達すると、制御回路がオフ状態にされ、電源 電圧が増大しはじめる。始動レベルに到達すると、初期状態に存在するソフトス タート手段により、制御回路が制御パルスを発生させはじめ、その結果、１次巻 線及び２次巻線に小ピーク電流が生じる。例えば、制御パルスのデューティサイ クルを維持することによりこの小ピーク電流に到達して、スイッチを短時間だけ 閉じる。１次巻線のピーク電流の所望な変動に応じてデューティサイクルの変動 を制御することにより、ピーク電流を正確に制限することができる。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、始動レベルと、ノーマル作動モ ード中より短いスタンバイモード中のオフレベルとの間の差を得るように電圧検 出手段を適合させる、請求の範囲１１に記載したような特徴がある。ノーマル作 動モード中、始動レベルとオフレベルとの間の大きな差は、少なくとも以下の理 由から有利である。切替モード電源回路は、制御パルスを発生させはじめ、かつ 、テイクオーバ電圧を上昇しうるようにすることにより、スタンバイモードから ノーマル作動モードに変わる。一方では、制御回路の電源電圧は、制御回路がオ ン状態になると減少し、他方では、電源がオフレベルより上のテイクオーバ電圧 を発生させる前に幾分時間を要する。したがって、オフレベルを非常に高く選択 する場合、制御回路の電源電圧は、テイクオーバ電圧がこのオフレベルより上に 増大する前にオフレベルに到達し、その結果、制御回路がオフ状態に入る。この 状況では、電源は、スタンバイモードからノーマル作動モードに変化するのに数 回試みる必要があり、この遷移を失敗するおそれがある。さらに、テイクオーバ 電圧の誤差及びリップルにより、始動レベルとテイクオーバレベルとの間の差を 十分大きくする必要がある。同様な理由が、開始からノーマルな作動までについ て当てはまる。しかしながら、このような大きな差により、スタンバイモード中 制御パルスのバーストの繰り返し周波数が低くなる。スタンバイ電圧はこれらバ ースト間で減少する。スタンバイ電圧のリップルを、大きな平滑キャパシタをス タンバイ電圧に接続することにより小さく保持することができる。始動レベルと オフレベルとの間の差をより小さくすることにより、制御パルスのバーストの繰 り返し周波数がより高くなる。これにより、スタンバイ電圧に小さいリップルが 生じるか、又は、これにより小さい平滑キャパシタを用いることができるように なる。始動レベルとオフレベルとの間の差の減少を、スタンバイモード表示信号 又はこれから獲得される信号に応答して開始することができる。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、電源のモードに変化が生じると すぐに制御回路をオフ状態に切り替えるという、請求の範囲１２に記載した特徴 がある。モードの変化には、スタンバイモードからノーマル作動モードへの遷移 又はその逆がある。モードの変化を、スタンバイモード表示信号又はこれから獲 得される信号によって示すことができる。このようにして、図７及び８に図示し たようなスタンバイモードでの電圧降下を最小にすることができる。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、電源の２次側と１次側との間の 障壁を橋架する現存の帰還経路を、スタンバイモード表示信号の変化を転送する のにも用いるという利点を有する、請求の範囲１３に記載した特徴がある。現存 の帰還経路は既に、２次電圧を安定させるのに用いられている。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、帰還経路がオプトカプラを具え 、ノーマル作動モードからスタンバイモードへの変化を表すスタンバイモード表 示信号の変化により、オプトカプラに余分な電流が生じるという、請求の範囲１ ４に記載した特徴がある。 本発明による切替モード電源回路の他の例は、スタンバイモード中のピーク電 流を制限して、変成器によって生じる煩わしい可聴ノイズを防止することができ るという利点を有する、請求の範囲１６に記載した特徴がある。スタンバイモー ド中に許容しうるピーク電流のレベルを、ノーマル作動モード中許容しうるピー ク電流のレベルに依存せずに選択することができる。スタンバイモード中のみピ ーク電流を制限することもできる。 本発明のこれら及び他の態様を、後に説明する実施の形態を参照して明らかに する。 図面中、 図１は、本発明による切替モード電源回路の一実施の形態を示し、 図２は、本発明による切替モード電源回路の他の実施の形態を示し、 図３は、図１に図示した本発明の実施の形態の作動を説明する時間ダイヤグラ ムを示し、 図４は、図２に図示した本発明の実施の形態の作動を説明する時間ダイヤグラ ムを示し、 図５は、図２に図示した切替モード電源回路の第２部分の一部の他の例を示し 、 図６は、本発明による切替モード電源回路を設けた画像表示装置の一部のブロ ック図であり、 図７は、始動レベルとオフレベルとの間の差を減少させた影響を説明する時間 ダイヤグラムを示し、 図８は、ノーマル作動モードからスタンバイモードへの電源の遷移を説明する 時間ダイヤグラムを示し、 図９は、スタンバイモードからノーマル作動モードへの電源の遷移を説明する 電源電圧の時間ダイヤグラムを示し、 図１０は、検出された電源の遷移に応答して制御回路１をオフ状態に切り替え る回路を示す。 図１及び２は、本発明による切替モード電源回路の実施の形態を示す。 二つの実施の形態の共通部をまず説明する。変成器Ｔの１次巻線Ｌp の一方の 側を、直流入力電源Ｖdcに端子に結合する。変成器Ｔの１次巻線Ｌp の他方の側 を、スイッチＳ１（この場合ＦＥＴのソース経路）を介して直流入力電源Ｖdcの （第１ソースとも称する）他の端子に結合する。変成器Ｔの第１の２次巻線Ｌs1 は、第１整流ダイオードＤ１を介して（スタンバイ電圧とも称する）第１の出力 直流電圧Ｖo1を発生させる。第１整流ダイオードＤ１は、第１の２次巻線Ｌs1に 結合したアノードと、第１の出力円滑キャパシタＣ１に結合したカソードとを有 し、第１の出力遠隔キャパシタＣ１の他の端子を接地する。安定回路３は、第１ 整流ダイオードＤ１のカソードに結合した入力部と、安定したスタンバイ電圧Ｖ o1s を発生させる出力部とを有する。変成器Ｔの第２の２次巻線Ｌs2は、第２整 流ダイオードＤ２を介して（作動電圧とも称する）第２の出力直流電圧Ｖo2を発 生させる。第２整流ダイオードＤ２は、第２の２次巻線Ｌs2に結合したアノード と、第２の出力円滑キャパシタＣ２に結合したカソードとを有し、第２の出力遠 隔キャパシタＣ２の他の端子を接地する。第４ダイオードＤ４及び第４キャパシ タＣ４の直列配置を、ＦＥＴのドレインと第１アースとの間に結合して、ＦＥＴ のドレインのピーク電圧を制限する。第４ダイオードＤ４のアノードをＦＥＴの ドレインに結合する。第４ダイオードＤ４及び第４キャパシタＣ４の接合点を、 第４ギャパシタＣ４を放電するために、第４抵抗Ｒ４を介して入力電源Ｖdcに結 合する。 制御回路１（例えば、モトローラ社のIC MC 44603）は、電源電圧検出回路１ ０、制御回路１１、パルス制御回路１２及び検出回路１３を具える。制御回路１ は、制御回路１の回路部に電源電圧を供給するために電源電圧Ｖccを受信する電 源電力入力部Ｔ２を有する。安定制御回路１１を、帰還情報Ｖf を受信する制御 回路１の制御入力部Ｔ１に結合する。制御安定回路１１は、制御信号Ｖc をパル ス制御回路１２に供給する。パルス制御回路１２を、制御パルスＶd をＦＥＴの ゲートに供給する制御回路１の制御パルス出力部Ｔ４に結合する。制御パルスＶ d のオン及びオフタイムを、制御信号Ｖc によって決定する。制御回路１のタイ プに応じて、制御パルスＶd の繰返し周波数を、制御信号Ｖc に依存して制御す ることもできる。検出回路１３を、制御回路１の検出入力部Ｔ３に結合する。検 出入力部Ｔ３に存在する信号がアクティブである場合、検出回路１３は、パルス 制御回路１２がさらに制御パルスＶd を発生させないように指示する（スイッチ Ｓ１はもはや閉じられていない。）。電源電圧検出回路１０を、電源電圧入力部 Ｔ２に結合する。電源電圧検出回路１０は、電源電圧Ｖccがオフレベルに等しい 値に到達すると、制御回路１をオフ状態にする。電源電圧検出回路１０は、電源 電圧Ｖccが始動レベルに等しい値に到達すると、制御回路１をオン状態にする。 変成器Ｔに、テイクオーバ電圧Ｖo3を発生させる第３巻線Ｌs も設ける。第３ 巻線Ｌs は、作動モード中、第３整流ダイオードＤs を介して電源電圧Ｖccを発 生させる。第３整流ダイオードＤs は、第３巻線Ｌs に結合したアノードと、電 源電圧入力部T2に結合したカソードとを有する。 作動モード中、作動電圧Ｖo2を、例えば水平偏向回路用の電源電圧（例えば、 １４０Ｖ）とし、第１の２次巻線Ｌs1はスタンバイ電圧Ｖo1（例えば、７Ｖ）を 発生させ、電源巻線Ｌs は、オフレベルより上の値を有する電源電圧Ｖccを発生 させて、制御回路１を、切替モード電源電圧の作動モード中連続的にオン状態に する。 電源をスタンバイモードにするに当たり、手段Ｓ２，２ｂを、テイクオーバ電 圧Ｖo3を減少させるために設ける。図１及び２において、これら手段は、第２整 流ダイオードＤ２のアノードと第１整流ダイオードＤ１との間に結合した接続手 段Ｓ２（一方向性スイッチ、例えばサイリスタ）と、第１の第２巻線Ｌs1とグラ ンドとの間に結合した電圧クランプ回路２ｂとを具える。スタンバイモード中、 スタンバイモード表示信号Ｖs の適切な値の結果として、一方向性スイッチＳ２ が閉じられる。一方向性スイッチＳ２はこの際、第２の２次巻線から第１の２次 巻線まで電流を導通させる。一方向性スイッチＳ２を閉じることにより、第１の 出力直流電圧Ｖo1を、電圧クランプ回路２ｂによって決定した（安定したスタン バイ電圧Ｖo1より僅かに上の）値まで減少させる。電圧クランプ回路２ｂを、ツ ェナーダイオードＺ１のみで構成することができる。 図１において、電圧クランプ回路２ｂは、第１チェナーダイオードＺ１と、光 結合ダイオードＤo 及び第１抵抗Ｒ１の並列回路と、第２抵抗Ｒ２とを具える。 第１チェナーダイオードＺ１のカソードを、第１ダイオードＤ１のカソードに結 合する。光結合ダイオードＤo のアノードを、第１チェナーダイオードＺ１のア ノードに結合する。 図２において、電圧クランプ回路２ｂ′は、光結合ダイオードＤo 、第１チェ ナーダイオードＺ１及び第２抵抗Ｒ２の直列配置を具える。光結合ダイオードＤ o のアノードを、第１ダイオードＤ１のカソードに結合する。第１チェナーダイ オードＺ１のカソードを、光結合ダイオードＤo のカソードに結合する。 これまで説明したような方法で作動電圧Ｖo2を減少させることによってテイク オーバ電圧Ｖo3を減少させることは、一方向性スイッチＳ２を閉じる際に電源が スタンバイモードにされるだけでなく、スタンバイ電圧Ｖo1を発生させるのに必 要な第２の２次巻線Ｌs2以外のものを必要とすることなくスタンバイモード中の スタンバイ電圧Ｖo1を十分高く維持するという利点を有する。第２電圧Ｖo2を正 確に減少させることは本発明の用件ではなく、また、（例えば、第１の２次巻線 Ｌs1の両端間又はテイクオーバ巻線Ｌs の両端間にクランプ回路を配置すること によって）第１の２次巻線Ｌs1によって生じた電圧若しくはテイクオーバ電圧Ｖ o3を減少させ、又は、（例えば、第３ダイオードＤ３をスイッチオフできるよう にすることによって）テイクオーバ電圧Ｖo3を遮断することにより、電源電圧を スタンバイモードにする。 第２電圧Ｖo2を減少させる手段が作動した後、第３巻線Ｌs から生じたテイク オーバ電圧Ｖo3は、他の任意の手段なしでオフレベルより下に減少する。スタン バイモード中の制御回路１に電源電圧Ｖccを供給するために、電源回路４を、直 流入力電源Ｖdcと制御回路１の電源電圧入力部Ｔ２との間に結合する。図１及び ２において、この電源回路４は、電流素子として直流入力電源Ｖdcから入力電流 Ｉ_s を取り出すために電源電圧入力部Ｔ２と電源入力電源Ｖdcとの間に結合した 抵抗Ｒs を含む。キャパシタＣs を、電流蓄積素子として入力電流Ｉs に依存す る電源電圧Ｖcc及び制御回路１から取り出される電源電流Ｉccの値を決定するた めに、電源電圧入力部Ｔ２と第１アースとの間に結合する。抵抗Ｒs とキャパシ タＣs を、直流入力電圧Ｖdcの増大中電源を始動させるのに用いることもできる 。 電源電圧Ｖccがオフレベルより下に減少したと仮定する。既に説明したように 、電源電圧検出回路１０は制御回路１をオフ状態にし、さらに、制御回路１は制 御パルスＶd を発生させず、制御回路１は、電流素子Ｒs から生じた入力電流Ｉ s より小さい電源電圧入力部Ｔ２からの電流Ｉccを取り出す。その結果、電源電 圧Ｖccは、開始レベルに到達するまで増大し始め、電源電圧検出回路１０は制御 回路１をオン状態にする。オン状態では、制御回路１は、少なくとも所定の時間 の間制御パルスＶd を発生させ、制御回路１は、入力電流Ｉs よりおおきい電源 電圧入力部Ｔ２からの電源電流Ｉccを取り出す。この際、制御回路１は、電源電 圧Ｖccがオフレベルまで再び減少するまで制御パルスを発生させることができる 、等々。電源は、制御回路１がオフ状態及び短期間のオン状態と交互になるバー ストモード中作動する。 図１及び２による実施の形態は、上記基本原理の他の精緻も示す。 図１は、スタンバイモード中のスタンバイ電圧Ｖo1の最大値を制限するととも に作動モード中の作動電圧Ｖo2を安定させる電源の実施の形態を示す。スタンバ イ電圧Ｖo1を制限するために、既に説明した電圧クランプ回路２ｂを、第１整流 ダイオードＤ１とグランドとの間に配置する。光結合ダイオードＤo を、光結合 トランジスタＴroに光学的に結合する。光結合トランジスタＴroは、制御回路１ の電源電圧入力部Ｔ２に結合したコレクタと、帰還電圧Ｖfbを第３抵抗Ｒ３を介 して制御回路１の検出入力部Ｔ３に供給するエミッタとを有する。光結合トラン ジスタＴro及び第３抵抗Ｒ３の直列配置は、帰還ネットワーク２ａ，２ｂの第１ 部分２ａを構成する。パルス制御回路１２によってスタンバイモード中制御パル スＶd を発生させる間、スタンバイ電圧Ｖo1が増大する。チェナーダイオードＺ １のチェナー電圧によって決定された最大値までスタンバイ電圧Ｖo1が増大する と、電流が光結合ダイオードＤo を流れはじめ、光結合ダイオードＤo が発光す る。光結合トランジスタＴroが導通しはじめ、検出入力部Ｔ３の電圧は、更に制 御パルスＶd を発生させないように検出回路１３がパルス制御回路１２に指示す る検出レベルまで増大する。スタンバイ電圧Ｖo1はこの際再び減少しはじめる。 電源電圧Ｖccは、オフレベルに到達するまで減少しつづけ、制御回路１はオフ状 態にされる。この際、電源電圧Ｖccは再び増大しはじめる、等々。制御パルスＶ d を発生させる期間は、開始レベルに到達する瞬時に開始し、スタンバイ電圧Ｖ o1が最大レベルに到達する瞬時に終了する。このようにして、制御パルスの発生 は、帰還ネットワーク２ａ，２ｂによってスタンバイ電圧Ｖo1の最大値に到達す る際にスタンバイ電圧Ｖo1を更に増大させない際に影響が及ぼされる。スタンバ イ電圧Ｖo1の最大値を、作動電圧Ｖo2のようなスタンバイ電圧Ｖo1に関連した電 圧又はスタンバイ電圧Ｖo1以外のテイクオーバ電圧Ｖo3に帰還ネットワーク２ａ ，２ｂを接続することによって制限することもできる。 電源の作動モード中、作動電圧Ｖo2を、電源の１次側の帰還によって安定させ ることができる。このために、第５ダイオードＤ５及び可変抵抗Ｒv の直列配置 を、制御入力部Ｔ１と電源巻線Ｌs との間に配置する。第５ダイオードＤ５のア ノードを、第３整流ダイオードＤs のアノードに結合し、第５ダイオードＤ５の カソードを、可変抵抗Ｒv の第１端子に結合する。可変抵抗Ｒv は、制御入力部 Ｔ１に結合したワイパと、第１アースに結合した第２端子とを有する。第５ダイ オードＤ５のアノードを、帰還情報Ｖf を円滑にする第５キャパシタＣ５を介し て第１アースに結合する。電源巻線Ｌs から生じたテイクオーバ電圧Ｖo3は、テ イクオーバ電圧Ｖo3及び関連の作動電圧Ｖo2を一定に維持する制御回路１１を介 した（周期的に発生する）制御パルスＶd のオンタイム及びオフタイムに影響を 及ぼす。例えば、第５ダイオードＤ５の接合点を接続し及び他のスイッチ（図示 せず）によって可変抵抗Ｒv を他の抵抗を介して制御入力部Ｔ１に接続すること により、帰還を行うことによってこの場合テイクオーバ電圧Ｖo3を減少させると 、電源がスタンバイモードに到達するのも明らかである。 図２は、スタンバイモード中スタンバイ電圧Ｖo1の最大値を制限するとともに 作動モードで作動電圧Ｖo2を安定させる電源の他の実施の形態を示す。スタンバ イ電圧Ｖo1を制限するために、電圧クランプ回路２ｂ’を、第１整流ダイオード Ｄ１のカソードとグランドとの間に配置する。電圧クランプ回路２ｂ’は、光結 合ダイオードＤo と、チェナーダイオードＺ１と、第２抵抗Ｒ２との直列配置を 具える。光結合ダイオードＤo のアノードを、第１ダイオードＤ１のカソードに 結合する。チェナーダイオードＺ１のカソードを、光結合ダイオードＤo のカソ ードに結合する。第７抵抗Ｒ７を、チェナーダイオードＺ１の両端間のチェナー 電圧をより安定させるようチェナーダイオードＺ１のバイアス電流を発生させる ために、光結合ダイオードＤo に並列に配置する。光結合ダイオードＤo を、光 結合トランジスタＴroに光学的に結合する。光結合トランジスタＴroは、制御回 路１の電源電圧入力部Ｔ２に結合したコレクタと、第３抵抗Ｒ３を介して制御回 路１の制御入力部Ｔ１に結合したエミッタとを有する。第５抵抗を、光結合トラ ンジスタＴroに流れる電流を調整するために、光結合トランジスタＴroのエミッ タと第１アースとの間に配置する。第６抵抗を、制御回路１１の利得係数を調整 するために、制御入力部Ｔ１と制御回路１１の他の入力部との間に配置する。光 結合トランジスタＴro及び第３抵抗Ｒ３の直列配置は、帰還ネットワーク２ａ， ２ｂ’の第１部分２ａを構成する。光結合ダイオードＤo のカソードを、第１抵 抗Ｒ１を介して可制御電源６（例えば、モトローラ社のTL431）の出力部にも結 合する。可制御電源６は、差動増幅器６０及びチェナーダイオード６１を具える 。差動増幅器６０は、可変抵抗Ｒv のワイパに結合した反転入力部と、チェナー ダイオード６１のカソードに結合した非反転入力部と、第１抵抗Ｒ１に結合した 出力部とを有する。チェナーダイオードＺ１のアノードを接地する。可変抵抗Ｒ v は、接地した一端と、作動電圧Ｖo2を受信するよう結合した他端とを有する。 電源のスタンバイモード中、作動電圧Ｖo2は非常に低く、可制御電源６は、光 結合ダイオードＤo を流れる電流に任意の影響を及ぼさない。スタンバイモード 中パルス制御回路１２によって制御パルスＶd を発生させる間、スタンバイ電圧 Ｖo1は増大する。チェナーダイオードＺ１のチェナー電圧及び光結合ダイオード Ｄo の両端間の順電圧によって決定された最大値までスタンバイ電圧Ｖo1が増大 すると、光結合ダイオードＤo は発光する。その結果、光結合トランジスタＴro は導通を開始し、制御入力部Ｔ１の電圧が増大し、制御回路１は、変成器Ｔへの エネルギーの供給を減少させて、スタンバイ電圧Ｖo1を安定させる。エネルギー の供給の減少は、例えば、第１スイッチＳ１のオンタイム及びオフタイムを減少 させることにより、又は、制御パルスＶd の周波数を減少させることにより可能 になる。同時に、電源電圧Ｖccは、オフレベルに到達するまで減少しつづけ、制 御回路１はオフ状態にされる。この際、電源電圧Ｖccは再び増大しはじめる、等 々。制御パルスＶd を発生させる期間は、開始レベルに到達する瞬時に開始し、 電源電圧Ｖccがオフレベルに到達する瞬時に終了する。このようにして、スタン バイ電圧Ｖo1を更に増大させないための制御パルスの発生は、帰還ネットワーク ２ａ’，２ｂ’を介してスタンバイ電圧Ｖo1の最大値に到達する際に影響が及ぼ される。この際、スタンバイ電圧Ｖo1の最大値は、作動電圧Ｖo2のようなスタン バイ電圧Ｖo1に関連した電圧又はスタンバイ電圧Ｖo1以外のテイクオーバ電圧Ｖ o3に帰還ネットワーク２ａ’２ｂ’を接続することによっても制限される。スタ ンバイ電圧Ｖo1を安定させることの利点は、スタンバイ電圧Ｖo1のリップルを小 さく維持することができる点であり、制御パルスＶd を長期間発生させても、ス タンバイ電圧Ｖo1を安定させる際の安定化回路３の損失をより小さくすることが できる。 電源の作動モード中、作動電圧Ｖo2を、可制御電源６を介して光結合ダイオー ドＤo を流れる電流に影響を及ぼすことによって安定させる。制御回路１として モトローラ社のIC MC 44603 を用いる場合、作動電圧Ｖo2を高くすると、可制御 電源６の両端間の電圧が低くなり、したがって光結合ダイオードＤo を流れる電 流が大きくなり、同時に、光結合トランジスＴroから制御入力部Ｔ１に供給され る帰還電圧Ｖfbが増大し、制御回路１はスイッチＳ１のオンタイムを減少させる 。制御回路１に対して相違するICを用いる場合、相違する極性の帰還電圧Ｖfbが 必要となるおそれがある。この際、例えば、他のスイッチ（図示せず）により他 の抵抗を介して作動電圧Ｖo2を可制御電源６の反転入力部に接続することによっ て帰還経路を作動させることにより、この場合テイクオーバ電圧Ｖo3を減少させ る場合、電源がスタンバイモードに到達することも明らかである。 図２において、抵抗Ｒy をスイッチＳ１に直列に挿入する。この抵抗Ｒy の両 端間の電圧を、１次巻線Ｌp を流れる電流の目安とする。パルス制御回路１２は 、既知の方法で１次巻線を流れるピーク電流を制御するために抵抗Ｒy の両端間 の電圧を受信する入力部を有する。このようにして、スタンバイモード中、ピー ク電流を、変成器の可聴ノイズに煩わされるのを回避するのに必要なレベルより 下に保持することができる。 図３ａ，３ｂ，３ｃ及び３ｄは、スタンバイモード中の図１の本発明の実施の 形態の動作を説明する定型図を示す。図３ａはスタンバイ電圧Ｖo1の変動を示し 、図３ｂは制御回路１の電源電圧Ｖccの変動を示し、図３ｃは制御パルスＶd を 示し、図３ｄは電源電流Ｉccの変動を示す。瞬時t0の前では、制御回路１はオン 状態であり、スタンバイ電圧Ｖo1が上昇し、電源電圧Ｖccは減少する。瞬時ｔ1 において、電源電圧Ｖccはオフレベル電圧Ｖoff まで減少し、制御回路１はオフ 状態となり、この状態では、電源電圧Ｖccは増大し（電源電流Ｉccは、入力電流 Ｉs より小さい値Ｉccoff を有する。）、スタンバイ電圧Ｖo1は減少する。電源 電圧Ｖccは、瞬時t2で開始レベルＶonに到達するまで増大し、制御回路１は、制 御パルスＶd の発生を開始させる。その結果、スタンバイ電圧Ｖo1は増大し、電 源電圧Ｖccは減少する（この際、電源電流Ｉccは、入力電流Ｉs より大きい値Ｉ cc_onを有する。）。瞬時t0’において、スタンバイ電圧Ｖo1は最大値Ｖmax まで 増大し、この状態では、光結合ダイオードＤo が電流を導通しはじめるとともに 制御回路１の検出入力部Ｔ３の電圧が検出レベルより上に増大する。検出回路１ ３は、パルス制御回路１２によって、他の制御パルスVd の発生を停止させる。 スタンバイ電圧Ｖo1は減少しはじめ、電源電圧Ｖccは、オフレベルＶoff に到達 するまで減少し、次のサイクルが再び開始する。 図４ａ，４ｂ及び４ｃは、スタンバイモード中の図２の本発明の実施の形態の 動作を説明する時間ダイヤグラムを示す。図４ａは、スタンバイ電圧Ｖo1の変動 を示し、図４ｂは、電源電源電圧Ｖccの変動を示し、図４ｃは制御パルスＶd を 示す。瞬時t0の直前において、制御回路１はオン状態となり、制御パルスＶd を 発生させ、スタンバイ電圧Ｖo1が安定にされ、電源電圧Ｖccが減少する。瞬時t1 では、電源電圧Ｖccはオフレベル電圧Ｖoff まで減少し、制御回路１はオフ状態 となり、この状態では、電源電圧Ｖccは増大し、スタンバイ電圧Ｖo1は減少する 。電源電圧Ｖccは、瞬時t2で開始レベルＶonに到達するまで増大し、その後、制 御回路１は、制御パルスＶd の発生を開始させ、スタンバイ電圧Ｖo1は増大し、 電源電圧Ｖccは減少する。瞬時t0’において、スタンバイ電圧Ｖo1は最大値Ｖma x まで増大し、この状態では、光結合ダイオードＤo が電流を導通しはじめると ともに、制御回路１の検出入力部Ｔ１の電圧は、スタンバイ電圧Ｖo1を安定させ るアクティブとなる。したがって、スタンバイ電圧Ｖo1はほぼ一定に保持され、 電源電圧Ｖccは、オフレベルＶoff に到達するまで減少しつづけ、次のサイクル が再び開始する。 図５は、切替モード電源回路の第２部分の一部の変形例を示す。図５に図示し た電源の第２部分を、図２に図示した第２部分の代わりとする。簡単のために、 第１抵抗１と、可制御電源６と、可変抵抗Ｒv とを具える帰還ネットワークを省 略する。抵抗Ｒs2を、一方向性スイッチＳ２に直列に配置して、電源が作動モー ドからスタンバイモードに変化する間に電流を制限することができる。一方向性 スイッチＳ２の電流も、オフ回路５及びソフトスタート回路１１，１２によって 制限することができる。ソフトスタート回路を、制御回路１１及びパルス制御回 路１２で構成し、例えば、制御パルスＶd のデューティサイクルを制限して、時 間ごとに短期間のみスイッチＳ１を閉じることができるようにする。 オフ回路５は、光結合ダイオードＤo のカソードとバイポーラｎｐｎトランジ スタＴr1のコレクタとの間に結合した第３抵抗Ｒ３を具え、そのエミッタを接地 し、そのベースも、抵抗Ｒ４を介して接地する。バイポーラｎｐｎトランジスタ Ｔr1のベースを、第５キャパシタＣ５を介して、第５抵抗Ｒ５の正電圧を付与し た側と反対側と第３スイッチＳ３の接地した側と反対側との接合点にも接続する 。第３スイッチＳ３は、スタンバイモード表示信号Ｖs に結合した切替入力部を 有する。スタンバイモード表示信号Ｖs がアクティブとなると、第３スイッチＳ ３は開かれる。第５抵抗Ｒ５及び第５キャパシタＣ５を介して、バイポーラｎｐ ｎトランジスタＴr1は、第５キャパシタＣ５を充電するのに必要な所定の期間導 通を開始する。導通した第１トランジスタＴr1によって大電流が光結合ダイオー ドＤo に流され、これにより、図２を参照して説明したように大電流が光結合ト ランジスタＴroに流れはじめる。光結合トランジスタＴroの大電流のために、（ スイッチＳ１がもはや閉じられていない）所定の時間周期中、制御パルスＶd に 、零のデューティサイクルが安定制御回路１１によって付与される。所定の期間 は、少なくとも、オン状態の制御回路１の電源電圧Ｖccがオフレベル（又はオフ レベルよりやや上のレベル）まで減少するような長時間の間継続する必要がある 。このレベルに到達すると、ソフトスタート回路１１，１２を先ず初期状態にし 、次いで制御回路１をオフ状態にし、同時に電源電圧Ｖccが増大しはじめる。開 始レベルに到達すると、制御回路１は、ソフトスタート回路１１，１２の制御下 で制御パルスＶd を発生させる。初期状態のソフトスタート回路１１，１２は、 １次巻線Ｌp 及び２次巻線Ｌs1，Ｌs2に小さいピーク電流を発生させる。次いで 、ソフトスタート回路１１，１２はデューティサイクルをゆっくり増大させる。 時間に対する所望の変動に応じてこのピーク電流を増大させるために１次巻線Ｌ p で測定されたピーク電流変動を用いることにより、小さいデューティサイクル を正確に制御することができる。 第６ダイオードＤ６及び第６キャパシタＣ６の並列配置を、サイリスタＳ２の カソードと切替入力部との間に結合する。第６ダイオードＤ６のアノードを、サ イリスタＳ２のカソードに結合する。第６キャパシタＣ６により、電源電圧Ｖcc がオフレベルに到達する前にサイリスタＳ２が導通を開始しないようにする。こ の際、制御回路は、サイリスタが導通を開始する瞬時に任意の制御パルスＶd を 発生させない。サイリスタＳ２を、制御回路１がオン状態に到達する瞬時に閉じ る必要がある。 スタンバイモード表示信号Ｖs がアクティブとなると、図１に図示したように 光結合トランジスタＴroを検出入力部Ｔ３に結合した場合、オフ回路５によって 、制御パルスＶd の発生を瞬時に中止する。検出回路１３は、オフレベルに到達 するまで制御パルスＶd の発生を抑制する。この際、キャパシタＣ５によって決 定された期間は、制御パルスＶd の抑制に関してもはや重要ではない。しかしな がら、この所定の期間は、より急速にオフレベルに到達するのに重要である。実 際には、光結合トランジスタＴroを流れる大電流により、電源電圧Ｖccをより急 速に減少させる。 図６は、本発明による切替モード電源回路に設けた画像表示装置の一部のブロ ック図である。入力回路Ａは、交流電圧Ｖac（例えば幹線電圧）を受信し、直流 電圧Ｖdcを、（電源とも称する）切替モード電源回路Ｂに供給する。電源Ｂは、 スタンバイ電圧Ｖo1を作動手段Ｄ（例えば、マイクロコンピュータ）に供給し、 かつ、作動電圧Ｖo2をアドレス指定回路Ｃに供給する。アドレス指定回路Ｃは、 表示すべき画像情報Ｐi の位置を決定するために表示ユニットＥを制御する。作 動手段は、（例えば、ユーザによって付与された）作動コマンドＣc を受信し、 スタンバイモード表示信号Ｖs を電源Ｂに供給し、かつ、作動情報Ｃi を（例え ば、表示された画像情報Ｐi の明るさ制御用の図示しない）他の回路に供給する 。画像表示装置の作動モードにおいて、電源Ｂは、（例えば、１４０Ｖの）作動 電圧Ｖo2と（例えば、５Ｖの）スタンバイ電圧Ｖo1の両方を発生させ、同時に、 アドレス指定回路Ｃ及び作動手段Ｄはアクティブである。スタンバイモード中、 スタンバイ電圧Ｖo1が維持され、作動電圧Ｖo2は、スタンバイ電圧Ｖo1（例えば 、７Ｖ）にほぼ等しい値まで減少させる。スタンバイモード中に最小電力消費に 到達するために、スタンバイモード中のアドレス指定回路Ｃが作動電圧Ｖo2から 任意の電力を消費しないように（又は、非常に小さい電力を消費するように）す る必要がある。これは、作動電圧Ｖo2を緩和するすなわちこの電圧をイナクティ ブにするためにアドレス指定回路Ｃに任意の特別の（高価な）装備を用いる必要 なく、作動電圧Ｖo2を相当減少させるために、可能となる。作動手段Ｄは、スタ ンバイモード中アクティブのままであって、所望の場合には、画像表示装置を作 動モードにすることができる。 図７は、始動レベルＶon及びオフレベルＶoff との間の差を減少させる影響を 図示した時間ダイヤグラムを示す。図７Ａは、制御回路１によって受信した電源 電圧Ｖccを示す。図７Ｂは、スタンバイ電圧Ｖo1を示す。Ｖonを始動レベルとし 、Ｖoffnを、ノーマル動作モードで用いられるノーマルオフレベルとし、Ｖoffs を、始動レベルＶonとノーマルオフレベルＶoffnとの間のレベルで選定した新た なスタンバイオフレベルとする。電源電圧Ｖccが始動レベルＶonとノーマルオフ レベルＶoffnとの間で変動するスタンバイモード中、図７Ａ及び７Ｂの破線に示 すように、制御パルスＶd を長時間t2〜t0’の間発生させず、スタンバイ電圧Ｖ olをＶmax からＶminlまで降下させる。電源電圧Ｖccが始動レベルＶonとスタン バイオフレベルＶoffsとの間で変動するスタンバイモードにおいて、実線で示し たように、制御パルスＶd を短期間t1〜t3の間発生させず、スタンバイ電圧Ｖo1 をＶmax からＶminsまで降下させる。スタンバイ電圧Ｖo1のリップルを最小にす る代わりに、より小さい円滑キャパシタＣ１をスタンバイ電圧Ｖo1に接続するこ ともできる。 図８は、電源がノーマル作動モードからスタンバイモードに遷移することを表 す時間ダイヤグラムを示す。図８Ａは、電源電圧Ｖccを示し、図８Ｂは、スタン バイ電圧Ｖo1を示す。電源は、ノーマル作動モードからスタンバイモードへの所 望の遷移を表す命令（スタンバイモード表示信号）を遷移瞬時ttで受け取る。瞬 時ttの前では、電源はノーマル作動モードであり、電源電圧Ｖccは、テイクオー バ電圧Ｖo3によって決定された値Ｖccn を有する。値Ｖccn は、ノーマルオフレ ベルＶoffnと始動レベルＶonとの間に存在する必要があり、その結果、制御回路 １は、オン状態となり、かつ制御パルスＶd を連続的に発生させる。一例として 、値Ｖccn がスタンバイオフレベルＶoffsより下で近接していると仮定される（ Ｖccn はＶoffnより上の任意の値を有することができる。）。 特別な装備なしで、制御回路１は、遷移瞬時tt後制御パルスＶd を発生させつ づけ、電源電圧Ｖccは減少しはじめる。図８Ａの破線参照。電源のノーマル動作 モード中、制御回路１が、電源電圧Ｖccが開始レベルＶonに到達する瞬時のみ電 源が作動する必要があるモードを検査する、と仮定される。したがって、ノーマ ルオフレベルＶoffnはアクティブのままである。電源電圧Ｖccがノーマルオフレ ベルＶoffnに到達し、制御回路１がオフ状態に変化し、その後電源電圧Ｖccは、 瞬時t5でオンレベルＶonに到達するまで増大しはじめる。この際、制御回路１は 、オン状態に変化し、スタンバイモードへの遷移を開始する必要があることを検 出する。したがって、ノーマルオフレベルＶoffnを、スタンバイオフレベルＶof fsに変化させる。瞬時t3とt5との間の期間中、制御回路１はオフ状態であり、ス タンバイ電圧Ｖo1は、最小電圧Ｖmin1まで減少する。図８Ｂの破線参照。 好適な実施の形態では、制御回路１は遷移瞬時ttでオフ状態となるように強い られ、電源電圧Ｖccは瞬時的に上昇を開始し、瞬時t1でオンレベルＶonに到達す る。図８Ａの実線参照。この場合、電源は短期間tt〜t1内でスタンバイモードに 変わり、スタンバイ電圧Ｖo1は、この短期間中にのみ減少し、したがって、非常 に小さい電圧下降Ｖminsを示す。図８Ｂの実線参照。 制御回路１は、スタンバイモードへの遷移を実行する必要があるか否か各アク ティブサイクルで検査することができる。このような遷移が検出された場合、ノ ーマルオフレベルＶoffnを、スタンバイオフレベルまで瞬時的に変化させる。し かしながら、このようなシステムは妨害の影響を受けやすい。 図９は、電源のスタンバイモードからノーマル作動モードへの遷移を表す電源 電圧Ｖccの時間ダイヤグラムを示す。電源電圧は、スタンバイモードからノーマ ル作動モードへの所望の遷移を表す命令を遷移瞬時tt’又はttで受信する。遷移 瞬時tt’又はttの前では、電源はスタンバイモードであり、電源電圧Ｖccは、始 動電圧ＶonとスタンバイオフレベルＶoffsとの間で変動する。 制御回路１がオフ状態である期間中、瞬時tt’で命令が生じた場合、制御回路 １は、瞬時t1で始動レベルＶonに到達するまでオフ状態のままである。ここで、 制御回路は、オン状態に入り、電源電圧がモードを変える必要があるか否か検査 する。この場合、制御回路１は、ノーマル作動モードに入ったことを検出し、そ の結果、スタンバイオフレベルＶoffsをノーマルオフレベルＶoffnまで低下させ 、制御パルスＶd を発生させはじめる。電源電圧Ｖccは減少しはじめ、テイクオ ーバ電圧Ｖo3は増大しはじめる。テイクオーバ電圧Ｖo3は、瞬時t3の前に関連の 電源電圧ＶccがノーマルオフレベルＶoffnより上となるような値に到達する必要 がある。そうでない場合、制御回路１は瞬時t3でオフ状態に変化し、電源はサイ クル内のノーマル作動モード中作動しない。これにより、不所望な降下がスタン バイ電圧Ｖo1に生じる。その結果、テイクオーバ電圧Ｖo3が瞬時t1とt3との間の 期間内で非常に急速に増大するので、電源電圧ＶccがノーマルオフレベルＶoffn より上にあるのが好ましいことは、既に説明したように明らかである。図９にお いて、電源電圧Ｖccは、瞬時t2でレベルＶccnに到達する。 ここで、スタンバイオフレベルＶoffsに到達する瞬時の直前の瞬時ttで命令が 発生すると仮定する。スタンバイ中の制御回路１のオン状態において、制御回路 １は、電源がノーマル作動モードに変化する必要があるか否か継続的に検査する 。ノーマル作動モードへの変化を表す命令が瞬時ttで検出されるので、制御回路 １は、スタンバイオフレベルＶoffsからノーマルオフレベルＶoffnに変化する。 これにより、制御回路１はアクティブのままとなり、その結果電源電圧Ｖccは更 に減少する。テイクオーバ電圧Ｖo3は、瞬時ttで増大しはじめ、瞬時t5の前で再 び十分高くなる必要があり、その結果、電源を１サイクル始動させるためにテイ クオーバ電圧Ｖo3を利用できる時間はこの際、以前の場合より短い周期t4〜ttと なる。スタンバイモード中、制御回路１がオフレベルＶoff に適合するだけでな く、変成器のピーク電流を、変成器によって発生したノイズを所望のレベルより 下に保持するように制限し、スロースタートオプションを不作動状態にする。制 御回路１がノーマル作動モードに変化する瞬時では、ピーク電流の制限をオフに 切り替え、スロースタートオプションを作動状態にする必要がある。 スタンバイ電圧が瞬時tt以前で最大レベルに到達する場合、電源の一実施の形 態では、制御パルスＶd の発生を停止させる。その結果、スタンバイ電圧Ｖo1に 大きな低下が生じる始動レベルＶonに到達するまで制御パルスＶd を発生させな い。 好適な実施の形態では、制御回路１は遷移瞬時ttでオフ状態に強いられる。電 源電圧Ｖccは瞬時的に上昇しはじめ、瞬時t6でオンレベルＶonに到達する。図９ の実線参照。ここで、制御回路１は、オン状態に変化し、電源がノーマル作動モ ードで更に作動することを検出する。電源電圧Ｖccは瞬時t6で増大しはじめ、テ イクオーバ電圧Ｖo3を、ノーマルオフレベルに到達する瞬時t7の前で十分高くす る必要がある。このようにして、テイクオーバ電圧Ｖo3を最大時間利用して、電 源を１サイクル開始させるのに十分高い値に到達させる。 図１０は、検出された電源の遷移に応答して制御回路１をオフ状態に切り替え る回路を示す。スタンバイモード表示信号Ｖs を、図５に図示したのと同一素子 を具えるオフ回路５に供給する。オフ回路５の抵抗Ｒ３を、光結合ダイオードＤ o のカソードに接続する。電圧クランプ回路２ｂ”は、光結合ダイオードＤo 、 チェナーダイオードＺ１、第２抵抗Ｒ２及びスイッチＳ４の直列配置を具える。 光結合ダイオードＤo のアノードを、スタンバイ電圧Ｖolを受信するために第１ ダイオードＤ１のカソードに結合する。チェナーダイオードＺ１のカソードを、 光結合ダイオードＤo のカソードに結合する。スイッチＳ４を、抵抗Ｒ２と第１ アースとの間に結合し、これは、スタンバイモード表示信号Ｖs を受信する制御 入力部を有する。抵抗Ｒx を、上記直列配置に並列に接続する。 光結合ダイオードＤo に光学的に結合した光結合トランジスタＴroは、電源電 圧Ｖccに結合したコレクタと、抵抗Ｒ６を介して第２アースに接続したエミッタ とを有する。光結合トランジスタＴroのエミッタを、電圧検出回路１０の一部と した決定回路１４の入力部１１にも接続する。決定回路１４はコンパレータ１０ ２を具え、このコンパレータ１０２は、基準電圧Ｖref2に接続した反転入力部と 、抵抗１０４を介して入力部１１に接続した非反転入力部と、モード表示信号Ｍ ｉを発生させる出力部と、スイッチ１１３を介して電圧Ｖb を発生させるように 結合した他の入力部とを有する。コンパレータ１０２の非反転入力部を、抵抗１ ０５及びスイッチ１０１の直列配置を介して接地し、スイッチ１０１を、モード 表示信号Ｍi によって制御する。セット−リセットフリップフロップ１０７は、 インバータ１０８を介してコンパレータ１０２の出力信号を受信するリセット入 力部Ｒe1と、電源電圧Ｖccが始動レベルＶonに到達したことを表す信号Ｏnlを受 信するセット入力部Ｓ１と、スイッチ１１３を制御する出力部Ｄ１とを有する。 コンパレータ１０３は、基準電圧Ｖref3を受信する反転入力部と、モード表示信 号Ｍi によって制御されるスイッチ１００を介して入力部１１に接続するととも に抵抗１０６を介してＶf を発生させる決定回路１４の出力部０１に接続した非 反転入力部と、ＯＲゲート１０９の第１入力部に接続した出力部とを有する。Ｏ Ｒゲート１０９は、モード表示信号Ｍi を受信する第２入力部を有する。セット −リセットフリップフロップ１１０は、ＯＲゲート１０９の出力部に接続したセ ット入力部Ｓ２と、信号Ｏnlを受信するリセット入力部Ｒe2と、ＡＮＤゲート１ １２の第１入力部に接続した出力部Ｄ２とを有する。ＡＮＤゲート１１２は、イ ンバータ１１１を介してモード表示信号Ｍi を受信する第２入力部と、オフ信号 Ｏf 発生させる出力部とを有する。 図１０の回路の動作を説明するために、電源のノーマル作動モードへの始動、 ノーマル作動モード、ノーマル作動モードからスタンバイモードへの遷移、スタ ンバイモード及びスタンバイモードからノーマル作動モードへの遷移を順次説明 する。 ノーマル作動モードに始動させるに当たり、電流が光結合トランジスタＴroに 流れない。制御回路がアクティブでない間、スイッチ１００及び１０１を開き、 抵抗Ｒ６は、入力部１１の電圧が低くなるよう保証する。電源電圧Ｖccが始動レ ベルＶonに到達するとすぐに制御回路１がアクティブとなり、同時に、スイッチ １００は開いた状態となり、かつ、スイッチ１０１及び１１３は閉じた状態とな る。コンパレータ１０２の出力は、入力部１１の電圧がローの間はロー状態であ る。したがって、モード表示信号Ｍi は、ノーマル作動モードを表すローレベル を有し、したがって、ノーマルオフレベルＶoffnが選択される。モード表示信号 Ｍiがローレベルになると、インバータ１０８及びフリップフロップ１０７を介 したスイッチ１１３が開き、したがって、コンパレータ１０２は、不作動状態と なり、その出力部でローレベルを発生させるように保持する。ローモード表示信 号Ｍi により、スイッチ１００が閉じられるとともにスイッチ１０１が開かれる 。光結合トランジスタＴroの電流は、スイッチＳ１の切替を制御する制御回路１ １によって使用すべき決定回路１４の出力部０１に完全に供給されて、作動電流 Ｖo2を安定させる。 電源のノーマル作動モード中、スタンバイモード表示信号Ｖs 及びオフ回路５ はイナクティブである。光結合ダイオードＤo を流れる電流は、図２に図示した ように作動電圧Ｖo2を安定させるためにこの作動電圧Ｖo2によって決定する。ノ ーマル作動モード中に光結合トランジスタＴroを流れる最大電流、抵抗１０６の 値、及び基準電圧Ｖref3の値を、コンパレータ１０３がその出力部でローレベル を発生させるように選択する。コンパレータ１０３の出力電圧がローであるので 、フリップフロップ１１０の出力部Ｄ２はローのままであり、オフ信号Ｏf がロ ーとなり、これは、制御回路をオフ状態に切り替える必要がないことを表す。決 定回路１４は、ノーマル作動モード中、既に説明したような状態のままである。 コンパレータ１０３の非反転入力部の電圧が基準電圧Ｖref3を超えるような大電 流が光結合トランジスタＴroを流れることをコンパレータ１０３が検出した場合 、状況が変化し、この場合、スタンバイモードへの遷移が望ましい。信号Ｏnlは 、電源電圧Ｖccが始動レベルＶonに到達する瞬時にハイとなる。ノーマル作動モ ード中、電源電圧Ｖccは、テイクオーバ電圧Ｖo3によって決定され、オンレベル Ｖonを絶対に超えない。 ここで、ノーマル作動モードからスタンバイモードへの遷移を説明する。オフ 回路５は、スタンバイモード信号Ｖs がアクティブになるとすぐに、所定の期間 中、光結合ダイオードＤo を流れる大電流を発生させる。これにより、スイッチ １００が閉じられるとともにスイッチ１０１が開かれるので、光結合トランジス タＴro及び抵抗１０６に大電流が流れる。コンパンレータ１０３の出力はハイと なり、フリップフロップはセットされる。コンパレータ１０２が不作動のままで あるので、その出力はローのままである。ＡＮＤゲート１１２は両方の入力部で ハイレベルを受信し、したがって、ハイレベルのオフ信号Ｏf を発生させる。ハ イレベルのオフ信号Ｏf により、瞬時的に制御回路１をオフ状態に切り替える。 電源電圧Ｖccが始動レベルＶonに到達するとすぐに、スタンバイモードへの遷移 が完了する。この瞬時において、信号Ｏnlはハイとなり、フリップフロップ１０ ７はセットされ、コンパレータ１０２はアクティブとなる。スタンバイモード中 、閉じられたスイッチＳ４によって光結合ダイオードＤo に電流が流れる。この 電流は、電源が調整されない間は抵抗Ｒx によって決定される。また、電流は、 電源が調整される期間中にはチェナーダイオードＺ１によって決定される。光結 合トランジスタＴroを流れる関連の電流によって出力部１１の電圧が非常に高く なるので、コンパレータ１０２の出力がハイレベルに変わり、スイッチ１００が 開かれ、スイッチ１０１が閉じられ、かつ、フリップフロップ１１０がセットさ れる。ハイモード表示信号Ｍi はスタンバイモードを表し、その結果、スタンバ イオフレベルＶoff が選択される。信号Ｏf はローレベルを有する。スイッチ１ ００が開かれるので、コンパレータ１０３はローレベルを発生させ、基準電圧Ｖ ref3は、非反転入力部の電圧より高く保持される。オプトカプラＤo，Ｔroを用 いて電源の２次側から１次側に情報を転送し、ａ）ノーマル作動モード中電源の 出力電圧を安定させ、ｂ）電源をスタンバイモード作動に変更する必要があるこ とを表し、ｃ）電源をスタンバイモード作動のままにする必要があることを表し 、ｄ）所望の場合には、スタンバイモード中電源の出力電圧を安定させることは 、既に説明したように明らかである。 ここで、スタンバイモードからノーマル作動モードへの遷移を説明する。 先ず、スタンバイモード表示信号Ｖs がノーマル作動モードへの変化を表す瞬 時に制御回路がオフ状態（電源電圧Ｖccが上昇する。）である状況における図１ ０に図示した回路の作動を説明する。スイッチＳ４が開き、かつ、光結合トラン ジスタＴroが零まで降下する。電源電圧Ｖccは、始動レベルＶonに到達するまで 上昇しつづける。その後、全く同様な状況が、ノーマルモードへの始動の際に、 既に説明したように発生する。 次いで、スタンバイモード表示信号Ｖs がノーマル作動モードへの変化を表す 瞬時において制御回路１がオン状態（電源電圧Ｖccが下降する。）である場合の 作動を説明する。スイッチＳ４が開き、かつ、光結合トランジスタＴroが零まで 降下する。アクティブのままであるコンパレータ１０２は、入力部１１でロー電 圧を検出し、ローレベルモード表示信号Ｍi を発生させる。（スタンバイモード 中、上記参照）インバータ１１１を介したローレベルモード表示信号Ｍi 及び既 にセットされたフリップフロップ１１０により、オフ信号Ｏf はハイレベルに変 化して、制御回路をオフ状態に瞬時的に切り替える。 上記実施の形態を本発明の範囲内で変更できることは明らかである。例えば、 スイッチＳ１を、例えばバイポーラトランジスタにすることもできる。オプトカ プラを、例えばパルス変換器のような幹線分離によって情報を伝送することがで きる他の素子に置き換えることができる。パルス変換器を用いる場合、明らかな 変更を、帰還回路２ａ，２ｂ；２ａ’，２ｂ’で実現する必要がある。幹線分離 が必要でない場合、単巻変圧器を用いることができる。スイッチＳ１を、サイリ スタのような相違する半導体切替素子とすることもできる。 本発明の態様を次のように要約することができる。スタンバイモード中、本発 明による切替モード電源回路を、非常に高い効率でスタンバイ電圧Ｖo1を発生さ せるために２次電圧Ｖo1，Ｖo2を減少させたバーストモード中に作動させること ができる。電源のノーマル作動モード中、制御回路１は、電源から発生した電源 電圧Ｖccによってオン状態に維持される。制御回路１は、電源電圧を切り変える 制御パルスＶd を発生させる。他の任意の設備なしで、制御パルスＶd を発生さ せないオフ状態に制御回路１が到達しない程度に、制御回路１に対して発生させ た電源電圧Ｖccを減少させることにより、バーストモードを獲得する。スタンバ イモード中、電源手段４から制御回路１に電流を供給する。オフ状態中、制御回 路１は、電源手段４が発生させることができる電流より小さい電源電流Ｉccを電 源手段４から取り出し、電源電圧Ｖccは、制御回路１がオン状態に到達するまで 増大し、かつ、制御パルスＶd を発生させはじめる。オン状態中、制御回路１は 、電源手段４が発生させることができる電流より大きい電流を取り出し、電源電 圧Ｖccは、制御回路１が再びオフ状態に到達するまで減少する。このようにして 、スタンバイモードの電源は、第１期間中時間ごとにアクティブとなり、第２期 間中イナクティブとなる。電源電圧をスタンバイモードにする前に、制御回路１ から発生した電源電圧Ｖccは、２次電圧Ｖo1，Ｖo2も減少させるように減少させ る。 これまで説明した実施の形態は本発明を制限するために説明したものではなく 、当業者は、請求の範囲を超えることなく多数の変形例を考えだすことができる 。請求の範囲に含まれた括弧間の参照符号は、これら請求の範囲の限定として説 明すべきではない。本発明、特に制御回路１を、相違する素子を有するハードウ ェアで、及び／又は、適切にプログラムされたプロセッサによって実現すること ができ、いずれも本発明の範囲内で実現することができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＣＮ，ＪＰ，ＫＲ (72)発明者 スメーツ パトリック エマニュエル ヘ ラルダス オランダ国 5621 ベーアー アインドー フェン フルーネヴァウツウェッハ １ 【要約の続き】 大きい電流を電源手段（４）から取り出し、電源電圧 （Ｖcc）は、制御回路（１）がオフ状態に再び到達する まで減少する。このようにして、スタンバイモードの電 源は、第１期間中時間ごとにアクティブとなり、第２期 間中イナクティブである。電源電圧をスタンバイモード にするために、制御回路（１）に対して発生した電源電 圧（Ｖcc）を、２次電圧も減少するように減少させる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．ノーマル作動モード及びスタンバイモード中作動させるのに適合させた切替 モード電源回路であって、この切替モード電源回路は、 スイッチ（Ｓ１）と、 前記スイッチ（Ｓ１）を制御し、電源電圧（Ｖcc）がオフレベルに減少した 場合にはオフ状態にするとともに前記電源電圧（Ｖcc）が始動レベルまで上昇し た場合にはオン状態にするように前記電源電圧（Ｖcc）に結合した電圧検出手段 （１０）を具える制御回路（１）と、 前記スイッチ（Ｓ１）とともに直列配置に組み込まれた１次巻線（Ｌp）を 有し、この直列配置（Ｌp，Ｓ１）を直流入力電源（Ｖdc）に結合し、前記電圧 検出手段（１０）に結合した電源巻線（Ｌs）を更に有し、この電源巻線（Ｌs） が、前記ノーマル作動モード中、前記制御回路（１）がオン状態である値のテイ クオーバ電圧（Ｖo3）を発生させる変成器（Ｔ）と、 入力電流（Ｉs）を受信するために前記直流入力電源（Ｖdc）に結合して、 電源電流（Icc）を前記制御回路（１）に供給する電源手段（４）とを具える切 替モード電源回路において、 前記切替モード電源回路は、前記スタンバイモード中、スタンバイモード表 示信号（Ｖs）に応答して、前記制御回路（１）が交互にオン状態及びオフ状態 になりうる値まで前記テイクオーバ電圧（Ｖo3）を減少させる手段（Ｓ２，２ｂ ；Ｓ２，２ｂ’）を更に具えることを特徴とする切替モード電源回路。 ２．前記変成器（Ｔ）は、前記作動モード中スタンバイ電圧（Ｖol）及び作動電 圧（Ｖo2）を発生させる第１及び第２の２次巻線（Ｌs1，Ｌs2）を更に有し、 前記切替モード電源回路は、前記スタンバイモード表示信号（Ｖs）によっ て作動させることができる接続手段（Ｓ２）を更に具え、この接続手段（Ｓ２） は、前記スタンバイモード中、前記第２の２次巻線（Ｌs2）から前記第１の２次 巻線（Ｌs1）まで電流を導通させることを特徴とする請求の範囲１記載の切替モ ード電源回路。 ３．前記テイクオーバ電圧（Ｖo3）を減少させる手段（Ｓ２，２ｂ；Ｓ２，２ｂ ’）は、 前記接続手段（Ｓ２）と、 前記スタンバイ電圧（Ｖo1）を制限するために前記第１の２次巻線（Ｌs1） に結合した電圧クランプ回路（２ｂ；２ｂ’）とを具えることを特徴とする請求 の範囲２記載の切替モード電源回路。 ４．前記切替モード電源回路は、 制御パルス（Ｖd）を前記スイッチ（Ｓ１）に供給するために前記スイッチ （Ｓ１）の制御入力部に結合した出力部を有するパルス制御回路（１２）と、 前記スタンバイ電圧（Ｖo1）に関連した帰還電圧を受信するために結合して 、前記帰還電圧が最大レベルに到達すると前記スタンバイモード中の前記制御回 路（１）にアクティブな帰還信号（Ｖfb）を供給し、前記アクティブな帰還信号 （Ｖfb）の受信後、前記制御回路（１）が前記制御パルス（Ｖd）に影響を及ぼ して、前記スタンバイ電圧（Ｖo1）が更に増大しないようにした帰還手段（２ａ ，２ｂ；２ａ，２ｂ’）とを更に具えることを特徴とする請求の範囲２又は３記 載の切替モード電源回路。 ５．前記制御手段（１）は、前記帰還信号（Ｖfb）を受信する検出入力部（Ｔ３ ）を有する検出回路（１３）を更に具え、この検出手段（１３）を、前記制御パ ルス（Ｖd）の発生を中断させるために前記パルス制御回路（１２）に結合して 、前記帰還信号（Ｖfb）がアクティブになった後前記スイッチ（Ｓ１）の開放を 維持するようにしたことを特徴とする請求の範囲４記載の切替モード電源回路。 ６．前記制御回路（１）は安定制御回路（１１）を具え、この安定制御回路は、 前記帰還信号（Ｖfb）を受信する制御入力部（Ｔ１）と、制御信号（Ｖc）を前 記パルス制御回路（１２）に供給して前記帰還信号（Ｖfb）がアクティブになっ た後前記スタンバイ電圧（Ｖo1）を安定させる出力部とを有することを特徴とす る請求の範囲４記載の切替モード電源回路。 ７．前記電源手段（４）は、電源入力部（Ｔ２）と前記直流入力電源（Ｖdc）の 一方の端子及び前記１次巻線（Ｌp）の接合点との間に結合した抵抗（Ｒs）と、 前記電源入力部（Ｔ２）と前記直流入力電源（Ｖdc）の他方の端子との間に 結合したキャパシタ（Ｃs）とを具えることを特徴とする請求の範囲１記載の切 替モード電源回路。 ８．前記切替モード電源回路は、前記接続手段（Ｓ２）を流れる電流を制限する 電流制限手段（Ｒs2；５，１１，１２）を更に具えることを特徴とする請求の範 囲２記載の切替モード電源回路。 ９．前記電流制限手段（Ｒs2；５，１１，１２）は、前記接続手段（Ｓ２）に直 列に配置した抵抗（Ｒs2）を具えることを特徴とする請求の範囲８記載の切替モ ード電源回路。 10．前記電流制限手段（Ｒs2；５，１１，１２）は、 前記スタンバイモード表示信号（Ｖｓ）を受信する入力部及び前記電源電圧 （Ｖcc）がオフレベルに到達するまで前記スタンバイモード表示信号（Ｖs）に 応答して前記制御パルス（Ｖd）の発生を停止させるために制御回路（１）に結 合した出力部を有するオフ回路（５）と、 前記電源電圧（Ｖcc）が始動レベルに到達した後前記１次巻線（Ｌp）に小 さいピーク電流で前記切替モード電源回路を始動させるために前記制御パルス（ Ｖd）のオン及びオフタイムに影響を及ぼすよう、前記制御回路（１）に設けた ソフトスタート手段（１１，１２）とを具えることを特徴とする請求の範囲８記 載の切替モード電源回路。 11．前記電圧検出手段（１０）を、前記スタンバイモード中前記始動レベルとオ フレベルとの間の差を減少させるように適合させたことを特徴とする請求の範囲 １記載の切替モード電源回路。 12．前記電圧検出手段（１０）は、前記切替モード電源回路のモードの切替を表 す前記スタンバイモード表示信号（Ｖｓ）の変化に応答して前記制御回路（１） をオフ状態にする決定手段（１４）を具えることを特徴とする請求の範囲１記載 の切替モード電源回路。 13．前記帰還手段（２ｂ；２ｂ’）の第２部分を、前記スタンバイモード表示信 号（Ｖs）を受信するのに適合させ、前記決定手段（１４）を、前記スタンバイ モード表示信号（Ｖs）のレベルの変化によって生じた前記帰還信号（Ｖfb ）の変化を検出するために前記帰還手段（２ｂ；２ｂ’）の第１部分に結合した ことを特徴とする請求の範囲１２記載の切替モード電源回路。 14．前記帰還手段（２ｂ；２ｂ’）の第２部分は、光結合ダイオード（Ｄo）と 、前記ノーマル作動モードから前記スタンバイモードへの変化を表す前記スタン バイモード表示信号（Ｖs）の変化に応答して前記光結合ダイオード（Ｄo）を流 れる電流を更に発生させるために前記スタンバイモード表示信号（Vs）を受信す るよう結合したオフ回路（５）とを具え、前記帰還手段（２ｂ；２ｂ’）の第１ 部分は、前記光結合ダイオード（Ｄo）光学的に結合した光結合トランジスタ（ Ｔro）を具え、前記決定手段（１４）を、前記光結合ダイオード（Ｄo）に更に 流れる電流によって生じた前記光結合トランジスタ（Ｔro）に更に流れる電流に 応答して、前記制御回路（１）をオフ状態にするために、前記光結合トランジス タ（Ｔro）を流れる電流を受信するよう結合したことを特徴とする請求の範囲１ ３記載の切替モード電源回路。 15．前記決定手段（１４）を、前記スタンバイモードから前記ノーマル作動モー ドへの変化を表す前記スタンバイモード表示信号（Ｖs）に応答して前記光結合 ダイオード（Ｄo）に更に流れる電流をオフに切り替える場合、前記制御回路（ １）をオフ状態にするようにも適合させたことを特徴とする請求の範囲１４記載 の切替モード電源回路。 16．前記制御回路（１）は、前記スタンバイモード中前記変成器（Ｔ）の１次巻 線（Ｌp）を流れるピーク電流を制限するピークリミッタ（１２）を更に具える ことを特徴とする請求の範囲１又は１１記載の切替モード電源回路。 17．交流入力電圧（Ｖac）を受信するとともに直流入力電圧（Ｖdc）を発生させ る入力回路（Ａ）と、 作動電圧（Ｖo2）及びスタンバイ電圧（Ｖo1）を発生させるために前記直流 入力電圧（Ｖdc）を受信するように結合した、請求の範囲１に記載した切替モー ド電源回路（Ｂ）と、 表示ユニット（Ｅ）をアドレス指定するために前記作動電圧（Ｖo2）を受信 するよう結合したアドレス指定回路（Ｃ）と、 前記スタンバイ電圧（Ｖo1）及び作動命令（Ｃc）を受信するために結合す るとともにスタンバイモード表示信号（Ｖs）を発生させるようにした作動手段 （Ｄ）とを具えることを特徴とする画像表示装置。