CN1945948B - 功率转换器的同步整流电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种可在固定和/或可变频率下操作的功率转换器的同步整流电路，其中不需要电流感应电路或锁相电路。同步整流电路具有耦合到变压器以用于整流的电源开关；信号产生电路用于响应于变压器的磁化电压、变压器的去磁电压和变压器的磁化周期而产生控制信号。控制信号经耦合以控制电源开关导通。控制信号的启用周期与变压器的去磁周期相关。

Description

功率转换器的同步整流电路

技术领域

本发明涉及功率转换器，且更明确地说涉及开关式功率转换器的控制电路。 

背景技术

图1绘示常规具有用于改进功率转换效率的同步整流器的功率转换器。磁性装置例如变压器10包含一次侧绕组N_P和二次侧绕组N_S。开关15连接到一次侧绕组N_P以开关变压器10和调节功率转换器的输出。二次侧绕组N_S通过电源开关20和电容器30耦合到功率转换器的输出。电源开关20及其主体二极管25作为同步整流器而操作。在磁化周期期间响应于开关15的接通将电压V_E施加到一次侧绕组N_P。因此，充电电流I_C将根据电压V_E和一次侧绕组N_P的电感系数而产生。同时，在二次侧绕组N_S处产生磁化电压V_S。一旦开关15断开，变压器10的能量将通过二次侧绕组N_S和电源开关20而传送到功率转换器的输出端。因此在去磁周期期间去磁电压(输出电压V_O)将被施加到二次侧绕组N_S。放电电流I_D将根据去磁电压和二次侧绕组N_S的电感系数而产生。充电电流I_C与放电电流I_D可由方程式(1)(2)分别得知： 

$I_C=\frac{V_E}{L_P}\×T_{\mathrm{CHARGE}}---\left(1\right)$

$I_D=\frac{V_O}{L_S}\×T_{\mathrm{DISCHARGE}}---\left(2\right)$

其中L_P和L_S分别为变压器10的一次侧绕组N_P和二次侧绕组N_S的电感系数。T_CHARGE为磁化周期；且T_DISCHARGE为去磁周期。 

在连续电流模式(continuous current mode；CCM)操作中，变压器10完全去磁之前开关15将接通。在非连续电流模式(discontinuous currentmode；DCM)操作中，在下一切换周期开始之前变压器10中的能量完全去磁。 

图2A和图2B分别绘示非连续电流模式和连续电流模式的波形图。如果在变压器10完全去磁之后电源开关20没有断开，那么一个反向电流(reverse current)将通过电源开关20对电容器30进行放电。此反向电流降低了功率转换器的效率。为了避免反向电流，常规技术，例如在Yang等人的美国专利第6,995,991号“PWM controller for synchronous rectifier offlyback power converter”中所述，利用电阻器40及其控制电路45在放电电流ID低于临界值时断开电源开关20的同步整流的方法。另外，在连续电流模式操作期间，锁相电路在下一切换周期开始之前断开电源开关20。然而，电流感应电路和锁相电路将产生功率损失并增加系统的复杂性。另外，宽变频系统(wide-variable frequency system)例如，谐振式功率转换器(resonant power converter)将引起锁相的问题。 

发明内容

本发明提供一种同步整流电路，其适用于在固定频率和/或可变频率下操作的功率转换器。本发明的同步整流电路不需要电流感应电路或锁相电路。同步整流电路包括电源开关以及开关控制电路。电源开关耦合到变压器(磁性装置)以用于整流。开关控制电路用于响应于变压器的磁化电压、变压器的去磁电压和变压器的磁化周期而产生控制信号。其中开关控制电路包括：输入电路，其产生第一信号、第二信号、第三信号和开关信号；以及信号产生电路，其耦合输入电路以产生控制信号。第一信号由电压V_DS决定，电压V_DS与变压器的磁化电压有关，使得第一信号与变压器的磁化电压成正比，第二信号和第三信号与功率转换器的输出电压成正比，且开关信号响应于变压器的磁化周期而产生，控制信号经耦合以控制电源开关导通。控制信号的启用周期与变压器的去磁周期相关。控制信号的启用周期小于或者等于变压器的去磁周期。磁化电压是变压器的二次侧绕组上所感应到的电压。去磁电压是变压器的一次侧绕组断开时同步整流电路的输出电压。去磁周期是去磁电压被施加到变压器的二次侧绕组的阶段。磁化周期是变压器的一次侧绕组导通以励磁电流的阶段。去磁周期等于磁化电压除以去磁电压再乘以磁化周期。启用周期是控制信号使得电源开关导通的使能阶段。另外，控制信号响应于磁化电压的增加而增加。控制信号响应于变压器的磁化周期的减小而减小。 除此之外，控制信号响应于去磁电压的增加而减小。 

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，其并入本说明书中并组成本说明书的一部分。附图说明本发明的实施例，且连同实施方式一起用以解释本发明的原理。 

图1绘示具有同步整流器的常规功率转换器。 

图2A和图2B分别绘示非连续电流模式和连续电流模式的波形图。 

图3绘示包含本发明同步整流电路优选实施例的功率转换器的电路示意图。 

图4绘示本发明优选实施例的开关控制电路。 

图5和图6绘示本发明优选实施例中多个电压-电流转换电路的电路示意图。 

图7绘示本发明优选实施例的信号产生电路的电路示意图。 

图8绘示本发明优选实施例的同步整流电路的波形图。 

具体实施方式

图3绘示包含本发明同步整流电路的优选实施例的开关式功率转换器的电路示意图。此同步整流电路适用于在固定频率和/或可变频率下操作的功率转换器，且不需要电流感应电路或锁相电路。开关式功率转换器中的电源开关20耦合到变压器(磁性装置)10以用于整流。开关控制电路100响应于变压器10的磁化电压(magnetized voltage)V_S、去磁电压(demagnetized voltage)和磁化周期(magnetized time)而产生由输出端OUT输出的控制信号S_W。控制信号S_W经耦合以接通(turn on)电源开关20。其中控制信号S_W的启用周期(enable period)与变压器的去磁周期(demagnetizedtime)相关。 

当开关15接通时，在二次侧绕组N_S与电源开关20之间产生电压V_DS。电压V_DS与变压器10的磁化电压V_S有关。磁化电压V_S可由方程式(3)得知： 

V_S＝V_DS-V_O---------------------------------------    (3) 

当开关15断开(turn off)时，输出电压V_O施加到二次侧绕组N_S以用于去磁。因此输出电压V_O与变压器10的去磁电压相关。开关控制电路100的输入端子S₁经耦合通过电阻器50和55来检测电压V_DS。二极管60进一步耦合到二次侧绕组N_S以加速对电压V_DS的检测。另一输入端子S₂耦合到功率转换器的输出以用于接收输出电压V_O。 

变压器的磁化通量Φ_C等于去磁通量Φ_D可由下列方程式得知， 

Φ_C＝Φ_D------------------------------------------   (4) 

$\mathrm{\Φ}=B\×\mathrm{Ae}=\frac{V\×T}{N}---\left(5\right)$

$\frac{V_E}{N_P}\×T_{\mathrm{CHARGE}}=\frac{V_O}{N_S}\×T_{\mathrm{DISCHARGE}}---\left(6\right)$

$V_E\×T_{\mathrm{CHARGE}}=\frac{V_P}{N_S}\×V_O\×T_{\mathrm{DISCHARGE}}---\left(7\right)$

$V_E=\frac{V_P}{N_S}\×V_S---\left(8\right)$

其中B为通量密度，Ae为变压器的横截面面积(cross-section area)，T为变压器的磁化周期(T_CHARGE)或去磁周期(T_DISCHARGE)，且N为变压器的绕组匝数的数目。 

可根据方程式(7)和(8)获得变压器10的去磁周期(T_DISCHARGE)。 

$T_{\mathrm{DISCHARGE}}=\frac{V_S}{V_O}\×T_{\mathrm{CHARGE}}---\left(9\right)$

根据方程式(9)展示，可由磁化电压V_S、去磁电压V_O和磁化周期(T_CHARGE)来预测去磁周期(T_DISCHARGE)。根据方程式(3)和(9)，去磁周期(T_DISCHARGE)可重新以方程式(10)表示如下： 

$T_{\mathrm{DISCHARGE}}=\frac{(V_{\mathrm{DS}}-V_O)}{V_O}\×T_{\mathrm{CHARGE}}---\left(10\right)$

根据变压器10的去磁周期(T_DISCHARGE)产生控制信号S_W的启用周期。因此，控制信号S_W的启用周期响应于磁化电压V_S的增加而增加。控制信号S_W的启用周期响应于变压器10的磁化周期(T_CHARGE)的减小而减小。除此之外，控制信号S_W的启用周期响应于去磁电压V_O的增加而减小。 

图4绘示本发明开关控制电路100的优选实施例。如图所示开关控制电路100的输入电路是由放大器110、120，二极管115、125，电压-电流转换电路140、150，阻抗装置101、102和迟滞缓冲器电路180所组成。运算放大器110和二极管115形成第一单位增益缓冲器。参考信号V_R提供至第一单位增益缓冲器。运算放大器120和二极管125形成第二单位增益缓冲器。第二单位增益缓冲器通过阻抗装置101和102耦合到输入端子S₂。第一单位增益缓冲器的输出与第二单位增益缓冲器的输出结合在一起而产生信号V_B。信号V_B的最小值受参考信号V_R箝制。信号V_B连接到电压-电流转换电路150以响应输出电压V_O产生第二信号I₂和第三信号I₃。第二信号I₂ 的最小值是箝制于一限制值。输入端子S₁产生电压信号V_A，其连接到电压-电流转换电路140以响应于电压V_DS而产生第一信号I₁。另外，迟滞缓冲电路180耦合到输入端子S₁以响应于变压器10的磁化周期而产生切换信号S_ON。第一信号I₁、第二信号I₂、第三信号I₃和开关信号S_ON耦合到信号产生电路200以产生控制信号S_W。 

图5和图6分别绘示本发明中电压-电流转换电路140和150的优选实施例。参阅图5，电压V_A连接到运算放大器141。运算放大器141连接到晶体管143和电阻器142以响应于电压V_A而产生电流I₁₄₃。电流I₁₄₃连接到晶体管 145和146以产生第一信号I₁。参阅图6电压V_B连接到运算放大器151。运算放大器151连接到晶体管153和电阻器152以响应于电压V_B而产生电流I₁₅₃。电流I₁₅₃连接到晶体管155和156以产生电流I₁₅₆。电流I₁₅₆进一步连接到晶体管157、158和159以用于产生第二信号I₂和第三信号I₃。因此第一电流I₁根据电压V_A而产生。第二信号I₂和第三信号I₃根据电压V_B而产生。 

图7绘示本发明中信号产生电路200的优选实施例。电容器220用来决定控制信号S_W的周期。第一开关210耦合在第一信号I₁与电容器220之间。第二开关215耦合在第二信号I₂与电容器220之间。第一比较器230耦合到电容器220以在电容器220的电压高于第一参考电压V_R1时，在第一比较器230的输出端产生第一控制信号。由反相器231和与门232形成的输出电路经耦合以响应于第一控制信号的启用和开关信号S_ON的禁用而在与门232的输出端产生第一放电信号。开关信号S_ON进一步经耦合以控制第一开关210。第一开关210响应于开关信号S_ON的启用而接通。第一放电信号经耦合以控制第二开关215。第二开关215响应于第一放电信号的启用而接通。第一信号I₁用于对电容器220进行充电。第二信号I₂用于对电容器220进行放电。第三信号I₃进一步耦合到第一信号I₁以减小第一信号I₁的值。 

电压V_DS决定第一信号I₁。第一信号I₁可以方程式(11)表示为 

$I_1=k1\×\frac{V_{\mathrm{DS}}}{R_{142}}---\left(11\right)$

输出电压V_O决定的第二信号I₂和第三信号I₃可以方程式(12)、(13)表示如下： 

$I_2=k2\×\frac{V_O}{R_{152}}---\left(12\right)$

$I_3=k3\×\frac{V_O}{R_{152}}---\left(13\right)$

电容器220上的电压可以方程式(14)表示为， 

$V_C=\frac{I_1-I_3}{C}\×T_{\mathrm{ON}}=\frac{\frac{k1\×V_{\mathrm{DS}}}{R_{142}}-\frac{k1\×V_O}{R_{152}}}{C}\×T_{\mathrm{ON}}---\left(14\right)$

其中k1、k2和k3为常数，例如阻抗装置的比率和/或电流镜的增益，C为电容器220的电容值，T_ON为开关信号S_ON的启用时间(电容器220的充电时间)，R₁₄₂为电阻器142的电阻值，R₁₅₂为电阻器152的电阻值。电容器220的放电时间T_OFF由下式给出， 

$T_{\mathrm{OFF}}=\frac{C\×V_C}{I_2}=\frac{C\×V_C}{k2\×\frac{V_O}{R_{152}}}---\left(15\right)$

通过适当选择k1、k2、k3、R₁₄₂和R₁₅₂，电容器220的放电时间T_OFF可根据方程式(14)和(15)重新整理为方程式(16)： 

$T_{\mathrm{OFF}}=K\×\frac{V_{\mathrm{DS}}-V_O}{V_O}\×T_{\mathrm{ON}}---\left(16\right)$

因此电容器220的放电时间T_OFF与变压器10的去磁周期T_DISCHARGE相关。去磁周期T_DISCHARGE可以方程式(17)表示 

$T_{\mathrm{DISCHARGE}}=K\×\frac{V_S}{V_O}\×T_{\mathrm{CHARGE}}---\left(17\right)$

其中K为常数。 

第二比较器240耦合到电容器220以用于在电容器220的电压高于第二参考电压V_R2时在第二比较器240的输出端产生第二控制信号。由反相器241和与门250形成的另一输出电路经耦合以响应于第二控制信号的启用以及开关信号S_ON的禁用而在与门250的输出端产生第二放电信号。控制信号S_W可根据第一放电信号或第二放电信号而产生。在此实施例中，第二放电信号用于产生控制信号S_W。第二参考电压V_R2高于第一参考电压V_R1。因此，在变压器10进行磁化之前，控制信号S_W禁用，且电源开关20断开。 

参看方程式(16)和图8的同步整流电路的波形图，控制信号S_W的周期由电容器220(电压V_C)的放电时间T_OFF控制。控制信号S_W的周期响应于电容器220的充电时间T_ON的减小而减小。控制信号S_W的周期响应于输出电压V_O的减小而增加。充电时间T_ON由开关信号S_ON的启用时间来控制。开关信号S_ON的启用时间与磁化周期(T_CHARGE)相关。 

所属领域的技术人员将了解，在不脱离本发明范围或精神的情况下，可对本发明的结构作出各种修改和变化。鉴于前述内容，希望本发明涵盖所附权利要求书及其等效物范围内的本发明的修改和变化。 

Claims (6)

1.一种反激式功率转换器的同步整流电路，其包括：

电源开关，其耦合到变压器以用于整流；以及

开关控制电路，其响应于所述变压器的磁化电压、所述变压器的去磁电压和所述变压器的磁化周期而产生控制信号，

其中所述开关控制电路包括：输入电路，其产生第一信号、第二信号、第三信号和开关信号，以及信号产生电路，其耦合所述输入电路以产生所述控制信号；所述第一信号由电压V_DS决定，所述电压V_DS与所述变压器的所述磁化电压有关，使得所述第一信号与所述变压器的所述磁化电压成正比，所述第二信号和所述第三信号与所述功率转换器的输出电压成正比，且所述开关信号响应于所述变压器的所述磁化周期而产生，所述控制信号经耦合以控制所述电源开关，且所述控制信号的启用周期与所述变压器的去磁周期相关，所述控制信号的所述启用周期小于或者等于所述变压器的所述去磁周期；

其中所述磁化电压是所述变压器的二次侧绕组上所感应到的电压；所述去磁电压是所述变压器的一次侧绕组断开时所述同步整流电路的输出电压；所述去磁周期是所述去磁电压被施加到所述变压器的二次侧绕组的阶段；所述磁化周期是所述变压器的一次侧绕组导通以励磁电流的阶段；所述去磁周期等于所述磁化电压除以所述去磁电压再乘以所述磁化周期；所述启用周期是所述控制信号使得所述电源开关导通的使能阶段。

2.根据权利要求1所述的同步整流电路，其中所述控制信号的所述启用周期响应于所述磁化电压的增加而增加，所述控制信号的所述启用周期响应于所述变压器的所述磁化周期的减小而减小，且所述控制信号的所述启用周期响应于所述去磁电压的增加而减小。

3.根据权利要求1所述的同步整流电路，其中所述信号产生电路包括：

电容器；

第一开关，其耦合在所述第一信号与所述电容器之间；

第二开关，其耦合在所述第二信号与所述电容器之间；

第一比较器，其耦合到所述电容器并在所述电容器的电压高于第一参考电压时产生第一控制信号；以及

第一输出电路，其经耦合以响应于所述第一控制信号的启用和所述开关信号的禁用而产生第一放电信号，

其中所述第一开关响应于所述开关信号的启用而接通，所述第二开关响应于所述第一放电信号的启用而接通；所述第一信号用于对所述电容器进行充电，所述第二信号用于对所述电容器进行放电，且所述第三信号进一步耦合到所述第一信号以减小所述第一信号的值。

4.根据权利要求3所述的同步整流电路，其中所述信号产生电路进一步包括：

第二比较器，其耦合到所述电容器以在所述电容器的所述电压高于第二参考电压时产生第二控制信号，

第二输出电路，其经耦合以响应于所述第二控制信号的启用和所述开关信号的禁用而产生第二放电信号，

其中所述控制信号是根据所述第一放电信号或第二放电信号而产生。

5.根据权利要求1所述的同步整流电路，其中所述电源开关在所述变压器的磁化之前断开。

6.根据权利要求1所述的同步整流电路，其中所述第二信号的最小值被箝制于一限制值。

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