KR100801772B1

KR100801772B1 - 에너지 변환기

Info

Publication number: KR100801772B1
Application number: KR1020017015787A
Authority: KR
Inventors: 할베르스타드트조한씨
Original assignee: 엔엑스피 비 브이
Priority date: 2000-04-10
Filing date: 2001-03-29
Publication date: 2008-02-05
Also published as: EP1275276B1; WO2001078468A1; JP2003530813A; DE60111625T2; ATE298496T1; US6433491B2; US20010035721A1; DE60111625D1; EP1275276A1; KR20020023948A

Abstract

본 발명은 전기 에너지를 에너지 소스로부터 부하로 공급하는 에너지 변환기에 관한 것이다. 상기 에너지 변환기는 1차측 및 동작시에 부하에 접속되도록 적응되는 2차측을 갖는 변압기를 포함한다. 변압기의 1차측에 교류 전류를 생성하기 위해 적어도 제 1 및 제 2 제어가능한 스위치가 서로 직렬 구성된다. 상기 에너지 변환기는 제 1 및 제 2 스위치를 개방하거나 닫는 제어 신호를 생성하는 제어 디바이스를 포함한다. 상기 제어 디바이스는 에너지 변환기가 용량성 또는 근사 용량성(near-capacitive) 모드로 동작할 때 검출 신호를 생성하는 검출 수단을 포함한다. 검출 신호를 생성하기 위해, 검출 수단은 제 1 및 제 2 스위치가 닫힐 때 제 1 및 제 2 스위치 간의 노드에서 발생하는 전압 점프를 검출한다.

Description

에너지 변환기{ENERGY CONVERTER COMPRISING A CONTROL CIRCUIT}

본 발명은 전기 에너지를 에너지 소스로부터 부하로 공급하는 에너지 변환기에 관한 것이며, 상기 에너지 변환기는 1차측 및 동작시에 부하에 접속되도록 구성되는 2차측을 갖는 변압기와, 변압기의 1차측에 교류 전류를 생성하기 위해 동작시에 에너지 소스에 접속되는 적어도 제 1 및 제 2 직렬 연결된 제어가능한 스위치와, 이 제 1 및 제 2 스위치과 반평행하게 연결된 다이오드와, 제 1 및 제 2 스위치를 개방하거나 닫는 제어 신호를 생성하는 제어 디바이스━상기 제어 디바이스는 에너지 변환기가 용량성 또는 근사 용량성(near-capacitive) 모드로 동작할 때 검출 신호를 생성하는 검출 수단을 포함함━를 포함한다.

이러한 타입의 에너지 변환기는 그 자체, 특히 US 5,075,599 및 US 5,696,431에 알려져 있다. 이러한 변환기에서, 부하는 종종 정류기이며 에너지 소스는 DC 전압 소스이다. 부하와 함께, 에너지 변환기는 그의 목적을 이루기 위해 에너지 소스의 DC 입력 전압을 부하의 DC 출력 전압으로 변환시켜야 한다. 그러나, 부하는 또한 정류기 이외의 교류 전압이 공급되는 다른 디바이스를 포함할 수 있다. 이로써, 에너지 변환기는 특히 DC/DC 변환기 및 DC/AC 변환기로 구성될 수 있다.

에너지 변환기의 만족할만한 동작을 위해, 교류 전류를 생성하는 스위치가 적시에 온 및 오프로 스위치되는 것이 중요하다. 스위치가 온 및 오프로 스위치되는 주파수는 변환기의 동작 모드를 규정한다. 주파수가 충분하게 높다면, 에너지 변환기는 정규 유도성 모드(a regular inductive mode)로 동작한다. 이러한 모드에서, 변압기의 1차측을 통한 전류의 위상은 노드에서의 전압의 위상보다 후행한다. 전류가 흐르고 있는 스위치가 개방되고 다른 스위치의 다이오드가 전류를 도전하기 시작한 후에, 상기 다른 스위치는 개방될 수 있다. 이 경우에는, 어떠한 스위칭 손실도 존재하지 않는다. 두 스위치가 개방되는 시간 간격은 비중첩 시간(non-overlap time)으로 지칭된다.

스위치의 스위칭 주파수, 즉 변압기의 1차측을 통한 교류 전류의 주파수가 이 교류 전류가 노드에서의 교류 전류와 적어도 거의 동위상인 지점으로 감소될 때, 변환기는 근사 용량성 모드로 동작한다. 전류가 흐르고 있는 스위치가 개방된 후, 다른 스위치에 반평행하게 구성된 다이오드는 도전하기 시작하기 전에, 변압기의 1차측을 통한 전류의 방향은 역전된다. 이 경우에 상기 다른 스위치가 닫혀 있다면 하드-스위칭(hard-switching)이 발생한다. 이는 스위칭이 관련 스위치 간에 전압 차가 존재하는 시점에 발생한다는 것을 의미한다. 이는 스위칭 손실을 가져올 것이다.

스위치가 스위치되는 주파수가 변압기의 1차측을 통한 교류 전류가 노드에서의 전압의 위상과 같거나 또는 선행하는 지점으로 보다 감소할 때, 변환기는 용량성 모드로 동작한다. 이 모드에서도 스위칭 손실이 발생한다.

일반적으로, 에너지 변환기는 유도성 모드로 동작하는 것이 바람직하다.

알려진 검출 수단은 에너지 변환기가 종종 근사 용량성 모드 또는 용량성 모드로 동작하지 않도록 하는데 사용된다. 근사 용량성 모드가 검출되면, 제어 디바이스는 스위치가 스위치되는 주파수를 올림으로써 변환기는 다시 유도성 모드로 동작하기 시작할 것이다. 근사 용량성 모드 또는 용량성 모드 검출에 따라 주파수는 변환기의 싸이클 당 다수의 작은 단계로 증가되거나, 하나의 큰 단계로 증가된다.

최신 기술에 따르면, (근사) 용량성 모드를 검출하는 두 가지 방법이 알려져 있다. 그 중 하나는 검출 수단이, 비중첩 시간 동안 변환기를 통한 전류를 참조하거나 변환기의 전류의 극성을 참조하여, 변환기가 근사 용량성 모드로 동작하는지를 판정하는 것이다. 이러한 방법은 미국 특허 5,075,599에 알려져 있다. 근사 용량성 모드에서 이러한 전류는 유도성 모드에서의 전류에 비해 작다. 용량성 모드에서의 전류의 극성은 유도성 모드에서의 전류의 극성과 반대된다. 이로써, 전류의 크기는, 에너지 변환기가 (근사) 용량성 모드로 동작하는지를 판정하기 위해, 비중첩 시간 동안 기준 값과 비교된다.

나머지 하나의 검출 방법은 가령 에너지 소스의 단자 중 하나와 노드 간에 내장된 캐패시터 양단의 전류 피크를 검출하는 것이다. 이러한 방법은 미국 특허 5,696,431에 알려져 있다. 캐패시터 양단의 전류 피크가 발생한다면, 이러한 전류 피크는 에너지 변환기가 하드 스위치되어 (근사) 용량성 모드로 동작함을 나타낸다.

이러한 알려진 방법들은 변환기가 용량성 모드 또는 근사 용량성 모드로 동작하는지를 검출할 수 있다. 에너지 변환기가 (근사) 용량성 모드로 동작하지 않도록 해야하는 가장 중요한 이유 중의 하나는 하드 스위칭으로 인한 스위치에서 발생하는 방산(dissipation)이다. 이러한 하드 스위칭은 상술한 방법들에 의해 최소화될 수 있다. 이러한 방법들에 의해, 용량성 모드 또는 근사 용량성 모드 검출 시에, 변환기가 다시 유도성 모드로 동작하도록 에너지 변환기의 주파수가 적응되기 때문에 하드 스위칭 발생이 방지될 수 있다.

그러나 변환기를 통한 전류 또는 변환기를 통한 전류의 극성을 비중첩 시간 동안 판정하는 이러한 방법의 단점은, 에너지 변환기가 용량성 모드 또는 근사 용량성 모드로 동작하는지를 이러한 제어 디바이스의 검출 수단이 검출할 때 에너지 변환기가 유도성 모드로 충분하게 동작하도록, 제어 디바이스가 주파수를 적응시킨다는 것이다. 여기서 "충분하게 동작한다"라는 것은 변환기가 유도성 모드로 동작하도록 하는데 필요한 주파수 이상으로 높게 주파수가 증가된다는 것의 의미한다. 이는 부하에 공급될 수 있는 전력의 범위가 불필요하게 제한됨을 의미한다.

전류 피크가 검출되는 방법은 오직 하드 스위칭을 검출하는데만 적합하다. 이 방법은 하드 스위칭의 크기를 판정할 수 없다. 사실상, 하드 스위칭은 스위치 간에 전압 차가 존재하는 시점에 스위치가 닫힐 때 발생한다. 이러한 전압 차는 하드 스위칭의 측정치이다. 전압 차가 클수록 스위칭은 보다 하드하게 발생하며 스위치에서의 스위칭 손실도 보다 커진다. 이러한 이유로 인해, 후자의 방법은 단지 하드 스위칭이 검출되었을 때 변환기가 다시 유도성 모드로 동작하도록 주파수를 적응시키는데에만 적합하다. 이 방법은 불필요하게 높은 정도로 주파수를 증가시키지 않고 변환기가 정확하게 유도성 모드로 되게 할 수 있는 정밀한 제어를 제공할 수는 없다.

발명의 개요

본 발명의 목적은 상기 단점이 경감될 수 있는 에너지 변환기를 제공하는 것이다. 본 발명은 하드 스위칭의 크기를 규정할 수 있는 경우에 큰 장점을 제공한다는 인식을 기초로 하고 있다. 이는 스위치가 닫히는 시점 바로 직전에 스위치 양단 전압을 판정하는 것이 바람직함을 의미한다. 이 경우에, 이러한 정보를 기초로 하여 필요하다면 제어 루프를 생성할 수 있으며, 상기 제어 루프는 에너지 변환기의 스위치가 스위치되는 주파수를 제어하기 위해 피드백 회로 내의 관련 스위치 양단의 상기 전압차를 이용한다. 달리 말하면, 제어 루프는 변압기 내의 에너지 변환기에 의해 생성된 교류 전류의 주파수를 제어하기 위해 생성될 수 있다. 이로써, 에너지 변환기의 주파수는, 스위치가 스위치되는 시점에 스위치 양단 전압차가 작게 되어 스위칭이 근사 용량성 모드에 인접하는 유도성 모드로 일어나도록, 제어될 수 있다. 이로써, 변환기의 출력 전력은 최대 범위를 갖게 된다. 따라서, 본 발명은 검출 신호를 생성하기 위해 검출 수단이, 제 1 또는 제 2 스위치가 닫힐 때 제 1 및 제 2 스위치 간의 노드에서 발생하는 전압 점프를 검출하도록 구성된다는 특징을 갖는다.

본 발명에 따르면, 전압 점프가 측정되기 때문에, 에너지 변환기가 용량성 모드 또는 근사 용량성 모드에서 동작하는 정도를 매우 정확하게 판정할 수 있다. 에너지 변환기가 동작하는 모드를 정확하게 알 수 있기 때문에, 에너지 변환기의 주파수는 원하는 만큼 매우 정확하게 적응될 수 있다.

특히, 검출 신호의 값은 전압 점프의 측정값이다.

본 발명에 따르면, 검출 신호를 생성하는 검출 수단은 제 1 및 제 2 스위치가 닫힐 때 제 1 및 제 2 스위치 간의 노드에서 발생하는 전압 점프를 검출하도록 구성된다. 검출 신호는 전압 Vdiv 또는 관련 양에 의해 형성될 수 있다. 특히, 제 1 및 제 2 스위치가 스위치되는 스위칭 주파수는 검출 신호에 따라 제어 디바이스에 의해 제어된다. 이러한 조절은 변환기가 근사 용량성 모드 근방에서 유도성 모드로 동작하도록 이루어진다. 이 경우에, 에너지 변환기에 의해 공급될 수 있는 전력은 최대 범위를 갖는다. 이를 위해, 특히 제어 디바이스는 , Vdiv 값이 선택된 비교적 작은 값에 도달하도록, 동작시에 스위칭 주파수를 조절하도록 구성된다.

동작시에, 샘플 앤드 홀드 회로(sample-and-hold circuit)가 전압 Vdiv를 결정한 후에 제어 디바이스는 단락 스위치를 재개방할 것이다. 샘플 앤드 홀드 회로는 바람직하게는 새로운 Vdiv 값이 결정될 때까지 전압 Vdiv로 유지된다. 이로 인해 검출 신호는 바람직하게는 Vdiv의 최신의 값과 동일하다.

본 발명의 이들 측면 및 다른 측면은 이후에 기술될 실시예로부터 분명해질 것이다.

도 1은 에너지 변환기의 가능한 실시예의 도면,

도 2는 에너지 변환기의 변압기의 2차측 상에 위치한 구성 요소가 변압기의 1차측으로 변화된 도 1의 에너지 변환기의 도면,

도 3a는 에너지 변환기가 유도성 모드로 동작할 때의 도 1에 따른 에너지 변환기의 다양한 전압 및 전류를 도시한 도면,

도 3b는 에너지 변환기가 근사 용량성 모드로 동작할 때의 도 1에 따른 에너지 변환기의 다양한 전압 및 전류를 도시한 도면,

도 3c는 에너지 변환기가 용량성 모드로 동작할 때의 도 1에 따른 에너지 변환기의 다양한 전압 및 전류를 도시한 도면,

도 4는 본 발명에 따른 에너지 변환기의 제어 디바이스의 일부의 가능한 실시예의 도면,

도 5는 에너지 변환기가 근사 용량성 모드 근방에서 유도성 모드로 동작할 때의 제어 디바이스의 동작을 설명하는 전압 및 전류의 도면.

도 1에서 참조 부호(1)는 에너지 변환기의 가능한 실시예를 도시한다. 이러한 에너지 변환기는 현 기술 수준에 따른 에너지 변환기의 형태가 될 수 있으며 본 발명에 따른 에너지 변환기와 같을 수 있다. 현 기술 수준에 따라 동작하는 에너지 변환기가 먼저 설명될 것이다.

이 실시예에서, 에너지 변환기(1)는 공진형 반-브리지 변환기(a resonant half-bridge converter)로 형성된다. 에너지 변환기(1)는 이 실시예에서는 DC 에너지 소스인 에너지 소스 (Vs)로부터 전기 에너지를 부하 (Zload')에 공급하도록 적응된다. 이 실시예에서, 에너지 소스 (Vs)는 DC 전압 (Vo)를 생성한다. 에너지 변환기는 1차측(Tp)와 2차측(Tc)을 갖는 변압기(T)를 포함한다. 또한, 에너지 변환기는 서로 직렬로 연결된 제 1 제어가능한 반도체 스위치 (Sh) 및 제 2 제어가능한 반도체 스위치 (Sl)를 포함한다. 제 1 스위치 (Sh) 및 제 2 스위치 (Sl)는 노드(K)에서 상호접속된다. 제 1 스위치 및 제 2 스위치(Sh,Sl)는 가령 트랜지스터, 싸이리스터, MOSFET 등이다. 제 1 스위치(Sh)는 바디 다이오드(dl)에 반평행하게 구성된다. 제 2 스위치(Sl)는 바디 다이오드(d2)에 반평행하게 구성된다. 노드(K)는 코일(L1)을 통해 변압기(T)의 1차측(Tp)에 접속된다. 에너지 변환기는 캐패시턴스(C1)를 더 포함하며, 코일(L1)과 1차측(Tp)와 캐패시턴스(C1)는 서로 직렬로 구성된다. 이 실시예에서, 캐패시턴스(C1)는 변압기(T)의 1차측(Tp)와 접지 간에 구성된다. 이 실시예에서, 전원 소스 (Vs)의 한 단자는 접지에 접속된다. 그러나, 이와 달리 캐패시턴스(C1)를 접지에 접속되지 않은 전원 소스 Vs의 단자에 접속하는 것도 가능하다.

에너지 변환기는 변압기(T)의 2차측 상의 부하 (Zload')와 병렬로 구성되는 캐패시턴스(C2')를 더 포함한다. 부하 (Zload')는 교류 전압에서 동작하는 디바이스일 수 있다. 이러한 디바이스는 가령 DC 전압을 획득하는 정류기일 수 있다.

에너지 변환기는 단위 시간 당 노드(K)에서의 전압 변화의 값을 평탄하게 하는 캐패시턴스(Chb)를 더 포함한다. 이 실시예에서, 캐패시턴스(Chb)는 노드(K) 및 접지 간에 구성된다. 그러나, 이와 달리 캐패시턴스(Chb)는 노드(K) 및 접지에 접속되지 않은 전원 소스(Vs)의 단자 간에 접속하는 것도 가능하다. 이와 달리, 캐패시턴스(Chb)는 일반적으로 에너지 변환기의 요소의 기생 캐패시턴스로 구성될 수도 있다.

에너지 변환기에는 각기 리드(l2,l3)를 통해 제 1 및 제 2 스위치(Sh,Sl)를 제어하는 제어 디바이스(Cnt)가 제공된다. 제어 디바이스(Cnt)는 제 1 및 제 2 스위치(Sh,Sl)가 개방 및 닫히는 시점을 규정한다. 이 실시예에서, 제어 디바이스의 입력은 리드(l1)를 통해 노드(K)에 접속된다.

캐패시턴스(C2') 및 부하 Zload'가 알려진 방식으로 변압기(T)의 1차측으로 변화될 때, 도 1의 에너지 변환기의 등가 회로도가 도 2에서 도시된 바처럼 획득된다. 코일(L2)가 변압기(T)를 대체하고 캐패시턴스(C2)가 캐패시턴스(C2')를 대체하고 (Zload)가 부하 (Zload')를 대체한다.

도 2는 이후에 설명될 일부 전류 및 전압을 나타낸다. 노드(K)에서의 전압 (Vhb)은 정상적 사용 동안 구형파(矩形波, square wave)이다. 전달 특성을 계산함에 있어서, 오직 기본 주파수만이 고려되는 제 1 고조파 근사(a first harmonic approximation)가 사용될 수도 있다. 보다 높은 고조파는 무시될 수 있는데, 그 이유는 이들 구성 요소의 주파수는 에너지 변환기의 공진 주파수와 매우 다르기 때문이다. 또한, 이들 보다 높은 고조파의 출력(Zload)으로의 기여는 무시될 수 있다.

캐패시터(C1)가 충분한 값을 가진다면, 그것도 또한 무시될 수 있다. Zload가 무한정 큰 임피던스를 갖는다면, 그것은 공진 주파수로 적합하다.

즉 Wp = 1/(Lp*C2)^1/2

여기서 Lp는 코일(L1,L2)의 병렬 구성이다.

즉 Lp = (L1*L2)/(L1+L2)

실제로, Zload는 한정 값이 될 수 있으며, 이로써 공진 주파수는 이동되게 된다.

도 3a는 에너지 변환기가 유도성 모드로 동작할 때의 파형을 도시한다. 여기서, Hs 게이트는 제 1 스위치(Sh)에 인가되는 스위칭 신호이다. 이 스위칭 신호가 하이이면, 스위치(Sh)는 닫히고, 즉 통전 상태가 된다. 신호 Hs 게이트는 제어 디바이스(Cnt)에 의해 관련 스위치에 인가된다. 신호 Ls 게이트는 제어 디바이스(Cnt)에 의해 제 2 스위치(Sl)에 인가되는 제어 신호이다. 두 스위치는 동시에 닫히지는 않는다. 만약 그러하다면, 단락될 것이다. 다른 신호의 의미는 도 3a에서 나타난다. 유도성 모드에서는, 전류(Iind)의 위상은 이 실시예에서는 노드(K)에서의 전압인 반-브리지 회로의 전압(Vhb)(의 기본 고조파)을 후행한다. 전압(Vhb)의 기본 고조파는 Iind 도면에서 점선으로 도시된다. 전류가 흐르는 스위치(가령, 제 1 스위치(Sh))가 시점(t0)에서 개방된 후에, 전류(Iind)는 캐패시터(Chb)를 충전할 것이다. 이어서 다른 스위치(개방되지 않은 스위치)의 바디 다이오드(d2)가 도통되기 시작한 후에, 이 다른 스위치(Sl)는 시점(t1)에서 닫힐 수 있다. 이 스위치 양단에는 인지할 만한 어떤 전압도 존재하지 않는다. 이 경우에, 어떠한 스위칭 손실도 존재하지 않는다. 두 스위치가 개방되는 기간(to-t1)은 이 경우에 비중첩 시간으로 지칭된다. 이러한 현상은 스위치(Sl)가 시점(t2)에 개방되고 스위치(Sh)는 시점(t3)에 닫히며 바디 다이오드(d1)는 도통될 때, 반전 전압 및 전류로 반복된다. 비중첩 시간은 간격(t2-t3)이다.

도 3a는 Iind가 0보다 크다면 전류(lind)는 스위치(Sh), 스위치(Sl) 또는 스위치(Sl)와 반평행하게 구성된 다이오드(d2)를 통과한다는 것을 Hs/Ls Fet 및 Ls 다이오드에 의해 나타낸다. 마찬가지로, Hs/Ls Fet 및 Hs 다이오드는 전류(Iind)가 0보다 작을 때 전류(Iind)는 스위치(Sh), 스위치(Sl) 또는 스위치(Sh)와 반평행하게 구성된 다이오드(d1)를 통과한다는 것을 나타낸다.

도 3b는 에너지 변환기의 스위칭 주파수가 전류(Iind)가 전압(Vhb)(의 기본 고조파)과 거의 같은 위상에는 있지만 여전히 유도성이 되는 지점으로 감소할 때의 도 3a의 도면이다. 전류가 흐르는 스위치(Sh 또는 Sl)가 개방된 후에, 전류(Iind)는 캐패시턴스(Chb)를 충전하기 시작할 것이지만, 다른 스위치의 다이오드(d1,d2)가 도통되기 시작하기 전에 전류(Iind)의 방향은 역전된다. 전류(Iind)의 방향이 역전되는 시점에, 전압(Vhb)의 기울기는 0이다. 도 3b에서 분명히 도시된 바처럼, 노드(K)에서의 전압(Vhb)은 시점(t1)에서 스위치(Sh)에 인가된 전원 전압(Vs)보다 작다. 달리 말하면, 스위치(Sh) 양단의 전압이 존재한다. 바로 다음 스위치(Sh)가 시점(t1)에서 닫힐 때(Hs 게이트는 하이가 됨), 하드 스위칭이 스위칭 손실이 발생하는 곳에서 일어난다. 스위치(Sh) 양단의 전압은 1 초 분의 얼마 내에 사라지며 노드(K)에서의 전압과 전압(Vhb)는 전원의 전압값(Vs)으로 점프한다. 이는 도 3b에서 도시된 바처럼 시점(t1) 후에 Ichb의 짧게 지속되는 피크를 일으킨다. 이러한 현상은 스위치(Sh)가 시점(t2)에서 개방될 때와 이어서 비충첩 시간(t3-t2)이 경과된 후에 스위치(Sl)가 시점(t3)에서 폐쇠될 때에 반복된다. 하드 스위칭은 스위치(Sl)가 닫힐 때도 일어난다. 도 3b로 기술된 모드는 근사 용량성 모드로 지칭된다.

도 3c에 도시된 도면에서, 에너지 변환기의 주파수는 전류(Iind)가 반-브리지 전압(Vhb)(의 기본 고조파)과 같은 위상에 있거나 반-브리지 위상을 선행하는 지점으로 감소된다. 이 경우에, 캐패시터(Chb)는 전혀 충전되지 않는다. 이는 전압(Vhb)이 시점(to,t1) 간에 0으로 유지되는 도 3c로부터 분명해진다. 이로써, 스위치(Sh)가 시점(t1)에 닫힐 때, 전원 전압(Vo)과 동일한 스위치(Sh) 양단 전압차가 존재한다. 스위치(Sh)가 닫힐 때, 이로써 하드 스위칭이 다시 일어나며 스위칭 손실이 발생한다.

에너지 변환기가 동작하는 바람직한 모드는 전류(Iind)가 유도성이며 스위칭 손실이 최소인 도 3a에 따른 모드이다.

이 경우에, 에너지 변환기의 주파수는 에너지 변환기를 유도성 모드로 동작시키기에 불필요하게 크게 선택되지 않는 것이 바람직하다. 그렇지 않다면, 에너지 변환기에 의해 부하로 공급될 수 있는 전력의 범위는 불필요하게 제한될 것이다. 그러므로, 에너지 변환기는 근사 용량성 모드 근방에서 유도성 모드로 동작하는 것이 바람직하다. 이러한 목적을 위해 사용될 수 있는 제어 디바이스(Cnt)는 도 4를 참조하여 기술된다. 제어 디바이스는 노드(K) 및 이 실시예에서는 접지인 기준 전압 간에 구성된 두 개의 직렬 연결된 캐패시턴스(Cb,Cs)를 포함한다. 제어 디바이스는 캐패시턴스(Cb)와 병렬로 구성된 단락 스위치(Sl)를 포함한다. 제어 디바이스는 캐패시턴스(Cb) 양단의 전압 (Vdiv)을 측정하기 위해 샘플 앤드 홀드 회로(S&H)를 더 포함한다. 샘플 앤드 홀드 회로(S&H)의 출력 신호는 프로세서(P2)에 인가된다. 프로세서(P2)는 각기 스위치(Sh,Sl)를 개폐하기 위해 리드(l2,l3) 상에 제어 신호를 생성한다. 프로세서(P2)는 또한 스위치(S1)를 개폐하기 위해 리드(l4) 상에 제어 신호를 생성한다. 프로세서(P2)는 샘플 앤드 홀드 회로(S&H)를 제어하기 위해 리드(l5) 상에 제어 신호를 생성한다.

캐패시턴스(Cb,Cs), 스위치(Sl), 샘플 앤드 홀드 회로(S&H), 프로세서(P2)는 합해져서, 에너지 변환기가 용량성 모드 또는 근사 용량성 모드로 동작할 때, 검출 신호(여기서는 샘플 앤드 홀드 회로(S&H))를 생성하기 위해 검출 수단을 구성한다. 검출 신호를 생성하기 위해, 검출 수단은 제 1 및 제 2 스위치가 닫힐 때 제 1 및 제 2 스위치(Sh,Sl) 간에 노드(K)에서 발생하는 전압 점프를 검출하도록 적응된다. 이어서, 검출 신호 값은 이 실시예에서 전압 점프의 측정값이 된다. 검출 수단은 다음과 같이 동작한다(도 4 및 5 참조). 이 실시예에서, 검출 디바이스의 동작은 전압(Vhb)의 기울기가 양일 경우에 대해 기술된다. 그러나, 검출 디바이스는 전압(Vhb)의 기울기가 음일 경우에도 사용된다.

도통 기간의 끝부분에서, 스위치(Sl)는 시점(t0)에서 개방된다. 다음에 스위치(Sl)는 닫히고 캐패시턴스(Cb)는 충전되지 않은 상태로 유지된다.

유도성 또는 근사 용량성 모드에서, 전류(Iind)는 그 시점(t0)에 음의 전류이다. 이로써, 캐패시턴스(Chb,Cs)는 충전될 것이다. 캐패시턴스(Chb)가 전압(Vo)으로 충전된 후에, 다이오드(dl)는 도통되기 시작할 것이며 스위치(Sh)는 시점(t1)에서 닫힐 수 있다. 이 스위치(Sh)는 프로세서(P2)에 의해 알려진 방식으로 동작한다. 그러나, 스위치(Sh)가 닫힐 때, 프로세서(P2)는 본 발명에 따라 스위치(Sl)도 닫는다. 노드(K)에서의 전압은 그 시점(t1)에서 유도성 모드로 전원 소스의 전압(Vo)과 적어도 실질적으로 동일하기 때문에, 하드 스위칭은 발생하지 않는다. 달리 말하면, 전압 변화(dVhb/dt)는 스위치(Sh)가 닫히는 시점에 0과 동일하다(도 5 참조). 이는 캐패시턴스(Cb)가 충전되지 않음을 의미한다.

근사 용량성 모드에서, 전류(Iind)는 스위치(Sl)가 닫히는 시점에 음전류이다(도 3b 참조). 그러나, 전류(Iind)는 전압(Vhb)이 Vo 값에 도달하기 전에 부호를 바꾼다. 이 모드에서, 전압(Vhb)은 일반적으로 Vo 값에 도달하지 않을 것이며 Vo 보다 작은 최대값에 도달한 후 감소할 것이다. 전압 변화(dVhb/dt)가 극한값(an extreme value)에 도달하는 시점은 제어 디바이스(Cnt)에 의해 알려진 방식으로 검출된다. 가령, 한편의 제 1 및 제 2 스위치의 노드(K)에서의 단위 시간 당 전압의 변화의 값과 관련되거나 동일한 양의 값을 다른 편의 임계값과 비교하여 제 1 및 제 2 스위치의 스위칭 시점을 결정하는 수단을 제어 디바이스에 제공하는 것은 알려져 있다. 특히, 다른 스위치(여기서는 Sl)가 닫혀야 하는 시점(t1)은 에너지 변환기의 캐패시턴스를 통과하는 전류를 측정함으로써 결정되며, 상기 캐패시턴스는 에너지 변환기 내에서 단위 시간 당 노드에서의 전압의 변화의 값을 줄이도록 내장된다. 이 스위치(Sl)는 에너지 변환기의 캐패시턴스를 통한 전류의 값이 감소되어 비교적 작은 양의 임계값과 동일하게 되는 시점에 닫힌다. 실제 실시예에 따르면, 스위칭 시점(t1)은 비교 회로에 의해 전류 감지 저항(current-sense resistor) 양단의 전압을 기준 전압과 비교함으로써 결정된다. 이러한 감지 저항은 상기 캐패시턴스와 직렬로 구성될 수 있거나, 용량성 전류 구동기를 통해 교류 전류 경로 내에 내장될 수 있다.

전류(Iind)가 반전되며 dVhb/dt가 극한 값에 도달하는 시점를 결정하기 위해 다른 방법이 사용될 수 있다. 무슨 방법이 사용되든간에, 이 시점(t1)에서 프로세서(P2)는 스위치(S1)가 개방되도록 스위치(Sl)를 스위치한다. 프로세서(P2)는 스위치(Sh)가 동시에 닫히는 것을 보장한다. 이로써, 캐패시턴스(Chb) 및 직렬로 구성된 캐패시턴스(Cs,Cb)는 스위치(Sh)를 통해 전원 전압(Vo)으로 충전된다. 이로써, 전압(Vdiv)은 캐패시턴스(Cb) 양단에서 발생할 것이다. 이 전압은 샘플 앤드 홀드 회로(S&H)에 의해 샘플링된다. 샘플 앤드 홀드 회로(S&H)는 방금 결정된 전압(Vdiv)과 동일하며 스위치(Sh)가 닫히는 시점에 스위치(Sh) 양단의 전압의 직접적인 측정값인 출력 전압(Vcap)을 생성한다. 이로써, Vcap은 스위치(Sh)가 닫힐 때 노드(K)에서 발생하는 전압 점프의 측정값이며, 이로써 Vcap은 (근사) 용량성 모드의 양호한 표시가 된다.

하드 스위칭 시 노드(K)에서의 전압 점프의 측정값이 되는 전술한 검출 신호를 구성하는 전압(Vcap)은 프로세서(P2)에 인가된다. 프로세서(P2)는 Vcap를 참조하여, 에너지 변환기가 근사 용량성 모드 근방에서 유도성 모드로 동작하도록, 가령 스위치(Sh,Sl)의 스위칭 주파수 즉 교류 전류(Iind)의 주파수를 제어하도록 구성될 수도 있다. 이를 위해, 프로세서(P2)는 스위치(Sh,Sl)가 스위치되는 주파수를, Vcap 즉 Vdiv가 사전결정된 비교적 작은 양의 값으로 제어되도록, 제어한다. 스위치(Sh,Sl), 캐패시턴스(Cb,Cs), 스위치(Sl), 샘플 앤드 홀드 회로(S&H), 프로세서(P2)는 Vcap이 양의 값이면서 가능한한 제로에 근사하도록 주파수를 제어하는 피드백 회로를 구성하며, 이를 위해서 주파수는 이 실시예에서는 상기 사전결정된 값으로 제어된다. 상기 모든 사항은 도 5에서 도시된다. 도 5는 Vcap 값이 (하드 스위칭 시) 관련 스위치 양단의 전압 값 및 Vdiv 값과 어떻게 관련되는가를 보여준다. 도 5에서 이러한 경우에 스위치(Sh,Sl)가 스위치되는 주파수는 변환기가 용량성 모드 및 근사 용량성 모드 간의 경계에서 동작하는 주파수이다.

본 발명은 상술된 실시예로 한정되는 것이 아니다. 가령, 주파수는 dVhb/dt의 음의 기울기를 기초로 하여 전적으로 아날로그 방식으로 제어될 수 있다. 그렇다면, 검출된 전압(Vdiv)은 음 값을 가질 것이다. 또한 Vcap도 음 값이 될 것이다. 그리고 피드백 루프는 Vcap이 최소 절대 값을 가져야만 하는 것을 보장할 것이다. 물론, 음 값의 Vcap에서 및 양 값의 Vcap에서 동시에 제어하는 것도 가능하다. 이 경우에는, Vcap의 절대 값이 최소가 되도록 제어된다. 이러한 제어는 전- 브리지 회로(a full-bridge circuit)에서 사용될 수 있다. 이 경우에, 변환기는 동시에 쌍(pair-wise)으로 구성된 네 개의 스위치를 갖는다.

스위치(Sh,Sl)가 닫혀야 하는 시점은 상술한 방식과 달리 결정될 수 있다. 가령, 제어 디바이스(Cnt)가 이 실시예에서는 캐패시턴스(Chb)를 통한 전류(Ichb)인 소정 크기의 도달된 최대값을 결정하도록 적응되고 이어서 임계값이 이렇게 결정된 최대값을 기초로 하여 결정될 수 있다. 특히, 임계값은 Ichb의 최대값을 K 배한 값과 동일하도록 선택될 수 있으며, 여기서 K는 0 내지 1 간의 값을 갖는다. 한편의 노드(K)에서의 단위 시간 당 전압 변화와 관련되거나 동일한 양의 값(이 실시예에서는 전류(Ichb)임) 또는 dVhb/dt를 다른 편의 임계값과 비교하여 스위칭 시점을 결정하는 수단이 제어 디바이스에 제공된다. 이 실시예에서, 이러한 스위칭 시점은 스위치(Sh,Sl)가 임의의 경우에라도 닫히는 시점이다. 스위치가 개방되는 시점은 알려진 방식으로 결정될 수 있다. 이러한 변형들은 본 발명의 범주 내에 해당된다.

Claims

전기 에너지를 에너지 소스로부터 부하로 공급하는 에너지 변환기에 있어서,

1차측 및 동작시에 상기 부하에 접속되는 2차측을 갖는 변압기와,

상기 변압기의 상기 1차측에 교류 전류를 생성하기 위해 동작시에 상기 에너지 소스에 접속되는 적어도 제 1 및 제 2 직렬 연결된 제어가능한 스위치와,

상기 제 1 및 제 2 스위치와 반평행하게(anti-parallel) 구성된 다이오드와,

상기 제 1 및 제 2 스위치를 개폐하는 제어 신호를 생성하는 제어 디바이스를 포함하며,

상기 제어 디바이스는 상기 에너지 변환기가 용량성 혹은 근사 용량성 모드로 동작할 때 검출 신호를 생성하기 위한 검출 수단을 포함하되,

상기 검출 신호를 생성하기 위해, 상기 검출 수단은 상기 제 1 또는 제 2 스위치가 닫힐 때 상기 제 1 및 제 2 스위치 간의 노드에서 발생하는 전압 점프를 검출하는

에너지 변환기.
제 1 항에 있어서,

상기 검출 신호의 값은 상기 전압 점프의 측정값(measure)인

에너지 변환기.
제 2 항에 있어서,

상기 검출 수단은 기준 전압 및 상기 노드 간에 직렬로 구성된 제 1 및 제 2 캐패시턴스와, 상기 제 2 캐패시턴스와 병렬로 구성된 단락 스위치와, 상기 제 2 캐패시턴스 양단 전압 Vdiv를 측정하는 샘플 앤드 홀드 회로(sample-and-hold circuit)를 포함하며,

상기 제어 디바이스는 상기 제 1 및 제 2 스위치가 닫힐 때 상기 단락 스위치를 개방하고 상기 단락 스위치가 개방될 때 상기 샘플 앤드 홀드 회로에 의해 상기 제 2 캐패시턴스 양단 전압 Vdiv를 결정하는

에너지 변환기.
제 3 항에 있어서,

상기 검출 신호는 상기 전압 Vdiv 또는 상기 전압 Vdiv에 대응하는 양에 의해 형성되는

에너지 변환기.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 스위치가 스위칭되는 스위칭 주파수는 상기 제어 디바이스에 의한 상기 검출 신호에 따라 조절되는

에너지 변환기.
제 4 항에 있어서,

동작시에 상기 제어 디바이스는, 상기 에너지 변환기가 근사 용량성 모드 근방에서 유도성 모드로 동작하도록, Vdiv의 값을 기초로 하여 상기 제 1 및 제 2 스위치의 스위칭 주파수를 조절하는

에너지 변환기.
제 6 항에 있어서,

동작시에 상기 제어 디바이스는, 상기 Vdiv의 값이 사전결정된 비교적 작은 값으로 조절되도록, 상기 스위칭 주파수를 제어하는

에너지 변환기.
제 3 항에 있어서,

동작시에 상기 제어 디바이스는 상기 샘플 앤드 홀드 회로가 상기 전압 Vdiv를 결정한 후에 상기 단락 스위치를 재개방하는

에너지 변환기.
제 3 항에 있어서,

상기 샘플 앤드 홀드 회로는 새로운 Vdiv 값이 결정될 때까지 상기 전압 Vdiv을 유지하는

에너지 변환기.