JP4373995B2 - スイッチモード電源における電流および電圧を制御するための制御回路 - Google Patents

Description

本発明は、一次側制御式スイッチモード電源の出力電圧を制御するための制御回路およびそれに関連した方法に関係する。当該スイッチモード電源は、一次側スイッチと、この一次側スイッチの開放後に補助電圧が誘起される少なくとも１つの補助巻き線とを有する変圧器を具備する。少なくとも１つの補助巻き線に誘起された電圧は、制御回路に送られる測定電圧と制御回路の供給電圧との基準を与える。本発明はまた、関連したスイッチモード電源にも関係する。

通常、公知のスイッチモード電源は、スイッチ電流パルスを制御された直流電圧に変換する誘導性および容量性エネルギ蓄積素子のネットワークにパルス電流を供給するための一次側スイッチとして、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のようなパワートランジスタを使用する。スイッチモード電源は、そのスイッチモード電源の動作モードに応じて、未制御の入力電圧より大きい出力電圧、未制御の入力電圧と等しい出力電圧、または未制御の入力電圧と逆極性の出力電圧を供給することができる。しばしば、スイッチモード電源は、例えば、多数の電子装置で必要とされるような電源回路に使用される。ここで、特に携帯型の電子装置の場合では、この種のスイッチモード電源は８５Ｖから２７０Ｖまでの交流電圧範囲の入力電圧を受け付け、したがって、変調や切り換えをしなくても世界中のどこででも多様な本線電圧で動作可能であることが望ましい。

スイッチモード電源の出力電圧は、出力電圧に応答したフィードバック信号により制御される。このフィードバック信号は、スイッチングパワートランジスタの作動サイクルを制御するために使用される。適切なフィードバック信号を供給するために、様々な手法が存在する。例えば、一次側トランジスタのターンオフ時間の間、出力電圧の応答を供給するフィードバック信号を生成する一次側補助巻き線を設けることが可能である。

補助巻き線を有するこの種のスイッチモード電源は、例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３または特許文献４に示されている。これらのケースでは、補助巻き線で生成された信号はフィードバック回路に送られ、フィードバック回路が制御回路に制御信号を供給する。特許文献２で示されるような、パルス当りの伝達エネルギが一定に保たれ、パルス間の間隔の存続時間が調整可能であるフライバックコンバータ原理に従ったスイッチモード電源では、出力電圧を一次巻き線電圧により非常に良好に再現し、制御することができる。

しかし、出力電流は非常に複雑な方法でしか取得しえないという問題がある。その方法として、例えば、特許文献１に示されるように、コンバータの二次巻き線での電流フローの周期を測定する場合がある。あるいは、例えば、特許文献５に示されるように、光結合素子（ｏｐｔｏｃｏｕｐｌｅｒ）を使用する場合もある。

単純な方法で出力電圧と出力電流とを調整可能にするために、そしてこれに必要な構成部品コストを最小にするために、一次側スイッチのスイッチング周波数を充電キャパシタの充電時間により決定するにあたり、スイッチング周波数を補助電圧との線形関係で調整する、一次側制御式スイッチモード電源の出力電圧の制御方法が提案されている。この方法は、特許文献６に詳細に記述されている。

特許文献６記載の制御回路のスイッチング装置を図５に示す。図５による制御回路では、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）２００の供給電圧ピンＶ_ｐにおいて補助電圧が測定される。したがって、不利な形で、電圧レベルは、ＡＳＩＣの動作電圧の生成時に直列抵抗を変更することによってしか設定しえない。しかし、これは出力特性のトレースに大きな影響を及ぼすので、出力電圧の調整は制限することでのみ可能である。さらに、図５の回路は、ＡＳＩＣ ２００の供給電流およびスイッチングトランジスタ１０４のベース電流が電圧制御に影響するという不都合がある。なぜなら、これらの電流はＡＳＩＣ ２００の動作電圧、すなわち測定電圧の負荷電流であるからである。

さらに、特許文献６で詳しく説明されているように、時間を決定するキャパシタＣ_ｔの充電電流は、測定電圧が基準値Ｖ Ｃ_ｔ１を上回っている間は遮断されている。したがって、低負荷の場合には長いターンオフ時間が発生する。しかし、動作電圧キャパシタＣ２の放電電流はほぼ一定であるので、十分に長い放電期間を発生させるためには、基準電圧を初期に明確に超えるようにしなければならない。対照的に、負荷が大きい場合、ターンオフ時間は短いので、基準電圧を超過するのは少しだけである。初期測定電圧は出力電圧に一致しているので、出力電圧は設定点の値からの超過に対応して偏移し、その結果、開放時には負荷時よりも出力電圧が高くなる。

さらに、ここに提案された解決策は、短絡回路の場合にも設定された出力電流が流れるように動作電圧を定格付けできないという不都合がある。これは、短絡中は、測定電圧が二次側ダイオードにおける電圧のみを反映し、したがって、ＡＳＩＣを正しく動作させるには不十分な電圧しか得られないからである。

最後に、図５に示した装置では、制御の精度に対する整流ダイオードの負の影響が電流制御において発生する。

総合的には、図５の装置によるスイッチモード電源には次の三つの重大な問題がある。開放時には、出力電圧が負荷時に比べて高くなる。低入力電圧では、出力電流が通常電圧時に比べて低くなる。特性トレースの変更を伴わずに出力電圧を調整できない。

特許文献１に記載された制御回路は、特許文献６に比べて改良された制御精度を提供する。しかし、この回路は比較的複雑であり、コストを大幅に増加させる８ピンケース（ｅｉｇｈｔ−ｐｉｎ ｃａｓｅ）を必要とする。
独国特許出願ＤＥ １０３ １０ ３６１号 欧州特許出願ＥＰ ０３ ０１６ ０６５．９号 米国特許出願５，４３８，４９９号明細書 独国特許出願公開ＤＥ １９７ １１ ７７１ Ａ１号 欧州特許出願ＥＰ １ １４６ ６３０ Ａ２号 独国特許出願ＤＥ １０ ２００４ ０１６９２７．６号

したがって、本発明の目的は、公知の回路の問題点を克服することであり、向上した制御精度をもつように構成可能である一方、より小型化されて構成部品コストもより低い一次側制御式スイッチモード電源用の改良された制御回路を提供することである。

これを達成するために、本発明はまず、スイッチモード電源の出力電圧と出力電流とが所定の出力特性に沿った値をとるように、補助巻き線に誘起された補助電圧に依存的に一次側スイッチのスイッチング周波数を設定するために、特許文献６で提案された原理を採用する。ここで、「出力特性」という用語は、曲線Ｕ_ＯＵＴ（Ｉ_ＯＵＴ）の形における出力電圧と出力電流との関係を意味するものとする。

したがって、高価な、構成部品集中型の測定技術を出力電流の測定のために備えなければならないという状況を回避できる。こうすることで、一次側スイッチのスイッチング周波数を充電キャパシタの充電時間により決定するにあたり、スイッチング周波数は補助電圧との線形関係で調整される。充電キャパシタは、補助電圧に比例する電流によって所定の電圧しきい値まで充電され、スイッチがオンに切り換えられる時間を決定する。

本発明は、電圧レギュレータ中のタイミングキャパシタの充電継続時間は充電電流の遮断によりそれ以上延びないが、そうではなく、充電電流が連続的に流れるようにし、充電時間を延長するためにキャパシタを短絡させるという考えに基づく。こうすることで、充電抵抗を供給電圧に直接接続可能にし、図５に示した制御回路中の充電抵抗Ｒ_Ｔが接続されるピンＲ_ｔが今は自由になり、本発明によれば、このピンＲ_ｔが電圧取得を実現するために使用できる。

本発明による解決策の本質的な利点は、動作電圧または供給電圧に依存しない電圧を測定電圧として使用できることであり、したがって、出力特性に対する動作電圧の負荷の影響が最小になることである。したがって、電圧制御の精度が大幅に向上する。

有利な実施形態によれば、充電キャパシタの充電時間が一次側スイッチのスイッチング周波数を決定するにあたり、スイッチング周波数は測定電圧との線形関係で設定され、充電キャパシタを測定電圧に依存的に充電できる。この解決策は、構成部品の要件が非常に少ないスイッチング技術という点で特に簡易な実現であるという利点を提供する。

一次側スイッチをオンに切り換えることができる時間を定義するために、制御回路は、測定電圧が所定のしきい値に達すると充電キャパシタを短絡するという有利な方法で構成されうる。このようにすることで、回路の複雑さを大幅に低減することができる。

制御回路は、充電キャパシタにおける降下電圧と基準値とを比較し、充電キャパシタにおける降下電圧が基準値に達すると一次側スイッチをオンに切り換えるためのターンオン信号を発生するように構成されるならば、スイッチモード電源の所定の出力特性を特に簡易な方法で得ることができる。

この場合、電流制御におけるスイッチング周波数は、理想的には、出力電圧Ｕ_ＯＵＴと二次側ダイオードにおける電圧降下との和に正比例するものとする。しかし、出力電圧は変圧器の補助巻き線を経由して間接的に取得されることから、この整流器ダイオードは、評価すべき測定電圧からオフセットを差し引くので、理想値からの偏差を引き起こす。さらに、タイミングキャパシタにおける電圧は充電抵抗と直列になっているので、当該キャパシタの充電電流は測定電圧に比例しない。スイッチングキャパシタをオンに切り換えるための基準値を下げることにより、この偏差を減少させることは十分可能であろう。しかし、そうすることは、入力比較器におけるオフセットがより強い影響をもつようになるため、検出精度が劣ってしまうという不都合を伴う。さらに、同じ時間に対して、より大きなキャパシタが必要になる。最後に、タイミングキャパシタの放電期間による偏差も発生する。

したがって、本発明によれば、基準値を測定電圧と関係させて設定できる。つまり、測定電圧に依存する電圧を基準電圧に重畳でき、それをスイッチングトランジスタをオンに切り換えるためのしきい電圧とする。このような調整可能な基準電圧により、前述した偏差を補償することができ、その結果、出力電圧にほとんど依存しない出力電流を発生させる。理想的には、スイッチングトランジスタのターンオンのためにこのようにして生じる新たな基準電圧は、測定電圧に対する二次側整流器ダイオードの影響が補償されるようなトレースを有するものとする。このような電圧トレースは、近似的に、いくつかのツェナーダイオードと抵抗器とを用いて生成することができるので、これに対応する回路はＡＳＩＣに完全に統合可能である。

制御回路の有利なさらなる展開によれば、一次側スイッチのターンオフ直後に基準値からの測定電圧偏差を取得するためにサンプルアンドホールド（Ｓ＆Ｈ）を設けることができる。このようにすることで、スイッチモード電源の出力電圧が開放時に負荷時よりも高くなるのを防ぐことが可能である。本発明によれば、基準値からの測定電圧の偏差のレベルは、スイッチングトランジスタがオフになるとすぐに保存される。この保存値が測定電圧に加算され、保存値と測定電圧との和が基準電圧をわずかでも下回るとその時点でスイッチングトランジスタは再びオンに切り換えられる。代替的に、基準電圧から保存値を差し引くことも可能である。このようにして、基準電圧を超過することを補償することができ、出力電圧は負荷に依存しなくなる。

本発明による制御回路の有利な特性は、一次側制御式スイッチモード電源においてとりわけ明白になる。

有利な実施形態によれば、スイッチモード電源の変圧器は、測定電圧を生成するための第一の補助巻き線と、供給電圧を生成するための第二の補助巻き線とを備える。このようにして、測定電圧を動作電圧から完全に分離することが実現でき、制御精度が著しく改良される。

出力電圧を調整するために、測定電圧の接続部を分圧器に接続することができる。この分圧器は、測定電圧を、したがって出力電圧をとりわけ簡易な方法で調整する。

本発明による解決策を用いると、制御回路の動作電圧に依存せずに電圧取得が発生するので、短絡回路を用いても設定された出力電流がなおも流れるように、動作電圧を定格付けすることができる。

添付の図面に示した実施形態に基づいて、本発明を以下にさらに詳細に説明する。図において、同等のまたは対応する細部は同じ参照記号を付している。

図１は、本発明による制御回路を備えた一次側制御式スイッチモード電源の配線図を示す。基本的には、この装置において、特許文献６を踏まえた原理が実現される。

具体的には、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと出力電流Ｉ_ＯＵＴとが所定の出力特性に従ったトレースを示すように、これらを制御することができる。本実施形態によれば、これは線形関係である。

交流電圧Ｖ_{ＭＡＩＮＳ}がスイッチモード電源の入力に印加される。本線電圧の変動範囲は、欧州では交流電圧１８０Ｖ〜２６３Ｖであり、米国では交流電圧９０Ｖ〜１３０Ｖである。入力電圧Ｖ_{ＭＡＩＮＳ}は、ブリッジ整流素子Ｄ１０〜Ｄ１３と、インダクタンスＬ１０と結合したキャパシタＣ１０およびＣ１３とを用いて、整流および安定化される。そして、スイッチモード電源で発生する干渉信号が交流電圧網に入り込まないことが確実にされる。

変圧器Ｗ１０の一次側巻き線１１０と、一次側スイッチＴ１１、ここではパワートランジスタとが、整流された入力電圧に接続される直列回路を形成する。一次側スイッチＴ１１は、制御回路１０２からの制御信号Ｂに従って、一次側巻き線１１０を通じて流れる電流を遮断する。

本発明によれば、一次側スイッチＴ１１のターンオフ期間は、変圧器Ｗ１０に蓄えられたエネルギが出力電圧Ｖ_ＯＵＴに依存するように設定される。したがって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴとして所望の値が生じるように、伝達される電力が設定される。本発明によれば、ここでは電圧Ｕ_ＯＵＴの値が、出力電流Ｉ_ＯＵＴとして一定かつ所定の値が発生するように適合化される。特許文献６に提案された解決策に対比して、ここでは特定ユーザ向け集積回路（ＡＳＩＣ）として実現される制御回路は、測定電圧用と供給電圧用との二つの別個の入力ＵおよびＶ_Ｐを備える。

第一の補助巻き線１１６で生成される測定電圧Ｖ（Ｕ）は、測定電圧接続Ｕに印加される。第二の補助巻き線１１４を用いて得られる供給電圧Ｖ（Ｖ_Ｐ）は、供給電圧接続Ｖ_Ｐに別個に印加される。本発明による二つの入力ＵとＶ_Ｐとの分離は、単一の補助巻き線を基にしても実現することができるであろう。しかし、ここに示した実施形態は、二つの分岐が互いに完全に独立していることの有利性を提示する。特に、二つの補助巻き線１１４、１１６の巻き数をそれぞれの必要条件に応じて選択することができる

測定電圧接続Ｕでの電圧レベル（つまり、実質的には出力電圧Ｖ_ＯＵＴ）を調整可能にするために、分圧器Ｒ１、Ｒ２を設けている。

キャパシタＣ１７は、その降下電圧が一次側スイッチＴ１１のターンオンまでの時間を決定するように、ＡＳＩＣ １０２の接続Ｃ_ｔに接続される。ＡＳＩＣ １０２の動作電圧（または供給電圧でもある）Ｖ（Ｖ_Ｐ）は、接続Ｖ_Ｐに供給される。

本発明によるＡＳＩＣ １０２の入力ＩＰは、一次側スイッチＴ１１が閉じているときに変圧器Ｗ１０の一次側巻き線１１０を流れる電流を測定するために使用される。これは、特許文献６で提案されたのと同様の公知の方法で発生可能である。本発明によるＡＳＩＣの第６の接続は接地接続ＧＮＤであり、シャーシ接地に接続される。

本発明によれば、電圧レギュレータ中のタイミングキャパシタＣ１７の充電期間は、短絡回路によって延長される。

本発明による制御回路１０２の構成と機能原理について、図２を参照し、さらに詳細に考察する。ここで、図２は、第一の有利な実施形態による制御回路の抜粋部分を図示するだけにとどめる。外部接続Ｕ、Ｖ_ＰおよびＣ_ｔのみを示す。制御回路の残りの部分は本発明に本質的に関係しないので、公知の方法で実現できる。

測定電圧Ｖ（Ｕ）は、接続Ｕに供給される。充電キャパシタＣ１７は、図１に示すように、接続Ｃ_Ｔに接続される。本発明によれば、充電電流は、充電キャパシタＣ１７に連続的に流れ込み、この充電キャパシタＣ１７は、タイミングキャパシタの充電期間を延長するように、接続Ｃ_Ｔを介して短絡される。

本実施形態では、タイミングキャパシタの放電時間は０．５μｓに固定される。接続Ｕに印加された測定電圧Ｖ（Ｕ）との比較からキャパシタＣ１７を充電または短絡するように、基準電圧Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ）が接続Ｃｔ−Ｒｅｆに内部的に供給されうる。

本発明の有利なさらなる展開によれば、Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ）は固定値ではなく、むしろ測定電圧Ｖ（Ｕ）にそれ自体が逆に依存する。原則として、理想的には、スイッチング周波数は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴと図１における二次側ダイオードＤ１００における電圧降下とに正比例するものとする。しかし、本発明による場合のように、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが変圧器Ｗ１０の補助巻き線１１６を介して得られる場合には、整流器ダイオードＤ１００は測定電圧からオフセットを差し引くので、結果的に理想値からの偏差をもたらす。さらに、すでに言及したように、キャパシタＣ１７における電圧は充電抵抗Ｒ４と直列の状態になっているので、タイミングキャパシタＣ１７の充電電流は測定電圧Ｖ（Ｕ）に比例しない。この偏差は、スイッチングトランジスタＴ１１をオンに切り換えるためのしきい電圧Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ）を下げるならば、減少させることができるであろう。しかし、そうすることは、入力比較器のオフセットがより強い影響をもつようになるので、検出精度が劣ってしまう不都合を伴う。さらに、同じ時間期間に対して、より大きなキャパシタＣ１７が必要になり、タイミングキャパシタＣ１７の放電期間による偏差が発生する。

したがって、測定電圧Ｖ（Ｕ）に逆に依存する電圧を、スイッチングトランジスタをオンに切り換えるためのしきい電圧に重畳させることが可能である。図４は、いずれも場合にもボルトで表わした、測定電圧Ｖ（Ｕ）に関係付けた電圧Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ）の可能な曲線を図示する。ここに示したトレースは、０．５Ｖの測定回路中のダイオードＤ２での電圧降下、およそ４０ｋＨｚの最大スイッチング周波数、およびキャパシタＣ１７の放電期間０．５μｓに該当する。図４に示した電圧トレースは、いくつかのツェナーダイオードと抵抗とを用いて近似的に生成することができ、したがって、ＡＳＩＣに完全に統合可能である。出力電圧にほとんど依存しない出力電流Ｉ_ＯＵＴが本発明のスイッチモード電源により発生するように、前述した偏差は、このような基準電圧Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ）によって補償される。

本発明による制御回路のさらなる実施形態を図３に示す。ここでもまた、明瞭性を保つために、制御回路全体の抜粋部分のみを示す。図２に示した実施形態に対するこの回路の本質的な違いは、サンプルアンドホールド１１８を設けていることである。サンプルアンドホールド１１８は、スイッチングトランジスタＴ１１がオフに切り換わるとすぐに基準値からの測定電圧Ｖ（Ｕ）の偏差を取得し、保存する。図示した回路において、保存された値が測定電圧Ｖ（Ｕ）に加算され、保存値と測定電圧Ｖ（Ｕ）との和が基準電圧Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ）を下回るとその時点でスイッチングトランジスタＴ１１は再びオンに切り換えられる。代替的に、サンプルアンドホールド１１８に保存された値を基準電圧Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ）から差し引くことも、もちろん可能であろう。このようにして、特許文献６記載の解決策と同様に、基準電圧を超過していることの影響を補償することができ、したがって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは負荷に依存しなくなる。

図２の実施形態と図３の実施形態の両方において、例えば、１μＡのレベルの電流を供給する電流源１２０が設けられているが、安定した初期状態を確立するために、測定電圧Ｖ（Ｕ）が特定の値（例えば、１．５Ｖ）を超えるとこの電流源は切断される。

本発明による制御回路を用いると、回路の動作電圧に依存せずに電圧取得が発生するので、短絡回路を用いても設定された出力電流Ｉ_ＯＵＴが依然として流れるように、動作電圧を定格付けすることができる。したがって、公知の解決策の多くの問題を本発明の制御回路を用いることで克服することができ、それでもなお、費用対効果の高い、大幅に小型化された構成を実現することができる。特に、安価な６ピンケース（例えば、ＳＯＴ２３−６）でのＡＳＩＣとしての実現が可能である。

可能な実施形態によるスイッチモード電源における本発明による制御回路のブロック図 第一の実施形態による制御回路の内部回路の抜粋部分 第二の実施形態による制御回路の内部回路の抜粋部分 スイッチングトランジスタをオンするための、測定電圧に依存する基準電圧の例 回路の適用環境における公知の制御回路のブロック図

Claims (15)

1. 一次側制御式スイッチモード電源の出力電圧を制御するための制御回路であり、前記スイッチモード電源（１００）は、一次側スイッチ（Ｔ１１）と、該一次側スイッチ（Ｔ１１）の開放後に補助電圧が誘起される少なくとも１つの補助巻き線（１１４、１１６）を有する変圧器（Ｗ１０）とを具備し、
   前記制御回路（１０２）は、前記補助電圧から生成された測定電圧（Ｖ（Ｕ））と線形関係で前記一次側スイッチ（Ｔ１１）のスイッチング周波数を設定するように構成され、この線形関係の定係数は、前記スイッチモード電源の出力電流（Ｉ_ＯＵＴ）が所定の値をとるように選択され、
   前記制御回路（１０２）は、測定電圧（Ｖ（Ｕ））への接続用の測定電圧端子（Ｕ）と、該測定電圧端子（Ｕ）とは離れており、前記補助電圧から生成される供給電圧（Ｖ（ＶＰ））への接続用の供給電圧端子（Ｖ_Ｐ）とを具備し、
   前記制御回路（１０２）は、前記測定電圧（Ｖ（Ｕ））と関係させて充電することができる充電キャパシタ（Ｃ１７）における降下電圧を基準値（Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ））と比較し、前記充電キャパシタにおける降下電圧が前記基準値に達すると前記一次側スイッチ（Ｔ１１）をオンに切り換えるためのターンオン信号を生成するように構成され、
   前記基準値（Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ））は、前記測定電圧に対する二次側整流器ダイオード（Ｄ１００）の影響を補償するように、前記測定電圧（Ｖ（Ｕ））と関係させて設定される、制御回路。
2. 前記充電キャパシタ（Ｃ１７）に接続可能な入力端子（Ｃ_ｔ）を備え、前記充電キャパシタ（Ｃ１７）は、該充電キャパシタ（Ｃ１７）における降下電圧が前記一次側スイッチ（Ｔ１１）のスイッチング周波数を制御するように、前記一次側スイッチ（Ｔ１１）に接続される、請求項１記載の制御回路。
3. 前記測定電圧（Ｖ（Ｕ））が所定のしきい値に達すると前記充電キャパシタ（Ｃ１７）を短絡するように構成される、請求項２記載の制御回路。
4. 前記一次側スイッチ（Ｔ１１）のターンオフ直後に前記基準値（Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ））からの前記測定電圧（Ｖ（Ｕ））の偏差を取得するためのサンプルアンドホールド（１１８）を備える、請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の制御回路。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の制御回路を具備するスイッチモード電源。
6. 前記変圧器（Ｗ１０）は、測定電圧を生成するための第一の補助巻き線と、供給電圧を生成するための第二の補助巻き線とを備える、請求項５記載のスイッチモード電源。
7. 前記スイッチモード電源の出力電圧の電圧レベルを調整するために、さらに分圧器（Ｒ１、Ｒ２）が前記測定電圧接続（Ｕ）に接続される、請求項５または請求項６記載のスイッチモード電源。
8. 制御回路を用いて一次側制御式スイッチモード電源の出力電圧を制御する方法であり、前記スイッチモード電源は、一次側スイッチと、該一次側スイッチの開放後に前記出力電圧をなす測定電圧を生成するとともに前記制御回路の供給電圧を生成するための補助電圧が誘起される少なくとも１つの補助巻き線を有する変圧器とを具備し、
   前記一次側スイッチのスイッチング周波数は、前記スイッチモード電源の出力電圧と出力電流とが所定の出力特性に沿った値をとるように、前記補助電圧と関係させて調整され、
   前記測定電圧と前記供給電圧とが互いに離れて別々に設けられた接続を介して前記制御回路に送られ、
   前記制御回路は、前記測定電圧（Ｖ（Ｕ））と関係させて充電することができる充電キャパシタにおける降下電圧を基準値（Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ））と比較し、前記充電キャパシタにおける降下電圧が前記基準値に達すると前記一次側スイッチをオンに切り換えるためのターンオン信号を生成し、
   前記基準値（Ｖ（Ｃｔ−Ｒｅｆ））は、前記測定電圧に対する二次側整流器ダイオードの影響を補償するように、前記測定電圧（Ｖ（Ｕ））と関係させて設定される、方法。
9. 前記一次側スイッチのスイッチング周波数は、前記補助電圧の少なくともいくつかの値に対して前記補助電圧と線形関係で調整され、この線形関係の定係数は、前記出力電流が所定の一定値をとるように選択される、請求項８記載の方法。
10. 前記補助電圧と関係させて充電できる前記充電キャパシタの充電時間は、前記一次側スイッチのスイッチング周波数を決定する、請求項９記載の方法。
11. 前記充電キャパシタは、連続的な充電電流により充電され、前記充電時間を延長するために短絡される、請求項１０記載の方法。
12. 前記充電キャパシタにおける降下電圧が所定の基準値に達すると前記一次側スイッチがオンに切り換えられる、請求項９乃至請求項１１のいずれかに記載の方法。
13. 前記一次側スイッチのターンオフ後に前記基準値からの前記測定電圧の偏差が保存され、該保存された値が新しい基準値を生成するために使用される、請求項１２記載の方法。
14. 前記保存された値が前記測定電圧に加算され、前記測定電圧と前記保存された値との和が前記基準値を下回ると前記一次側スイッチがオンに切り換わる、請求項１３記載の方法。
15. 前記測定電圧および前記供給電圧は、それぞれ別々の一次側補助巻き線で生成される第一および第二の補助電圧に基づいて生成される、請求項８乃至請求項１４のいずれかに記載の方法。

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