CN1806383B - 用于确定开关电路中反射功率的方法和开关电路 - Google Patents

Abstract

提供了一种开关电路(50)，包括：变压器(TR1)和开关设备(FET1)，其中变压器(TR1)包括至少一个线圈(P1，S1，S2)；开关(FET1)设备连接在电源(60)和变压器(TR)之间，且连接至驱动电路(100)，该驱动电路用于周期地驱动开关设备(FET1)导通，以从电源(60)向电感元件(TRi)传送功率。电路(50)还包括：第一监视装置(115)，用于确定变压器(TR1)中存在的磁化电流的测量值；第二监视装置，用于得到开关设备(FET1)中出现的硬开关的测量值；和信号处理装置(140，150，160，170，175)，用于由该磁化电流的测量值和该硬开关的测量值生成经由变压器(TRI)传送的反射功率的测量值。

Description

用于确定开关电路中反射功率的方法和开关电路

发明技术领域

本发明涉及一种确定开关电路中反射功率的方法；特别但不唯一地，本发明涉及一种确定诸如双向返驰式转换器(flyback converter)和降压型转换器(buck-type converter)这样的开关电路中反射功率的方法。并且，本发明也涉及使用前述方法的开关电路，例如开关式电源(SMPS)。

背景技术

开关电路是公知的，例如，诸如双向返驰式转换器和降压型转换器这样的开关式转换器经常在开关式电源中使用。

美国专利6069804描述了一种多输出、多方向功率转换器。该转换器包括输入双向开关和至少一个第一输出双向开关。并且，该转换器包括耦合电感器，该耦合电感器具有输入线圈和至少一个输出线圈。该输入线圈与输入电压源和输入开关串联。每个输出线圈与诸如关联的电容这样的相应输出电压源及每个输出线圈各自的输出开关串联。而且，该转换器包括时钟电路，该时钟电路产生用于驱动输入开关和至少一个输出开关的二元状态控制信号。

类似地，美国专利6198638描述了用于连续模式(CCM)和不连续模式(DCM)下零电压开关(ZVS)的返驰式电路，该电路适于减小与转换器的次级侧使用的例如MOSFET这样的MOS晶体管的充电寄生二极管有关的功率损耗，该MOS晶体管用于提供同步整流。该电路的突出之处在于它包括同步整流驱动器，用于延迟从该驱动器的脉冲宽度调制部分输出的相关栅极驱动信号。并且，该驱动器使驱动信号反相，以减小在前述次级侧寄生二极管充电的瞬间出现的损耗，从而基本实现在DCM下以固定频率操作的ZVS。

在传统的双向返驰式转换器即双激式转换器中，通常包括电感式变压器，该电感式变压器包括初级线圈和至少一个次级线圈。并且，当前实际中不仅包括初级开关设备，例如MOSFET，用来周期并重复地将初级线圈连接到主电源，而且包括次级开关设备，例如也是MOSFET，用来提供同步整流。另外，众所周知，操作时这样一个变压器在其每个导 通周期内使次级设备在该变压器中的磁化电流已经基本上达到零幅值后的某一停留时间(dwell time)内保持导通。当使用停留时间时，从连接至至少一个次级线圈的电路中获得的能量可以被储存在变压器中，该能量随后用于向初级开关的漏极-源极电容充电以提供软开关，由于该软开关能够减少转换器内的功率损耗并从而提高转换器的操作效率，所以该软开关是非常可取的。发明人认识到为了获得更大程度的软开关，在转换器每个重复的操作周期中需要储存在变压器中的能量，可以根据主电源的电压、次级反射电压和初级开关设备在初级线圈处呈现的漏极-源极电容计算出来。

并且，发明人认识到在该转换器中双激行程(bidifly stroke)的末尾，该变压器中储存的能量由总的变压器电流确定。在简单情况下，该转换器只具有单个次级线圈，变压器电流等于流过该单个线圈的电流。在具有至少两个次级线圈的情况下，发明人已经确定该变压器电流等于该至少两个线圈中每个线圈电流的总和，出于标准化的目的，通过相关匝数比来度量该至少两个线圈。

前述类型的传统双激式转换器中，图1表示了该转换器的初级开关设备FET1的漏极处产生的瞬时电压。在图1中，横轴10对应时间T，纵轴20对应前述瞬时漏极电压。所示的电位差V₁是提供至初级设备的电源电压与该初级设备开启时即被驱动至导通状态时该设备的漏极电压之间的差值。并且，电位V_R是反射输出电压。另外，电位V_HARD对应初级开关开启后在其中出现的硬开关的幅值。

一种确定双激式转换器的变压器中储存的能量的近似方法，其中该双激式转换器包括相关的初级开关设备，该方法是：例如利用感测电阻测量流入变压器的一个次级线圈的电流，并将该电流和预定参考电流I_neg进行比较；根据获知的储存能量，能够相应地调整初级设备的时间上的开关，从而近似实现软开关。为了实现这种基本上的软开关，可以使用一种数学关系即方程1来确定参考电流I_neg的适当值。

$I_{\mathrm{neg}}=\sqrt{\left(\frac{C}{L}\right)}\sqrt{(V_1^2-V_R^2)}$ 方程1

其中

C＝初级设备在操作中出现的总漏极电容；和

L＝变压器的初级设备的电感。

发明人认识到前述近似方法存在几个问题：

该近似方法的第一个问题是必须感测流入次级线圈的电流。虽然经济、方便地使用了感测电阻，但是该感测电阻在电阻中的功耗、电阻对转换器效率的影响、以及电阻中容许产生的馈入转换器的控制电路中的方便的小信号之间引入一种折衷，例如，该小信号与精确性有关，并与转换器中存在的由操作的开关模式产生的周围电路噪声有关。

第二个问题是，当变压器包括至少两个次级线圈并且只感测一个次级线圈的电流时，在某种情况下，可能流入没有提供电流感测的线圈中的电流，在决定关闭该转换器中的次级开关设备的时刻不是零，该关闭即进入非导通状态。在这样的情况下，根据方程1确定的参考电流I_neg的值不适合实现初级设备中的软开关。如果在这种情况下采用方程1的参考电流I_neg的值，则在初级设备中会出现不希望的硬开关或者次级设备会太早关断。这种初级设备的硬开关和/或次级设备的不恰当控制会导致转换器的操作不合要求，例如不能在一个或多个次级线圈处传送期望的负载电流。

第三个问题是参考电流I_neg是关于方程1中电压V₁所说明的电源电压的函数。为了使得参考电流I_neg减小至较小值，转换器在初级线圈的次级侧必须获得实际电位。为了提供这样的实际电位，需要额外的电路元件，从而增加转换器的制造费用；并且，该电位优选的是能够处理与电源电压波动有关的最坏情况的幅值。实际上，作为折衷，期望转换器具有较大的参考电流I_neg的值，从而导致了转换器内相关的大的无功电流以及相关的升高的功率损耗。

发明内容

本发明的第一个目的是提供一种确定开关电路中反射功率的方法。本发明的第二个目的是提供一种在无需初级侧传感器的情况下确定开关电路中反射功率的方法。本发明的第三个目的是提供一种开关电路，该开关电路能够具有其中减小的硬开关。独立权利要求限定本发明。从属权利要求限定有益的实施例。

发明人认识到在双向返驰式转换器，经常指双激式转换器(bidifly converter)中，利用从该转换器的次级侧得到的控制信号，确定该转换器中初级开关和/或次级开关的适当开启时刻是可行的。具体地，发明人认识到通过测量这样的转换器中的返回能量也称为反射能量的幅值，可以得到适于调整转换器内出现的初级侧硬开关的程度的控制信号；然后可以使用该返回能量的幅值结合硬开关的检测在转换器内提供基本的软开关。另外，发明人认识到这样的能量测量基于开关电流的模仿(emulation)是有利的，该开关电流的模仿在实际实施中成本低，还能提高转换器的操作效率。

本发明提供了一种用于确定开关电路中反射功率的方法，所述电路包括电感元件和开关装置，所述电感元件包括至少一个线圈，所述开关装置连接于至少一个电源和所述至少一个线圈之间，其中所述开关装置还连接至驱动装置，所述驱动装置周期地驱动所述开关装置导通，以从所述至少一个电源传送功率至所述电感元件，所述方法包括步骤：确定所述电感元件中存在的磁化电流的测量值；得到指示所述开关装置中出现的硬开关的幅值的测量值；由所述磁化电流的测量值和指示所述硬开关的幅值的测量值确定指示经由所述电感元件传送的反射功率的测量值。

本发明还提供了一种开关电路包括：电感元件，所述电感元件包括至少一个线圈；开关装置，所述开关装置连接于至少一个电源和所述至少一个线圈之间，所述开关装置连接至驱动装置，所述驱动装置用于周期地驱动所述开关装置导通，以从所述至少一个电源传送功率至所述电感元件；第一监视装置，用于确定所述电感元件中存在的磁化电流的测量值；第二监视装置，用于得到指示所述开关装置中出现的硬开关的幅值的测量值；和处理装置，用于由所述磁化电流的测量值和指示所述硬开关的幅值的测量值生成指示经由所述电感元件传送的反射功率的测量值。

本发明的优势在于所述方法能够提供更精确的电路操作的指示，例如用于控制电路的操作。

优选地，所述电路还包括反馈控制装置，该反馈控制装置用于接收反射功率的测量值，所述方法还包括步骤：将反射功率和参考值进行比较，并调整驱动装置的时间上的操作，使得操作中的所述电路内产生预定程度的硬开关。通过采用较低程度的硬开关，所述方法能够减少所述 电路中的损耗。

优选地，当确定电感元件中存在的磁化电流的测量值时，使用电流模仿由该至少一个线圈上形成的信号来产生磁化电流的测量值。更优选地，电流模仿利用对该信号的时间积分来产生磁化电流的测量值；利用该积分可以无需内嵌电流感测元件。优选地，该时间积分被周期地复位，且该复位与开关装置的开关操作同步；这样的复位能够提高模仿的精确性。

或者，优选地通过与该至少一个线圈串联的电流感测装置(例如，一个或多个电阻性电流感测装置、霍尔效应电流感测装置和电感耦合电流感测装置)来确定磁化电流的测量值。优选地，感测装置包括多个电感耦合传感器，每个传感器被配置成与电感元件的相应线圈串联；电感耦合传感器与电阻性电流感测元件相比能够导致更小的功率损耗。更优选地，考虑多个传感器的各个线圈的相对线圈匝数比，将由该多个传感器产生的电流指示信号求和，以产生磁化电流的测量值；这样的相对线圈匝数比的调节使得能够更精确地确定磁化电流的测量值。更优选地，利用至少一个印刷电路板制成的空心(air-cored)传感器来实现电流感测装置；该空心传感器的结构抗干扰，制造成本低且能提供非常精确的电流测量值。

优选地，该反馈控制装置用于：

相对于第一参考值，调整硬开关的测量值；

相对于第二参考值，调整磁化电流的测量值和硬开关误差信号的测量值之间的差值，

为了调整所述电路的操作，由硬开关的测量值和第一参考值之间的差值中得到该误差信号。

更优选地，该第二参考值是由该至少一个电源提供的电压、开关装置的电容和电感元件呈现的电感中至少之一的函数。第二参考的这种依据使得能够更精确地确定反射功率。

将会认识到本发明的特征可以在不脱离本发明保护范围的情况下以任何结合方式结合。

附图说明

现在，只通过示例并参照附图描述本发明的实施例，其中：

图1是传统双向返驰式转换器内初级开关导通的周期图，其中在操作中出现限制幅值的硬开关；

图2是根据本发明利用电流模仿方法的第一双激式转换器的示意图；

图3是根据本发明利用电流模仿方法的第二双激式转换器的示意图，该双激式转换器在它的每个次级电路中包括电流传感器，用于测量其中的电流(current flow)；和

图4是包括电流模仿特征的第三降压型转换器的示意图，该转换器利用了根据本发明的电流模仿方法。

具体实施方式

在设计本发明时，发明人一直寻求解决一个问题，即找到一种方法来确定开关电路如双激式转换器中的反射功率；且该方法在基本上不使用感测元件去感测电流的情况下优选地实现。为了解决该问题，发明人已经提出一种方法，该方法包括使用电流模仿。

在电流模仿中，将前述变压器线圈之一中产生的电压对时间t积分。这样，该方法用于对具有电感L的电感元件如变压器或电感器中的电流I_L进行模仿，通过对电感元件中产生的电压U_L的测量值进行方程2所示的处理实现该模仿。

$I_L=\frac{1}{L}\∫U_L\mathrm{dt}$ 方程2

类似考虑关于，如方程3所示根据流经电容C的相关电流I_C确定电容器C中产生的电压U_C。

$U_C=\frac{1}{C}\·\∫I_C\mathrm{dt}$ 方程3

在简单的电路中，电感L中产生的电压U_L通过连接至电感L的电阻R_L被转换成感测电流，电容连接于电阻R₁用来提供感测电流对于时间的积分，然后通过方程4描述该电容中产生的电压U_C：

$U_C=\frac{1}{R_{1}C}\·{\∫U}_L\mathrm{dt}$ 方程4

通过将电阻R₂连接至电容C，方程4的电压U_C可以转换成模仿电流I_EM，电流I_EM代表电流I_L并可以根据方程5确定：

$I_{\mathrm{EM}}=\frac{1}{R_1{R}_{2}C}\·\∫U_L\mathrm{dt}$ 方程5

这样，根据方程5，通过监视电压U_L，并利用与电感器的电感L对应的时间常数即对应于电感L的时间常数τ＝R₁.R₂.C对电压U_L相对于时间t积分，可以得到模仿电流I_EM。但是，通过单独应用方程5可以发现，除非电感L的值已知，否则由I_EM、R₁、R₂、C不能确定I_L。

在开关电路中，例如开关式转换器和相关设备中，发明人认识到方程5描述的模仿可被用于控制相关的初级开关设备中出现的硬开关。

接下来，将会考虑包括变压器的双激式转换器。双激式转换器的初级线圈经由初级开关设备连接至交流电源，其次级线圈经由次级开关设备连接至储存电容。并且，现在将描述前述电流模仿与这种电源相结合的应用。

当次级设备关闭即切换至非导通状态后，在初级设备开启即切换至导通状态的时刻，粗略地假定变压器电流在该时刻基本上为零，该时刻定义了按照方程5的积分可以开始的瞬间，以获得流入变压器的电流的模仿。实际上，也适合于更复杂的环境，即如果恰当的负电流被施加于次级设备的栅极，则变压器内的电流只在初级设备开启的瞬间为零幅值。

为了改进电流模仿，发明人认识到将模仿电流与预定负电平的总和进行比较是非常有利的，该负电平为例如后面描述的偏移量、可调电平和第二偏移量。并且，在次级开关设备关闭即切换至非导通状态的时刻，将模仿电流与这些电平进行比较也是有益的。如果次级设备中的电流比必须的更负，则初级设备的漏极电压将达到基本上零值， 那么变压器内的磁化电流将不是基本上零值；即初级开关设备产生了本领域中公知的“谷(valley)”导通特征的缺失。发明人已经能够利用基于计算机的电路模型来模拟这样的情况。

所以发明人认识到，为了在双激式转换器中进行更精确的开关控制，需要附加的控制回路去适应第二偏移量，以实现在初级开关设备的漏极处仅具有相关的少量硬开关的谷底导通特性。由于期望利用从转换器的次级侧得到的信号来控制初级设备的硬开关，所以发明人设计了硬开关检测电路，用于从转换器的变压器的次级线圈接收信号。当该电路操作时，将硬开关的幅值，即从次级侧信号检测到的初级设备的所述幅值与硬开关的期望幅值进行比较，以产生与两幅值之间差值对应的误差信号。然后对该误差信号有益地进行积分和信号滤波，以产生第二偏移量。有益地，从预定的负偏移量中减去第二偏移量，以产生用于控制初级开关设备和/或次级开关设备的最终信号。因此，例如在转换器初始通电时，转换器在其少许开关周期内恰当地调整流入转换器的双激式电流。

由于模仿电流值需要几个导通周期来稳定，并且初级开关设备在导通期间需要充分低的漏极电压来表示初级的行程将要开始，所以为了保证在转换器初始通电时提供充分的负偏移量而基本上仅包括预定的负偏移量。因为该负偏移量使转换器响应更快而至少部分地补偿提供到初级开关设备的输入整流交流电源中的变化，所以该负偏移量也对转换器有利。

为了进一步描述本发明的方法和利用该方法的本发明的实施例，将参照图2至4描述本发明的实施例。

在图2中示出了由50表示的根据本发明的双激式转换器。转换器50包括由TR1表示的变压器，例如铁芯变压器，该变压器包括初级线圈P1和分别缠绕在该变压器上的第一和第二次级线圈S1、S2。线圈P1、S1、S2优选的是一个或多个铜线圈和金属箔线圈，例如铝和/或铜箔线圈。初级线圈P1经由初级开关设备FET1连接至整流交流电源60，该整流交流电源60用于提供操作时的电压V_mains；设备FET1的漏极连接至第一次级线圈S1的节点由X1表示。初级设备 FET1包括栅极，该栅极响应于施加于其上的控制信号，来控制该设备FET1的源极和漏极之间的导通；如图所示，设备FET1的栅极连接至控制器100。并且，变压器TR1的第二次级线圈S2经由整流二极管D1连接于储存电容C2；在操作时，如图所示，电容C2上产生电压V_out1。

如图所示，第一次级线圈S1经由次级开关设备FET2连接至储存电容C1，在操作时电容C1上产生电压V_out2；线圈S1连接至电容C1的节点由X3表示，作为参考点。转换器50与现有技术的区别在于，它包括如图所示由110表示包括在虚线105内的第一控制电路。该第一控制电路包括积分器115、硬开关检测器120、复位电路130、信号滤波器/积分器140、运算放大器150、用于产生参考电流偏移电压I_negoffset的负偏移量发生器160、比较器170、加法单元175和设定-复位触发器180。

积分器115包括第一输入和第二输入，该第一输入和第二输入连接至跨越第一次级线圈S1的节点X1、X3。积分器115用于对提供至其输入端的电位差值进行积分。并且，积分器115包括复位输入端RI，如图所示该复位输入端连接至复位电路130的相应输出端；复位输入端RI用于在变压器TR1的磁化电流为零的时刻，将积分器115内的积分复位至零状态。积分器115还包括输出端I_emulate1，该输出表示变压器TR1中存在的总磁化电流的模仿；如图所示该输出端I_emulate1 连接至加法单元175的非反相单元。触发器180的驱动输出端Q连接至次级开关FET2的栅极，输出端Q也由节点X2表示。节点X1、X2连接至硬开关检测器120的各个输入端，检测器120包括第一输出端prim_on和第二输出端V_hard，该第一输出指示初级开关设备FET1何时处于导通状态，该第二输出指示初级设备FET1中出现的硬开关的幅值。输出端V_hard连接至运算放大器150的非反相输入端；放大器150的反相输入端连接至参考电压V_ref。并且，输出端prim_on连接至复位电路130的相应输入端。运算放大器150的输出E对应于误差信号。输出端E连接至滤波器/积分器140的相应输入端。滤波器/积分器140的输出是如上所述的第二偏移量，其连接至加法单元175 的反相输入端。单元175的输出端I_emulate2连接于比较器170的反相输入端。类似地，与前述I_neg对应的偏移量发生器160的输出端I_negoffset 连接至比较器170的非反相输入端。在操作时，比较器170用于提供二元逻辑输出end_bidifly，即表示高和低逻辑状态，该二元逻辑输出端连接至触发器180的复位输入端R和复位电路130的输入端。触发器180的设定输入端连接至定时发生器(未示出)，该定时发生器用于输出信号strt_bidifly，指示何时执行双激行程。

现在参照图2描述转换器50的操作。

积分器115被设置成以参考前述方程5所描述的方式进行操作，即积分器115用于对第一次级线圈S1上产生的电位进行积分，以得到流经第一次级线圈S1的电流的模仿，由I_emulate1表示。如上所述，积分器115优选地被复位以避免偏移，并且被时间地选通以对线圈S1上产生的周期性电位的期望部分进行积分。通过处理次级设备FET2的栅极和漏极之间的电位差，硬开关检测器120确定初级设备FET1中以前述方式出现的硬开关的测量值。放大器150作为控制放大器用于调整次级设备FET2的开关，以使电压V_hard与参考电压V_ref 匹配，以获得预定程度的硬开关。误差信号E在滤波器/积分器140中被滤波并被积分，以产生前述第二偏移量信号。然后加法单元175的输出I_emulate2与偏移电压I_negoffset进行比较，以经由触发器180控制次级设备FET2的开关。偏移电压I_negoffset的值可以保持为恒定值。或者，电压I_negoffset的值可以是整流交流电压V_mains、反相电压V_reverse，变压器TR1在初级线圈P1中的电感L和初级设备FET1的漏极-源极电容C中至少之一的函数。

总而言之，积分器115用于通过模仿得到变压器TR1中磁化电流的测量值。检测器120用于得到在初级设备FET1中出现的硬开关V_hard的测量值。根据电流模仿I_emulate1与测量值V_hard的结合，该电路能够确定变压器TR1中储存的反射功率的幅值，从而确定转换器50为了在其初级设备FET1中得到预定程度的硬开关而必须采用的反射功率的误差量。

这样，虚线105中所示的第一电路110用于执行下述功能：

(a)通过模仿，例如根据前述方程5，得到变压器TR1中磁化电流的测量值；

(b)从次级线圈S1，得到初级开关设备FET1中出现的硬开关的测量值；

(c)得到从变压器TR1的次级侧到初级侧的反射功率的测量值；和

(d)根据反射功率的测量值调整初级设备FET1的开关，以在初级设备FET1中获得操作时预定程度的硬开关。

在无需向变压器TR1的初级侧提供感测设备的情况下，在转换器50中能够实现(a)至(d)的所有功能。并且，在转换器50中使用这些功能可以提高其操作效率，即减少转换器50中的功耗。

将认识到本发明的方法可以应用于其它转换器结构。例如，在图3中示出了由200表示的第二开关模式转换器，该第二开关模式转换器利用了根据本发明的确定反射功率的方法。转换器200与转换器50类似，不同之处在于转换器200包括分别与次级线圈S1、S2串联的第一电流传感器230和第二电流传感器220；并且，转换器200包括由210表示包含在虚线205内的第二控制电路；第二电路210在某些方面与转换器50中采用的第一电路110不同。但是，第二电路210包括许多在第一电路110中采用的相同元件，即硬开关检测器120、放大器150、滤波器/积分器140、发生器160、加法单元175、比较器170和触发器180。

在转换器200中，初级线圈P1以与转换器50类似的方式经由初级开关设备FET1连接至整流交流电源60。类似地，第二次级线圈S2以与转换器50类似的方式经由二极管D1连接至电容C2，除了包括第二电流传感器220来感测流入第二次级线圈S2的电流I_S2。

在转换器200中，第一次级线圈S1以与转换器50类似的方式经由次级设备FET2连接至电容C1。但是，转换器200额外包括第一电流传感器230，用于感测流过第一次级线圈S1的电流I_S1。

第二电路210包括加法器和换算器(scaler)单元215，用于分别从传感器230、220接收第一和第二电流指示输出信号V_IS1、V_IS2。加法 器和换算器单元215包括输出端I_magnetize，该输出端连接至加法单元175的非反相输入端，并且该输出指示变压器TR1中的总磁化电流。第二电路210包括硬开关检测器120，该硬开关检测器的第一输入端连接至次级开关FET2与第一次级线圈S1的连接点处的节点X1，第二输入端连接至触发器180的驱动输出端Q，驱动输出端Q连接至第二设备FET2的栅极，如图3所示。检测器120的硬开关指示输出端V_hard连接至放大器150的非反相输入端；并且，该放大器的反相输入端连接至参考电压V_ref。放大器150的误差输出端E连接至滤波器/积分器140的输入端，该滤波器/积分器的输出端连接至所示的加法单元175的反相输入端。加法单元175的输出端I_emulate连接至比较器170的反相输入端。以与转换器50类似的方式，转换器200的比较器170的非反相输入端连接至用于提供前述参考电压I_negoffset的发生器160。比较器170的逻辑输出端连接至触发器180的复位输入端R；并且，触发器180的设定输入端S连接至信号strt_bidifly，用来控制双激行程的开始。

传感器220、230优选地是电感耦合元件，例如使用铁芯的螺旋变压器类型元件。或者，当需要超线性电流感测时，传感器220、230可以由空心(air-cored)设备实现，例如使用WO 02/082105A1和WO01/11376A1中所述形式的印刷电路板电流感测结构，在此引入这两篇文献中关于空心电流传感器的公开作为参考。

或者，一个或多个传感器220、230可以由固态霍尔效应设备实现，例如适于印刷电路板装配的表面安装元件(SMPs)，该表面安装元件设置在用于传送流入两个次级线圈的电流的导体附近，例如，沿电路板的铜轨道传送电流。再或者，一个或多个传感器220、230可以由感测电阻实现，该感测电阻上产生的电压指示变压器TR1中与该感测电阻相关的次级线圈中流过的相应电流。

加法器和换算器单元215与传感器220、230结合，用于对电流I_S1、I_S2的测量值求和，它考虑了传感器220、230的相对电流测量值灵敏度和两个次级线圈S1、S2的相对匝数比。如果需要，可以去除加法器和放大器单元215，而安排电流传感器220、230显示电流测 量值灵敏度以考虑两个次级线圈S1、S2的相对绕组比，并且将传感器220、230串联以产生信号I_magnetize。

操作时，如前所述，加法器和换算器单元215产生信号I_magnetize，该信号指示变压器TR1中存在的总磁化电流。并且，硬开关检测器120根据次级设备FET2的栅极和漏极处产生的电位得到信号V_hard，该信号指示初级开关FET1中出现的硬开关。因此，根据信号V_hard 和电流I_magnetize，第二电路210能够得到转换器200中产生的反射功率的测量值。该测量值在比较器170内与来自发生器160的偏移电压I_negoffset进行比较，以影响次级设备FET2的时间上的开关，从而在初级设备FET1中获得预定幅度的硬开关。虽然转换器200由于通过传感器220、230使用了实际的总电流测量值，而没有使用变压器TR1的磁化电流的模仿，但是该转换器为了调整其操作确实得到了该转换器200中出现的反射能量的测量值。

本发明的用于确定反射功率的方法也可应用于前述双激式转换器之外其它类型的转换器。例如，图4中示出了由300表示的降压型转换器。转换器300包括变压器TR2，该变压器上缠有单个线圈305，线圈305用“F”表示并具有第一端子和第二端子。并且，转换器300额外包括整流交流电源60，该整流交流电源用于在所示的第一和第二开关设备FET1、FET2上产生电压V_mains。设备FET1和FET2之间的节点Y1连接至线圈F的第一端子。线圈F的第二端子连接至电容C1的第一电极。并且，电容C1的第二电极连接至第二开关设备FET2与交流电源60相连接的节点Y2。如图所示，控制单元310连接至第一开关设备FET1，例如该控制设备利用在其它相关元件(未示出)之中的触发器实现。

降压型转换器300的不同之处在于它还包括由315表示包含在虚线320中的第三控制电路。电路315包括前述积分器115、硬开关检测器120、复位电路130、滤波器/积分器140、放大器150、偏移量发生器160、比较器170、加法单元175和触发器180。

电路315的组成部件如图4所示连接在一起。即，积分器115的两个输入端跨接至线圈F上；并且，积分器115的复位输入端连接至 复位电路130的相应输出端RI。类似地，硬开关检测器120的两个输入端分别连接至第一开关设备FET1的栅极和节点Y1。检测器120的V_hard输出在操作时指示第一设备FET1中出现的硬开关的幅值；输出端V_hard连接至所示的放大器150的非反相输入端。该放大器的反相输入端连接至电压参考V_ref。放大器150的输出端E经由滤波器/积分器140连接至加法单元175的反相输入端。比较器170的反相输入端连接至加法单元175的输出端I_emulate，非反相输入端连接至参考发生器160，该参考发生器用于提供基本上恒定的参考电压I_negoffset。比较器170用于提供逻辑输出，该逻辑输出端连接至触发器180的复位输入端R和复位电路130的输入端。启动行程发生器(未示出)连接至触发器180的设定输入端S，用于提供指示开关设备FET1、FET2中导通行程开始的信号strt_syncfet_stroke。触发器180的Q输出端连接至第二开关设备FET2的栅极。

现在参考图4描述降压型转换器300的操作。控制器310在它的Q输出端提供输出信号，该输出信号用于周期地驱动第一设备FET1进入导通状态，在本发明的上下文中也称为“行程”。当第一设备FET1开启时，即第一设备切换至导通状态时，电路315保持第二设备FET2关闭，即非导通状态，以避免整流电源60经由设备FET1、FET2直接短路。第一设备FET1的导通引起电流I_F流经线圈F，从而导致在变压器TR2中产生磁场。当第一设备FET1随后关闭时，即第一设备切换至非导通状态时，第二设备FET2开启，即第二设备切换至导通状态，因此使得线圈F中形成的磁场衰减，以经由第二设备FET2对电容C1充电。然后周期地重复这样的导通周期。

施加于设备FET1、FET2栅极的控制信号用于减少设备FET1、FET2中出现的硬开关，并因此减少转换器300中的损耗。并且，该控制信号也用于减少对于电容C1上产生的输出电位的扰动。

为了在转换器300中产生前述控制信号，电路315用于确定转换器300中产生的反射功率的幅值，并相应调整对第二设备FET2的驱动。积分器115用于对线圈F上产生的电压进行积分，并通过应用前述方程5来确定流经线圈F的电流I_F的模仿测量值I_magnetize。如前所 述，复位电路130用于周期地复位积分器115，以保证积分器115提供的模仿电流测量值是期望的。通过监视第一设备FET1栅极和源极之间产生的电压，硬开关检测器120用于得到第一设备FET1中出现的硬开关的测量值。

放大器150作为控制放大器，用于在转换器300中保持预定程度的硬开关，该预定程度取决于提供给放大器150的电压V_ref的值。放大器150产生的误差信号E在滤波器/积分器140中被积分，以产生第二偏移量信号，从模仿电流I_magnetize中减去该第二偏移量信号而产生信号I_emulate，比较器170中使用信号I_emulate和来自发生器160的参考电压I_negoffset，以控制第二设备FET2的关闭。电路315根据其操作能够确定转换器300中的反射功率的测量值，并以反馈方式利用该测量值来控制设备FET1、FET2的时间上的操作，从而在转换器300中获得预定程度的硬开关。优选地，该预定程度的硬开关对应于降低程度的硬开关，从而使转换器300比相应的当前已知转换器更有效率。

应该认识到在不脱离本发明保护范围的情况下，能够对本发明的上述实施例进行修改。还应该认识到前述单数形式应该解释为也涉及复数形式。并且，诸如“包括”、“含有”、“包含”、“有”这样的表达应该解释为不排其它部分的存在。在权利要求中，括号中的参考标号不能解释为对权利要求的限制。元件前的单词“一个”不排除多个这样的元件的存在。在列举了几个装置的设备权利要求中，这些装置中的几个装置可以通过一个相同的硬件实施。在彼此不同的从属权利要求中列举了某些措施这个事实不表示不能使用这些措施的结合获得好处。

Claims (11)

1.一种用于确定开关电路(50；200；300)中反射功率的方法，所述电路(50；200；300)包括电感元件和开关装置，所述电感元件包括至少一个线圈，所述开关装置连接于至少一个电源(60)和所述至少一个线圈之间，其中所述开关装置还连接至驱动装置，所述驱动装置周期地驱动所述开关装置导通，以从所述至少一个电源传送功率至所述电感元件，所述方法包括步骤：

确定所述电感元件中存在的磁化电流的测量值；

得到指示所述开关装置中出现的硬开关的幅值的测量值；

由所述磁化电流的测量值和指示所述硬开关的幅值的测量值确定指示经由所述电感元件传送的反射功率的测量值。

2.一种开关电路(50；200；300)包括：

电感元件(TR)，所述电感元件包括至少一个线圈(P1，S1，S2)；

开关装置(FET1)，所述开关装置连接于至少一个电源(60)和所述至少一个线圈之间，所述开关装置连接至驱动装置(100)，所述驱动装置用于周期地驱动所述开关装置导通，以从所述至少一个电源传送功率至所述电感元件；

第一监视装置(115；220，230，215)，用于确定所述电感元件中存在的磁化电流的测量值；

第二监视装置(120)，用于得到指示所述开关装置中出现的硬开关的幅值的测量值；和

处理装置(140，150，160，170，175)，用于由所述磁化电流的测量值和指示所述硬开关的幅值的测量值生成指示经由所述电感元件传送的反射功率的测量值。

3.如权利要求2所述的电路(50；200；300)，其中所述电路(50；200；300)还包括反馈控制装置(170，175)，所述反馈控制装置用于对所述反射功率的测量值和参考值(160)进行比较，并用于调整所述驱动装置的时间上的操作，使得操作中的所述电路内产生预定程度的硬开关。

4.如权利要求2所述的电路，其中所述第一监视装置通过利用在所述至少一个线圈上产生的信号进行模仿，来确定所述电感元件中存在的磁化电流的测量值。

5.如权利要求4所述的电路，其中所述第一监视装置利用所述信号的时间积分来产生所述磁化电流的测量值。

6.如权利要求5所述的电路，其中所述时间积分被周期地复位，且该复位与所述开关装置的开关操作同步。

7.如权利要求2所述的电路，其中所述第一监视装置包括电流感测装置(220，230)，所述电流感测装置与所述至少一个线圈串联，用于产生所述磁化电流的测量值。

8.如权利要求7所述的电路，其中所述感测装置包括多个传感器(220，230)，每个传感器被设置成与所述电感元件中的相应线圈串联。

9.如权利要求3所述的电路，其中所述反馈控制装置用于：

相对于第一参考值，调整所述硬开关的测量值；

相对于第二参考值，调整所述磁化电流的测量值与硬开关误差信号之间的差值，

为了调整所述电路的操作，由所述硬开关的测量值和所述第一参考值之间的差值得到所述误差信号。

10.如权利要求9所述的电路，其中所述第二参考值(160)是由所述至少一个电源提供的电压、所述开关装置的电容和所述电感元件呈现的电感中至少之一的函数。

11.如权利要求10所述的电路，适用于双向返驰式转换器，所述转换器被设置成其电感元件是变压器，所述变压器包括初级线圈和至少一个次级线圈，所述初级线圈经由所述开关装置连接至所述电源，由操作中所述至少一个次级线圈内产生的信号生成所述磁化电流的测量值和所述硬开关的测量值。

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