CN102904466A - 开关电源控制器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种开关电源控制器，用于一开关电源系统，该开关电源系统在一检测端引入线电压检测电阻以及负温度系数电阻。该开关电源控制器包括一处理器，该处理器从该检测端输入检测电压，并借助不同时刻的采样控制信号，以及对该检测电压值的周期性控制，从检测电压中分别采样出反映该线电压的大小的第一电流和反映环境温度的高低的第二电流。该检测端还可引入谷底检测功能。由此，本发明在一个管脚上实现了多项检测功能而不相互干扰。

Description

开关电源控制器

技术领域

本发明涉及一种开关电源系统，尤其是涉及开关电源系统的控制器的实现。

背景技术

由于和传统线性电源相比所具有的多方面优点，例如更高的效率、更低的待机功耗、更低的成本、更小的体积和更轻的重量，开关电源被越来越广泛地应用于各种电子设备中。

图1示出目前应用最广泛的电流模式开关电源系统的基本原理框图。该系统包括开关功率转换器101、开关电源控制器102、以及反馈网络103。开关功率转换器101具有功率输入端口IN和功率输出端口OUT。开关电源控制器102向开关功率转换器101输出开关控制信号，开关功率转换器101向开关电源控制器102输出电流控制信号。反馈网络103则向开关电源控制器102输出反馈信号。该系统的功能是：把从功率输入端口输入的交流（AC）电源或直流(DC)电源转换成满足特定规格要求的直流（DC）或交流（AC）电源并从功率输出端口输出。

图1中的开关功率转换器101一般包括磁性储能元件，如电感或变压器；功率开关器件，如功率MOS开关或功率三极管开关；功率二极管和滤波电容等。功率开关器件受到开关控制信号的控制，周期性地导通或关断。其中，开关控制信号一般是脉宽被调制（PWM）或频率被调制（PFM）的脉冲信号，也可能是PWM,PFM的混合调制信号。开关控制信号的脉冲宽度决定功率开关在一个周期内的导通时间，它和开关频率一起控制功率输入端口传递到功率输出端口的功率，即输出功率。在通常的描述中，也把开关控制信号统称为PWM信号。

以AC-DC电流模式开关电源系统为例，为了能够在不同的负载条件下都能获得恒定的电压输出，则需要根据输出负载的大小来实时调节开关控制信号的频率和（或）脉冲宽度，进而控制输出功率的大小。如图1所示，反馈网络从输出功率信号取样，并且产生反馈信号输入到开关电源控制器。同时，由开关功率转换器输出的电流控制信号也输入到开关电源控制器中。在反馈信号和电流控制信号的共同作用下，开关控制信号的脉冲宽度或（和）频率被调制，从而得到与输出负载相匹配的输出功率。

为了能够更清楚地描述电流模式开关电源的工作原理，图2示例了一种副边反馈的反激式（Flyback）开关电源系统和它的控制芯片简图，这种反激式（Flyback）开关电源系统广泛应用于输入、输出需要隔离的电子设备中，例如AC-DC或DC-DC适配器，便携式电子设备（如手机等）的充电器，LED驱动器等。图2中的开关电源系统包括：开关功率转换器203，开关电源控制芯片205，反馈网络204，输入EMI滤波器201，输入整流器（Rectifier）202，启动电阻R1，Bulk电容C1，芯片供电整流二极管D1，芯片电源退偶电容C2，电流控制信号的感应电阻Rs和输出负载R_L。

图2虚框中的反激式开关功率转换器(f1yback converter)包括：一个隔离变压器TX，一个功率整流二极管D2，一个滤波电容C3和一个功率开关SW。变压器初级侧线圈的一端与LINE电压相连，另一端和一个功率开关SW相连，其中LINE电压是交流输入电压经过EMI滤波器201，桥式整流器202整流后的电压。功率开关SW的另一端通过一个电阻Rs连接到GND。电阻Rs的作用是把变压器初级侧线圈的电流信号转换成电压信号，并把它输入到控制芯片205作为电流控制信号。当开关SW导通时，LINE电压施加在变压器TX的初级侧，变压器初级侧线圈的电流开始线性增长，变压器处于储能阶段；当开关SW断开时，初级侧存储的能量被转移到次级侧线圈，进而传递到输出负载。反激式开关功率转换器(f1yback converter)包括两种工作模式：非连续式（DCM）和连续式（CCM）。其中，DCM模式指功率开关导通期间初级侧线圈存储的能量将在功率开关截止期间全部转移到变压器次级侧的负载；而CCM模式中，功率开关截止期间，变压器初级侧线圈的能量只有部分转移到次级侧的输出负载。本发明适用于DCM和CCM模式。

为了确保在负载RL变化的情况下，输出电压仍然可以在可控的条件下保持恒定，需要对输出电压取样。取样的输出电压经过反馈网络产生反馈信号输入到控制芯片。该信号与初级侧的电流控制信号经过控制芯片的处理，产生控制功率开关SW的信号V_GATE。

图2中的开关电源控制器芯片包含5个引脚,VDDH，GND,FB,CS,GATE。其中VDDH,GND引脚分别连接到由系统产生的芯片电源和系统“地”，其作用是为芯片提供稳定的工作电源。FB引脚被连接到由反馈网络输出的反馈信号I_FB，CS引脚被连接到由变压器初级侧线圈在Rs电阻上产生的电流控制信号Vcs。GATE引脚被连接到功率开关SW的控制端。该芯片的主要模块有：低压差线性稳压器(low dropout regulator,LDO)211，时钟发生器212，PWM信号发生器213，功率开关驱动器214，以及PWM比较器215。它的基本工作原理是：FB引脚电压V_FB作为PWM比较器215的动态参考阈值与由CS引脚输入的V_CS信号比较，PWM比较器215的输出Ccnt信号被输入到PWM信号发生器213去控制PWM信号的关断。

图3所示的是控制芯片的时序图。功率开关控制信号V_GATE与PWM信号的相位和脉宽完全相同，不同的是脉冲的幅度和驱动能力。图3所描述的功率开关控制信号V_GATE的产生过程如下：1、时钟信号的下降沿触发PWM信号变高，这时功率开关开始导通，由于R_S和功率开关SW的串联电阻很小，V_D电压近似为零；2、功率开关SW的导通导致变压器初级侧线圈电流I_P线性增大，进而导致Vcs信号线性增加；3、当Vcs信号的幅度达到PWM比较器阈值V_FB的幅度时，PWM比较器215发生翻转，这时PWM信号变低，进而导致功率开关SW截止；4、功率开关SW截止导致Vcs信号归零，PWM比较器翻转；5，功率开关SW截止之后变压器初级侧线圈电流变为零，磁场能量通过次级侧线圈对输出滤波电容C3充电，充电电流如图3中I_D所示，此过程次级侧线圈电压为二极管的导通电压与输出电压之和，而V_D电压是输入的线电压与次级侧线圈电压按照初次级线圈匝数比映射到初级侧的电压之和；6，如果功率转换器工作在DCM模式下，那么当退磁完成后，即I_D变为零后，V_D电压将根据由变压器初级侧的励磁电感和V_D点到地的寄生电容C_P所决定的频率进行震荡直到下一次时钟信号下降沿的到来。

然而，上述开关电源控制器缺乏在某些异常情况下对整个系统的保护，这使得系统在异常情况下仍然继续工作，导致性能的急剧下降。一般而言，增加对一种异常情况的检测，例如检测线电压的异常、环境温度的异常，需要对应增加额外的管脚，这会导致芯片管脚数量显著增加。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种开关电源控制器，能够以复用的管脚提供对系统异常的检测。

本发明为解决上述技术问题而采用的技术方案是提出一种开关电源控制器，用于一开关电源系统，该开关电源系统包括一开关功率转换器，该开关功率转换器包含一变压器、一功率开关，该变压器具有一初级侧线圈、一次级侧线圈以及一辅助线圈，该初级侧线圈输入一线电压，该功率开关的第一端连接该初级侧线圈，该功率开关的第二端经一第一电阻接地；其中该开关电源控制器具有一开关控制端和一检测端，该开关控制端连接该功率开关的控制端，该检测端通过一第二电阻引入该线电压，并通过一第三电阻接地，该第三电阻为负温度系数电阻，该开关电源控制器包括PWM信号发生器、功率开关驱动器以及处理器。PWM信号发生器产生一PWM信号。功率开关驱动器根据该PWM信号输出一开关控制信号至该开关控制端，以控制该功率开关的导通和闭合。处理器进一步包括时序产生器、采样保持电路以及运算电路。时序产生器依据该PWM信号产生一第一采样控制信号、一第二采样控制信号和一幅值设置信号，该第一采样控制信号的脉冲由该PWM信号的奇数脉冲触发，该第二采样控制信号的脉冲由该PWM信号的偶数脉冲触发，该幅值设置信号被该第一采样控制信号的脉冲从第一电平触发为第二电平，并被该第二采样控制信号的脉冲从该第二电平触发为该第一电平。采样保持电路输入该检测端的检测电压、该第一采样控制信号、该第二采样控制信号和该幅值设置信号，利用该幅值设置信号使该检测电压在第三电平和第四电平之间周期性变化，并分别根据该第一采样控制信号、该第二采样控制信号对周期性变化的检测电压进行采样，得到一第一采样电流和一第二采样电流，其中该第一采样电流对应该第三电平，该第二采样电流对应该第四电平。运算电路根据该第一采样电流和该第二采样电流分别计算得到反映该线电压的大小的第一电流和反映该环境温度的高低的第二电流。

在本发明的一实施例中，该第二电流为该第二采样电流与第一采样电流之差。

在本发明的一实施例中，上述的开关电源转换器还包括比较器，其包括第一比较电路，将该第一电流与一第一参考电流比较而产生一第一比较信号，并输出至该PWM信号发生器，其中当该第一电流小于该第一参考电流时，该第一比较信号使得该PWM信号复位。

在本发明的一实施例中，上述的开关电源转换器还包括比较器，该比较器包括第二比较电路，将该第二电流与一第二参考电流比较而产生一第二比较信号，并输出至该PWM信号发生器，其中当该第二电流小于该第二参考电流时，该第二比较信号使得该PWM信号复位。

在本发明的一实施例中，该检测端还通过一第三电阻和一二极管连接至该辅助绕组以输入一反映辅助绕组电压的谷底信息的指示电流，该采样保持电路还根据该第一电流和该第二电流计算得到包含了辅助绕组电压的谷底信息的第三电流。

在本发明的一实施例中，上述的开关电源转换器还包括谷底时钟发生器，输入该第三电流和第一时钟信号，该谷底时钟发生器根据该第三电流指示的谷底时刻和该第一时钟信号的频率产生第二时钟信号，该第二时钟信号的频率与该第一时钟信号的频率相同，该第二时钟信号的下降沿指示了辅助绕组电压的谷底。

在本发明的一实施例中，上述的采样保持电路进一步包括以下部件：

负反馈回路，包括放大器、第一MOS管和偏置电流源，该第一MOS管的控制端连接该放大器的输出端，该第一MOS管的第一端连接该放大器的同相输入端及该偏置电流源，该第一MOS管的第二端连接电源；

第二MOS管，该第二MOS管的控制端输入该幅值设置信号的反相信号，该第二MOS管的第一端输入该第三电平，该第二MOS管的第二端连接该放大器的反相输入端；

第三MOS管，该第三MOS管的控制端输入该幅值设置信号，该第三MOS管的第一端输入该第四电平，该第三MOS管的第二端连接该放大器的反相输入端；

第四MOS管，与该第一MOS管构成电流镜，该第四MOS管流过该第一采样电流；

第五MOS管，与该第一MOS管构成电流镜，该第五MOS管流过该第二采样电流；

电容，连接于该电源与该第四MOS管的控制端之间；

第六MOS管，该第六MOS管的控制端输入该第一采样控制信号，该第六MOS管的第一端连接该放大器的输出端，该第六MOS管的第二端连接该第四MOS管的控制端；以及

第七MOS管，该第七MOS管的控制端输入该第二采样控制信号，该第七MOS管的第一端连接该放大器的输出端，该第七MOS管的第二端连接该第五MOS管的控制端。

在本发明的一实施例中，该采样保持电路还包括：

第八MOS管，与该第一MOS管构成电流镜；

第九MOS管，该第九MOS管的第一端接地，该第九MOS管的第二端连接该第八MOS管的第二端，并输入该第一电流；

第十MOS管，与该第九MOS管构成电流镜，该第十MOS管流过该第三电流；

第十一MOS管，该第十一MOS管的第一端接地，该第十一MOS管的第二端输入该第二电流；

第十二MOS管，与该第十一MOS管构成电流镜；

第十三MOS管，该第十三MOS管的第一端连接该第十二MOS管的第二端，该第十三MOS管的第二端连接该第九MOS管的第二端，该第十三MOS管的控制端输入该幅值设置信号的反相信号；以及

第十四MOS管，与该第十一MOS管构成电流镜，该第十四MOS管的第一端接地，该第十四MOS管的第二端连接该第九MOS管的第二端。

在本发明的一实施例中，该运算电路包括：

第一MOS管，该第一MOS管的第一端接地，该第一MOS管的第二端输入该第二采样电流；

第二MOS管，与该第一MOS管构成电流镜；

第三MOS管，该第三MOS管的第一端连接电源，该第三MOS管的第二端连接该第二MOS管的第二端；

第四MOS管，与该第三MOS管构成电流镜，该第四MOS管流过该第二电流；

第五MOS管，与该第四MOS管构成电流镜；

第六MOS管，该第六MOS管的第一端接地，该第六MOS管的第二端连接该第五MOS管的第二端，并输入一偏置电流；

第七MOS管，与该第六MOS管构成电流镜；

第八MOS管，该第八MOS管的第一端连接电源，该第八MOS管的第二端连接该第七MOS管的第二端；

第九MOS管，与该第八MOS管构成电流镜；

第十MOS管，该第十MOS管的第一端接地，该第十MOS管的第二端输入该第一采样电流；

第十一MOS管，与该第十MOS管构成电流镜；

第十二MOS管，该第十二MOS管的第一端连接电源，该第十二MOS管的第二端连接该第十一MOS管的第二端；

第十三MOS管，与该第十二MOS管构成电流镜，该第十三MOS管的第一端连接电源，该第十三MOS管的第二端连接该第二MOS管的第二端；以及

第十四MOS管，与该第十三MOS管构成电流镜，该第十四MOS管的第一端连接电源，该第十四MOS管的第二端连接该第七MOS管的第二端。

在本发明的一实施例中，上述的谷底时钟发生器包括谷底检测电路和时钟发生电路。谷底检测电路输入该第三电流，根据该第三电流检测出谷底时刻，并输出包含该谷底时刻的检测信号。时钟发生电路输入该检测信号和该第一时钟信号，根据该检测信号的谷底时刻和该第一时钟信号的频率产生该第二时钟信号。

本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，引入了多种异常检测功能，并通过管脚复用的方式实现，既增加系统的防护功能，又避免了芯片管脚数量的显著增加。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1示出目前应用最广泛的电流模式开关电源系统的基本原理框图。

图2示例了一种副边反馈的反激式（Flyback）开关电源系统和它的控制芯片简图。

图3所示的是图2所示控制芯片的时序图。

图4示出本发明一实施例的系统原理图。

图5示出图4所示控制芯片的时序图。

图6示出本发明一实施例的X处理器的原理框图。

图7A-7D示出本发明一实施例的时序产生器的电路图。

图8示出时序产生器的时序图。

图9示出本发明一实施例的采样保持电路的电路图。

图10示出图9所示采样保持电路的时序图。

图11示出本发明一实施例的运算电路的电路图。

图12示出本发明一实施例的谷底时钟发生器的电路图。

图13示出本发明一实施例的谷底检测电路的电路图。

图14示出本发明一实施例的谷底检测电路的各节点电压波形图。

图15A、图15B示出本发明一实施例的时钟发生电路的电路图。

图16示出图15A、15B所示时钟发生电路的时序图。

图17示出本发明一实施例的比较器的电路图。

具体实施方式

概要地说，本发明的实施例赋予开关电源控制器多种对系统异常的检测功能，而且能够在一个管脚上实现这些功能。由于各种检测信号集中在一个管脚上会带来相互之间的干扰，因此开关电源控制器需要能够从管脚的电压和/或电流中分别识别所需的各个检测信号。

图4示出了本发明一实施例的系统原理图。图4所示的是一个次级侧反馈的反激式（Flyback）电压适配器系统。该适配器的作用是把交流电（90V~260V）转换成恒定的输出电压。图4从系统的角度显示了控制芯片和系统的连接关系。参照图4所示，系统包括输入EMI滤波器401，输入整流器（Rectifier）402，开关功率转换器403，反馈网络404，开关电源控制芯片405，启动电阻R1，Bulk电容C1，芯片供电整流二极管D1，芯片电源退偶电容C2，电流控制信号的感应电阻Rs和输出负载R_L。其中，输入EMI滤波器401，输入整流器（Rectifier）402，开关功率转换器403，反馈网络404，启动电阻R1，Bulk电容C1，芯片供电整流二极管D1，芯片电源退偶电容C2，电流控制信号的感应电阻Rs和输出负载R_L和图2所示电路中的对应结构类似。

开关电源控制芯片405有6个引脚：VDDH，GATE，GND，CS，FB，X。反馈网络404由电阻R2、R3、TL431和光耦404a组成，输出电压通过反馈网络404后转化为反馈电流I_FB经FB引脚输入开关电源控制芯片405。功率控制开关是一个MOS功率开关Mg。功率开关的栅极连接开关电源控制芯片405的GATE引脚，功率开关的漏极和源极分别连接到变压器TX的初级侧线圈和电流感应电阻R_S。开关电源控制芯片405的X引脚通过电阻R4与线电压V_LINE连接，线电压转化为流过电阻R4的电流。通过电阻R5与地连接，电阻R5是负温度系数电阻，用以监测系统环境温度。控制芯片405的X引脚通过电阻R6、二极管D3与变压器TX的辅助绕组相连，流过电阻R6的电流包含了辅助绕组电压的谷底信息。

与现有技术不同的是，控制芯片405中除了包含传统的LDO501，时钟发生器502，PWM信号发生器505、功率开关驱动器506和PWM比较器507外，还加入X处理器504和谷底时钟发生器503，对线电压V_LINE进行采样和对环境温度进行采样的同时，实现谷底切换功能。这些功能均可以相互独立地加入控制芯片405中。例如，控制芯片405可仅具有线电压V_LINE进行采样和对环境温度进行采样的功能。相应地，X处理器504只需要通过电阻R4和R5来检测相关的电流。在这种情况下，谷底时钟发生器503可以省略，而PWM信号发生器505直接从时钟发生器502获取第一时钟信号CLK。

控制芯片405的GND引脚与系统初级侧的公共地相连。

控制芯片405中的X处理器504对流过X引脚的电流进行采样，采样结果经计算后得到代表线电压大小的第一电流I_LINE、代表环境温度的第二电流I_temp、和包含了辅助绕组电压的谷底信息的第三电流I_sig。其中I_sig输入谷底时钟发生器503。谷底时钟发生器503根据I_sig指示的谷底时刻和第一时钟信号CLK的频率产生第二时钟信号CLK_Z。该CLK_Z信号的频率与CLK信号的频率相同，CLK_Z信号的下降沿指示了辅助绕组电压V_aux的谷底。

图5示出图4所示控制芯片的时序。结合图4、图5，本实施例的控制芯片工作过程如下：在第一个周期里X引脚电压为V_b。第二时钟信号CLK_Z的下降沿触发PWM信号，功率管Mg导通，CLK_Z的下降沿对齐变压器TX的辅助绕组电压V_aux的谷底位置。PWM信号变低后，辅助绕组电压V_aux变高，二极管D3截止，没有电流流过电阻R4。在辅助绕组电压V_aux维持高电平的时间内，X处理器504内的第一采样控制信号S1产生一个脉冲对流入X引脚的电流采样，采样结果为第一采样电流I_S1，其表达式如下：

$I_{S1}=\frac{V_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}-V_b}{R4}$

由于线电压V_LINE通常远远大于X引脚电压V_b，因此上式可以简化为：

$I_{S1}=\frac{V_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}}{R4}---\left(1\right)$

采样结束后，X引脚电压切换为2V_b。在第二个周期里PWM信号变低后，辅助绕组电压V_aux变高，二极管D3截止，没有电流流过电阻R4。在辅助绕组电压V_aux维持高电平的时间内，X处理器504内的第二采样控制信号S2产生一个脉冲对流入X引脚的电流采样，采样结果为第二采样电流I_S2，其表达式如下：

$I_{S2}=\frac{2V_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}-{2V}_b}{R4}$

由于线电压V_LINE远大于X引脚电压2V_b（第四电平），因此上式可以简化为：

$I_{S2}=\frac{2V_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}}{R4}---\left(2\right)$

采样结束后，X引脚切换为V_b（第三电平）。以后重复上述动作。根据式(1)和式(2)可得：

$I_{\mathrm{temp}}=\frac{V_b}{R5}=I_{S2}-I_{S1}$

$I_{\mathrm{LINE}}=\frac{V_{\mathrm{LINE}}}{R4}=I_b+I_{\mathrm{temp}}-I_{S1}$

其中I_temp代表X引脚电压为Vb时，流过电阻R5的电流。因为电阻R5是负温度系数的电阻，当温度升高时电阻阻值减小，流过电阻R5的电流增加，因此I_temp的大小代表了环境温度。I_LINE是流过电阻R4的电流值。因为线电压V_LINE远远大于X引脚的电压，所以在X引脚切换电压时，流过电阻R4的电流几乎没有发生变化。I_LINE反映了线电压V_LINE的高低。变压器退磁结束后，V_D点电压将根据变压器原边的励磁电感和寄生电容C_P所决定的频率进行震荡，V_D点电压经过变压器TX映射到辅助绕组的电压。当辅助绕组电压V_aux比X引脚电压低V_diode后（V_diode是二极管导通电压），将有电流流过电阻R6，其大小是：

$I_{\mathrm{aux}}=\frac{V_{\mathrm{aux}}-V_{\mathrm{diode}}-V_x}{R6}$

通常在谷底附近V_aux远大于V_diode和V_X，上式可以简化为：

$I_{\mathrm{aux}}=\frac{V_{\mathrm{aux}}}{R6}$

该I_aux信号包含了辅助绕组电压V_aux的谷底信息。X处理器504根据电流I_temp和电流I_LINE计算得到I_sig信号，该I_sig信号同样也包含了辅助绕组电压V_aux的谷底信息。I_sig信号和时钟CLK信号共同输入谷底时钟发生器503，谷底时钟发生器503根据I_sig信号包含的辅助绕组电压V_aux的谷底信息和CLK信号的频率产生CLK_Z信号。该CLK_Z信号的下降沿对齐辅助绕组电压的谷底处，频率与CLK信号频率相同。

I_temp和I_LINE可具有不同的用途。作为举例，图4中将用它们来控制PWM信号的复位。具体地说，I_temp和I_LINE输入比较器508，比较器508输出OTP信号和BO信号。当环境温度过高时，OTP信号变高使得PWM信号复位为低电平，进而关闭功率开关。当线电压过低时，BO信号变高使得PWM信号复位为低电平，进而关闭功率开关。

本发明一实施例的X处理器的原理框图如图6所示，包括时序产生器601、采样保持电路602和运算电路603。时序产生器601根据PWM信号产生幅值设置信号Svref、第一采样控制信号S1、和第二采样控制信号S2。第一采样控制信号S1的脉冲是在PWM信号的奇数脉冲触发下产生，第二采样控制信号S2的脉冲是在PWM信号的偶数脉冲触发下产生。然而，二者互换也是可以的，只要第一采样控制信号S1和第二采样控制信号S2的脉冲分别是由PWM信号的两个相邻脉冲触发得到。

幅值设置信号Svref是在第一采样控制信号S1的触发下由第一电平（如低电平）变换为第二电平（如高电平），并在第二采样控制信号S2的触发下由第二电平变换为第一电平，这具体可参见图8。在幅值设置信号Svref的作用下X引脚电压产生在第三电平Vb和第四电平2Vb之间的周期性变化。根据S1、S2信号，采样保持电路602将对X引脚的电流进行采样，得到采样电流I_S1和I_S2，同时输出I_sig电流，该电流包含了辅助绕组电压V_aux的谷底信息。运算电路603通过对I_S1和I_S2的计算得到电流I_temp和I_LINE，其中I_temp代表环境温度的高低，I_LINE代表线电压的大小。

本发明一实施例的时序产生器的电路图如图7A-7D所示，图中具有相同名称的引脚（如samp，S1，S2，reset）互相连接。图8示出时序产生器的时序。首先PWM信号的下降沿触发samp，其实现办法如图7A所示。PWM信号经过一个单稳态电路701得到samp信号。在稳态情况下，PWM信号为高电平，或门与PWM信号直接相连的B输入端为高电平，或门的另一输入端A端为低电平，samp信号为高电平。PWM信号变低后首先引起B输入端变低，此时或门的另一个输入端A仍然保持低电位，samp信号会暂时变低。经过由电流源I₃与电容C4所共同决定的延迟时间后输入端A变为高电平，samp信号恢复为高电平。samp信号经由图7B所示D触发器FF1进行分频，分频后的信号与samp信号进行或运算得到S1和S2信号。S2经由如图7C所示单稳态电路702得到reset信号。在稳态情况下，S2信号为低电平，与门与S2信号直接相连的D输入端为低电平，与门的另一输入端C为高电平，reset信号为低电平。S2信号变高后首先引起D输入端变高，此时与门的另一个输入端C仍然保持高电位，reset信号会暂时变高。经过由电流源I₄与电容C5所共同决定的延迟时间后输入端C变为低电平，reset信号恢复为低电平。S1和reset信号施加于图7D所示的D触发器FF2得到Svref信号。S1信号的上升沿对齐Svref信号的下降沿，reset在高电平时将Svref信号复位。Svref、S1、S2输入到采样保持电路，Svref用于切换X引脚电压，S1、S2用于控制采样开关在X引脚不同电位时对X引脚的电流进行采样。

本发明一实施例的采样保持电路602的电路图如图9所示，工作时序如图10所示。在图9中，MOS管的栅极作为控制端，MOS管的源极作为第一端，MOS管的漏极作为第二端。参照图9，放大器A，MOS管M0和偏置电流Ib构成负反馈回路，使得X引脚电压与放大器A的反相输入端电压相同。当放大器A的反相输入端电压发生变化时，X引脚电压同时也发生同样的变化。MOS管M0,M1,M2,M8构成电流镜，MOS管M4,M5用作开关，当信号S1是低电位时MOS管M4导通，当信号S2是低电位时MOS管M5导通。Svref信号连接MOS管M7的栅极，并且通过一反相器901连接在M6的栅极。当Svref信号发生高低电平的变化时，MOS管M6,M7交替导通，放大器A的反相输入端电压在Vb和2Vb之间切换，由于负反馈的作用X引脚电压也在Vb和2Vb之间切换。MOS管M9,M10构成电流镜，MOS管M11,M12,M14构成电流镜，MOS管M13用作开关。引脚X通过电阻R4连接到线电压V_LINE，通过一个负温度系数的电阻R5间接至地电位，通过电阻R6和二极管D3连接到辅助绕组电压。

参照图9、图10，采样保持电路602的工作原理解释如下。如图10所示，在第一个PWM信号之后，即PWM信号变为低电平后，功率开关截止，辅助绕组上的电压变为高电平，二极管截止，电阻R6不流过电流。此时Svref保持高电位，MOS管M6导通，MOS管M7截止。放大器A的反相输入端电压为Vb，由放大器A、MOS管M0和偏置电流Ib构成的负反馈环路使得放大器A的同相输入端，即X引脚，电压与反相输入端电压相同，因此此时X引脚电压也为V_b。流过MOS管M0的电流为：

$I_0=I_b+\frac{V_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}-V_b}{R4}$

由于线电压V_LINE通常远远大于X引脚电压V_b，因此上式可以简化为

$I_0=I_b+\frac{V_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}}{R4}$

此后S1信号变为低电平，MOS管M4导通，MOS管M1的栅极与MOS管M0的栅极相连接，流过MOS管M1管的电流I_S1与流过MOS管M0的电流I₀相同：

$I_{S1}=I_b+\frac{V_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}}{R4}---\left(3\right)$

当S1信号变为高电平后，MOS管M4截止，MOS管M1的栅极与MOS管M0的栅极断开，MOS管M1的栅极电压保存在电容C6上不再发生变化直至下次S1信号变为低电平为止。S1变为高电平后，Svref信号由高电平切换为低电平后，MOS管M7导通，MOS管M6截止。放大器A的反相输入端电压切换为2Vb，由放大器A、MOS管M0和偏置电流Ib构成的负反馈环路使得放大器A的同相输入端，即X引脚，电压与反相输入端电压相同，因此此时X引脚电压也为2Vb。流过MOS管M0的电流为：

$I_0=I_b+\frac{{2V}_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}-{2V}_b}{R4}$

由于线电压V_LINE远大于X引脚电压2V_b，因此上式可以简化为

$I_0=I_b+\frac{{2V}_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}}{R4}$

此后S2信号为低电平，MOS管M5导通，MOS管M2的栅极与MOS管M0的栅极相连接，流过MOS管M2的电流I_S2与流过MOS管M0的电流I₀相同：

$I_{S2}=I_b+\frac{2V_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}}{R4}---\left(4\right)$

当S2信号变为高电平后，MOS管M5截止，MOS管M2的栅极与MOS管M0的栅极断开，MOS管M2的栅极电压保存在电容C7上不再发生变化直至下次S2信号变为低电平为止。此后在PWM信号的作用下重复上面的动作。

I_S1和I_S2电流输入到运算电路603进行计算得到I_temp和I_LINE。在运算电路603里的计算是根据式(3)和式(4)进行的。由该两式可得：

$I_{\mathrm{temp}}=\frac{V_b}{R5}=I_{S2}-I_{S1}$

$I_{\mathrm{LINE}}=\frac{V_{\mathrm{LINE}}}{R4}=I_b+I_{\mathrm{temp}}-I_{S1}$

其中I_temp代表X引脚电压为Vb时，流过电阻R5的电流。因为电阻R5是负温度系数的电阻，当温度升高时电阻阻值减小，流过电阻R5的电流增加，因此I_temp的大小代表了环境温度。I_LINE是流过电阻R4的电流值。因为线电压远远大于X引脚的电压，所以在X引脚切换电压时，流过电阻R4的电流几乎没有发生变化。I_LINE反映了线电压的高低。

可以看出，通过信号S1、S2的控制，以及X引脚的电压设置，可以得到两个采样电流I_S1和I_S2。通过将采样电流I_S1和I_S2之差设置为I_temp，将可容易地通过电路的运算得到I_temp，并进一步得到I_LINE。

变压器退磁结束后，采样电路将通过MOS管M0采集辅助绕组电压V_aux的谷底信息。当辅助绕组电压V_aux比X引脚电压低V_diode后（V_diode是二极管导通电压），将有电流流过电阻R6，其大小是：

$I_{\mathrm{aux}}=\frac{V_{\mathrm{aux}}-V_{\mathrm{diode}}-V_x}{R6}$

通常在谷底附近Vaux远大于V_diode和V_X，上式可以简化为

$I_{\mathrm{aux}}=\frac{V_{\mathrm{aux}}}{R6}$

当Svref信号为高电平时，X引脚电压是V_b，I_aux通过X引脚流入芯片并且被M0采集到。此时M0电流是：

$I_0=I_b+\frac{V_b}{R5}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}}{R4}+I_{\mathrm{aux}}$

开关M13截止，MOS管M0,M8是电流镜，MOS管M9,M10是电流镜，MOS管M12,M14是电流镜，因此电流I_sig大小是：

I_sig=I₀+I_LINE-I_temp=I_b+I_aux

当Svref信号为低电平时，X引脚电压是2Vb，I_aux通过X引脚流入芯片并且被MOS管M0采集到。此时MOS管M0的电流是：

$I_0=I_b+\frac{2V_b}{R_4}-\frac{V_{\mathrm{LINE}}}{R_3}+I_{\mathrm{aux}}$

开关M13导通，MOS管M0,M8是电流镜，MOS管M9,M10是电流镜，MOS管M11,M12,M14是电流镜，因此电流I_sig大小是：

I_sig=I₀+I_LINE-2_Itemp=I_b+I_aux

不论X引脚电位如何，I_sig电流都相同。

本发明一实施例的运算电路603的电路图如图11所示。在图11中，MOS管的栅极作为控制端，MOS管的源极作为第一端，MOS管的漏极作为第二端。MOS管M21,M22构成电流镜，电流相同；MOS管M23,M24,M25构成电流镜，电流相同；MOS管M26,M27构成电流镜，电流相同；MOS管M28,M29构成电流镜，电流相同；MOS管M30,M31,M32构成电流镜，电流相同；MOS管M33,M34构成电流镜，电流相同。MOS管M22电流等于I_S2，MOS管M31电流等于I_S1，两者差值流经MOS管M23，MOS管M23与M24的电流是镜像关系，因此MOS管M24的电流是I_temp。MOS管M25与M24的电流是镜像关系，因此MOS管M25的电流也是I_temp。MOS管M25的电流和Ib共同流入MOS管M26，MOS管M26与M27是镜像关系，因此MOS管M27的电流是I_temp与Ib两者之和。MOS管M32与M30是镜像关系，因此流经MOS管M32的电流大小为I_S1。MOS管M27与MOS管M32的电流差值流经MOS管M28，MOS管M28与MOS管M29是镜像关系，因此MOS管M29的电流是I_LINE。I_temp电流和I_LINE电流反馈到采样保持电路中，参与I_sig电流的计算。

本发明一实施例的谷底时钟发生器503的电路图如图12所示，包括谷底检测电路1201和时钟发生电路1202。包含辅助绕组电压谷底信息的电流I_sig输入谷底检测电路1201，该谷底检测电路1201根据电流I_sig检测出谷底时刻并输出Det信号，该Det信号的上升沿指示了谷底的时刻。Det信号和时钟信号CLK共同输入时钟发生电路1202。该时钟发生电路1202根据Det信号上升沿的时刻和CLK信号的频率产生CLK_Z信号，该CLK_Z信号的下降沿指示出辅助绕组电压谷底时刻，频率与CLK信号相同。

本发明一实施例的谷底检测电路1201的电路图进一步如图13所示，各节点电压波形如图14所示。I_sig电流与芯片内部设定的一个阈值电流I_TH进行比较，比较的方法是I_sig电流与阈值电流I_TH通过电阻值相同的电阻R转换成为电压信号V_sig、V_th，这两个电压信号施加于比较器的输入端，比较器的输出是检测信号Det。

本发明一实施例的时钟发生电路1202的电路图如图15A和图15B所示，时序如图16所示。如图15B所示，当参考时钟信号CLK为高电平时，或非门与CLK直接相连的F输入端为高电平，或非门的另一输入端E端为低电平，窗口信号Xwin为低电平。CLK信号变低后首先引起F输入端变低，此时或非门的另一个输入端E仍然保持低电位，窗口信号Xwin会暂时变高。经过由电流源I₅与电容C8所共同决定的延迟时间后输入端E变为高电平，窗口信号Xwin恢复为低电平。如图15B所示，窗口信号Xwin加在触发器FF3的复位端，Det信号作为FF3的触发信号，窗口信号Xwin与FF3的Q端经异或门后输出CLK_Z信号。Xwin信号为低电平时，FF3的输出Q被复位为低电平，Q将在Xwin信号变为高电平后第一个Det上升沿时刻变为高电平，Xwin信号变为低电平后Q值再次被复位，如图16中第一个周期所示。如果在Xwin信号变高的期间里没有Det的上升沿产生，比如开关电源系统工作在CCM模式，Q值将始终保持低电平。Xwin信号和Q经过异或门后得到CLK_Z信号。在第一个周期内，CLK_Z的下降沿对齐窗口信号内部的第一个Det信号的上升沿，指示出辅助绕组电压的谷底时刻。在第二个周期内，CLK_Z的下降沿对齐Xwin信号的下降沿。

本发明一实施例的比较器508的电路图如图17所示。电流I_LINE输入该比较器508，与第一参考电流I_ref1进行比较，当I_LINE小于I_ref1时，即线电压V_LINE过低时，BO信号变高，使PWM信号变低，进而关闭功率开关。电流I_temp输入该比较器508，与第二参考电流I_ref2进行比较，当I_temp大于I_ref2时，即系统环境温度过高时，OTP信号变高，使PWM信号变低，进而关闭功率开关。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。

Claims (10)

1.一种开关电源控制器，用于一开关电源系统，该开关电源系统包括一开关功率转换器，该开关功率转换器包含一变压器、一功率开关，该变压器具有一初级侧线圈、一次级侧线圈以及一辅助线圈，该初级侧线圈输入一线电压，该功率开关的第一端连接该初级侧线圈，该功率开关的第二端经一第一电阻接地；其中该开关电源控制器具有一开关控制端和一检测端，该开关控制端连接该功率开关的控制端，该检测端通过一第二电阻引入该线电压，并通过一第三电阻接地，该第三电阻为负温度系数电阻，该开关电源控制器包括：

PWM信号发生器，产生一PWM信号；

功率开关驱动器，该功率开关驱动器根据该PWM信号输出一开关控制信号至该开关控制端，以控制该功率开关的导通和闭合；

处理器，包括：

时序产生器，依据该PWM信号产生一第一采样控制信号、一第二采样控制信号和一幅值设置信号，该第一采样控制信号的脉冲由该PWM信号的奇数脉冲触发，该第二采样控制信号的脉冲由该PWM信号的偶数脉冲触发，该幅值设置信号被该第一采样控制信号的脉冲从第一电平触发为第二电平，并被该第二采样控制信号的脉冲从该第二电平触发为该第一电平；

采样保持电路，输入该检测端的检测电压、该第一采样控制信号、该第二采样控制信号和该幅值设置信号，利用该幅值设置信号使该检测电压在第三电平和第四电平之间周期性变化，并分别根据该第一采样控制信号、该第二采样控制信号对周期性变化的检测电压进行采样，得到一第一采样电流和一第二采样电流，其中该第一采样电流对应该第三电平，该第二采样电流对应该第四电平；

运算电路，根据该第一采样电流和该第二采样电流分别计算得到反映该线电压的大小的第一电流和反映该环境温度的高低的第二电流。

2.如权利要求1所述的开关电源转换器，其特征在于，该第二电流为该第二采样电流与第一采样电流之差。

3.如权利要求1所述的开关电源转换器，其特征在于，还包括：

比较器，包括第一比较电路，将该第一电流与一第一参考电流比较而产生一第一比较信号，并输出至该PWM信号发生器，其中当该第一电流小于该第一参考电流时，该第一比较信号使得该PWM信号复位。

4.如权利要求1或2所述的开关电源转换器，其特征在于，还包括：

比较器，该比较器包括第二比较电路，将该第二电流与一第二参考电流比较而产生一第二比较信号，并输出至该PWM信号发生器，其中当该第二电流小于该第二参考电流时，该第二比较信号使得该PWM信号复位。

5.如权利要求1所述的开关电源转换器，其特征在于，该检测端还通过一第三电阻和一二极管连接至该辅助绕组以输入一反映辅助绕组电压的谷底信息的指示电流，该采样保持电路还根据该第一电流和该第二电流计算得到包含了辅助绕组电压的谷底信息的第三电流。

6.如权利要求1所述的开关电源转换器，其特征在于，还包括谷底时钟发生器，输入该第三电流和第一时钟信号，该谷底时钟发生器根据该第三电流指示的谷底时刻和该第一时钟信号的频率产生第二时钟信号，该第二时钟信号的频率与该第一时钟信号的频率相同，该第二时钟信号的下降沿指示了辅助绕组电压的谷底。

7.如权利要求1所述的开关电源转换器，其特征在于，该采样保持电路包括：

负反馈回路，包括放大器、第一MOS管和偏置电流源，该第一MOS管的控制端连接该放大器的输出端，该第一MOS管的第一端连接该放大器的同相输入端及该偏置电流源，该第一MOS管的第二端连接电源；

第二MOS管，该第二MOS管的控制端输入该幅值设置信号的反相信号，该第二MOS管的第一端输入该第三电平，该第二MOS管的第二端连接该放大器的反相输入端；

第三MOS管，该第三MOS管的控制端输入该幅值设置信号，该第三MOS管的第一端输入该第四电平，该第三MOS管的第二端连接该放大器的反相输入端；

第四MOS管，与该第一MOS管构成电流镜，该第四MOS管流过该第一采样电流；

第五MOS管，与该第一MOS管构成电流镜，该第五MOS管流过该第二采样电流；

电容，连接于该电源与该第四MOS管的控制端之间；

第六MOS管，该第六MOS管的控制端输入该第一采样控制信号，该第六MOS管的第一端连接该放大器的输出端，该第六MOS管的第二端连接该第四MOS管的控制端；以及

第七MOS管，该第七MOS管的控制端输入该第二采样控制信号，该第七MOS管的第一端连接该放大器的输出端，该第七MOS管的第二端连接该第五MOS管的控制端。

8.如权利要求7所述的开关电源转换器，其特征在于，该采样保持电路还包括：

第八MOS管，与该第一MOS管构成电流镜；

第九MOS管，该第九MOS管的第一端接地，该第九MOS管的第二端连接该第八MOS管的第二端，并输入该第一电流；

第十MOS管，与该第九MOS管构成电流镜，该第十MOS管流过该第三电流；

第十一MOS管，该第十一MOS管的第一端接地，该第十一MOS管的第二端输入该第二电流；

第十二MOS管，与该第十一MOS管构成电流镜；

第十三MOS管，该第十三MOS管的第一端连接该第十二MOS管的第二端，该第十三MOS管的第二端连接该第九MOS管的第二端，该第十三MOS管的控制端输入该幅值设置信号的反相信号；以及

第十四MOS管，与该第十一MOS管构成电流镜，该第十四MOS管的第一端接地，该第十四MOS管的第二端连接该第九MOS管的第二端。

9.如权利要求1所述的开关电源转换器，其特征在于，该运算电路包括：

第一MOS管，该第一MOS管的第一端接地，该第一MOS管的第二端输入该第二采样电流；

第二MOS管，与该第一MOS管构成电流镜；

第三MOS管，该第三MOS管的第一端连接电源，该第三MOS管的第二端连接该第二MOS管的第二端；

第四MOS管，与该第三MOS管构成电流镜，该第四MOS管流过该第二电流；

第五MOS管，与该第四MOS管构成电流镜；

第六MOS管(M26)，该第六MOS管的第一端接地，该第六MOS管的第二端连接该第五MOS管的第二端，并输入一偏置电流；

第七MOS管，与该第六MOS管构成电流镜；

第八MOS管，该第八MOS管的第一端连接电源，该第八MOS管的第二端连接该第七MOS管的第二端；

第九MOS管，与该第八MOS管构成电流镜；

第十MOS管，该第十MOS管的第一端接地，该第十MOS管的第二端输入该第一采样电流；

第十一MOS管(M33)，与该第十MOS管构成电流镜；

第十二MOS管，该第十二MOS管的第一端连接电源，该第十二MOS管的第二端连接该第十一MOS管的第二端；

第十三MOS管，与该第十二MOS管构成电流镜，该第十三MOS管的第一端连接电源，该第十三MOS管的第二端连接该第二MOS管的第二端；以及

第十四MOS管，与该第十三MOS管构成电流镜，该第十四MOS管的第一端连接电源，该第十四MOS管的第二端连接该第七MOS管的第二端。

10.如权利要求6所述的开关电源转换器，其特征在于，该谷底时钟发生器包括：

谷底检测电路，输入该第三电流，根据该第三电流检测出谷底时刻，并输出包含该谷底时刻的检测信号；

时钟发生电路，输入该检测信号和该第一时钟信号，根据该检测信号的谷底时刻和该第一时钟信号的频率产生该第二时钟信号。

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