CN103269059B - 一种提高过压保护精度的开关电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种提高过压保护精度的开关电路，包括整流滤波电路、开关变换器电路、开关控制电路，开关变换器电路包括与整流滤波电路连接的变压器、与变压器分别连接的开关管和驱动电路；开关控制电路包括用于检测驱动电路放电时间的检测电路、用于产生过压参考时间的时间产生电路、用于根据时间产生电路产生的过压参考时间判断检测电路的检测结果是否过压的判断电路、用于根据判断电路的判断结果输出脉冲信号以控制开关管导通或截止的开关驱动电路；时间产生电路包括振荡电路、计时电路、电流电容比例调节模块，电流电容比例调节模块用于调节振荡电路和计时电路之间的电流电容比值。实施本发明可精确的获得过压参考时间，进而提高过压保护精度。

Description

一种提高过压保护精度的开关电路

技术领域

本发明涉及一种开关电路，更具体地说，涉及一种提高过压保护精度的开关电路。

背景技术

目前的电子装置，为了符合安全规定的需要，电源供应器必须要能够提供稳定输出电压和稳定输出电流。在此条件下，电源供应器多半会结合变压器，通过变压器调节输出电流，在现在的恒流输出应用中，通过检测输出放电时间实现输出过压保护功能。但是现有技术无法精确的判断是否过压，给实际应用带来严重问题。如图1所示，以PSR（Primary-Side Regulated）拓扑结构为例，PSR电路工作时，变压器的初次级电流如图2所示（DRV表示开关驱动电路34的输出信号波形、Ip表示变压器的初级绕组上的电流波形图、Is表示变压器的次级绕组上的电流波形图、Ipeak表示变压器初级绕组的峰值电流）。次级电流IS的放电时间t_ons与输出电压Vout成反比，如式1：

$t_{\mathrm{ons}}=\frac{\mathrm{Ipeak}}{\frac{N*V_{\mathrm{out}}}{L_m}}$ -------------式1，

其中Ipeak是变压器初级绕组的峰值电流，N是变压器初级绕组与次级绕组的匝数比，Lm表示变压器的初级绕组电感量。

从上述公式可以看出，次级电流IS的放电时间t_ons与输出电压Vout成反比。通过检测t_ons即可检测到输出电压Vout的大小，再据此判断Vout是否过压以及是否触发过压保护。具体的，通过判断次级电流IS的放电时间t_ons与过压参考时间t_c的大小，进而判断Vout是否过压。当测量的变压器的次级电流IS的放电时间t_ons小于过压参考时间t_c时，则判断该输出电压Vout过压；当测量的变压器的次级电流IS的放电时间t_ons大于等于过压参考时间t_c时，则判断该输出电压Vout没有过压，在允许的电压范围内。通过调整过压参考时间t_c的大小，即可达到设置输出过压值的目的。在现有技术中，如图3所示的过压参考时间t_c的产生电路，由电流源I2向电容C2充电，电容的电压与参考电压V_ref3比较，比较器的输出信号O3即是一系列等长脉冲波形，脉冲宽度代表所计时长（过压参考时间t_c），该t_c的计算公式如下：

$t_c=\frac{V_{\mathrm{ref}3}*C_2}{I2}$ -------------式2

从式2中可以看出，该过压参考时间t_c与C2/I2成正比。

图4是图3的过压参考时间t_c的产生电路的输出波形图。

由于集成电路生产工艺的限制，很难把C2/I2做准，也即通过如图2所示的电路产生的过压参考时间t_c不够准确，这样则会导致在通过t_ons与t_c比较结果判断变压器次级放电是否过压的判断结果也将不准确，导致过压保护的阀值不准确，无法正常的实现过压保护。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对上述现有技术中对变压器输出级不能进行精确的过压判断进而不能实现精确过压保护的缺陷，提供一种提高过压保护精度的开关电路。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种提高过压保护精度的开关电路，包括：整流滤波电路、开关控制电路，所述开关变换器电路包括与整流滤波电路连接的变压器、与所述变压器分别连接的开关管和驱动电路；所述开关控制电路包括用于检测所述驱动电路放电时间的检测电路、用于产生过压参考时间的时间产生电路、用于根据所述时间产生电路产生的过压参考时间判断所述检测电路的检测结果是否过压的判断电路、用于根据所述判断电路的判断结果输出脉冲信号以控制开关管导通或截止的开关驱动电路；

外部电流电压通过所述整流滤波电路整流、滤波后转换为直流电压并提供给所述开关变换器电路中的所述变压器，所述变压器根据所述开关控制电路对开关管的控制信号输出相应的功率到所述驱动电路；

所述时间产生电路包括振荡电路、计时电路、电流电容比例调节模块，所述电流电容比例调节模块用于调节所述振荡电路和计时电路之间的电流电容比值。

在本发明所述的提高过压保护精度的开关电路中，所述开关电路还包括与所述开关控制电路的时间产生电路连接的周期检测及修调反馈电路；所述周期检测及修调反馈电路用于检测所述振荡电路的振荡周期及读取所述电流电容比例调节模块中的现有电容电流比例，再根据该振荡周期和现有电容电流比例得出计时电路产生的参考时间，再根据该参考时间对所述电流电容比例调节模块进行调节，以使得所述计时电路产生符合预期参考时间。

在本发明所述的提高过压保护精度的开关电路中，所述振荡电路包括第一比较器、第二比较器、RS触发器、第一电流源、第二电流源、第一电容组、第一开关、第二开关；所述第一电流源的一端连接电压源，另一端连接所述第一开关的一端；所述第一开关的另一端分别连接第一电容组的一端、第二开关的一端、第一比较器的正向输入端、第二比较器的反向输入端；所述第一电容组的另一端接地，所述第二开关的另一端通过第二电流源接地；所述第一比较器的反向输入端连接第一参考电压、输出端连接RS触发器的S输入端；所述第二比较器的正向输入端连接第二参考电压、输出端连接RS触发器的R输入端。

在本发明所述的提高过压保护精度的开关电路中，所述计时电路包括第三比较器、第三电流源、第三开关、第二电容组；所述第三电流源的一端连接电压源，另一端分别连接第三比较器的反向输入端、第三开关的一端、第二电容组的一端；所述第三比较器的正向输入端连接第三参考电压、输出端连接判断电路；所述第三开关的另一端接地，所述第二电容组的另一端接地；所述第一电容组的电容值C1与所述第二电容组的电容值C2的关系为：C2=Kc*C1，其中Kc为常数；所述第一电流源和所述第二电流源的电流值相等，所述第三电流源的电流值I2与所述第一电流源的电流值I1的关系为：I2=Ki*I1，其中Ki为常数；所述Kc和Ki由所述电流电容比例调节模块设置。

在本发明所述的提高过压保护精度的开关电路中，所述第一参考电压大于所述第二参考电压。

在本发明所述的提高过压保护精度的开关电路中，所述整流滤波电路包括一由四个整流二极管构成的全桥整流电路、一滤波电容、两个输入端、一个输出端，所述两个输入端用于接收外部交流电压，所述全桥整流电路用于将外部交流电压转换为直流电压，所述滤波电容的一端接地，另一端连接到所述输出端。

在本发明所述的提高过压保护精度的开关电路中，所述变压器包括一初级绕组和一次级绕组，所述初级绕组的a端连接到所述整流滤波电路的输出端，所述初级绕组的b端通过开关管接地，所述次级绕组的两个输出端与所述驱动电路连接。

在本发明所述的提高过压保护精度的开关电路中，所述驱动电路包括第一整流二极管、第三电容、直流电压输出端，所述第一整流二极管的阳极连接到所述次级绕组的c端，所述第一整流二极管的阴极连接到第三电容的一端，所述第三电容另一端接地，所述次级绕组的d端接地。

在本发明所述的提高过压保护精度的开关电路中，所述开关控制电路还包括第四电阻，所述开关管通过所述第四电阻接地。

在本发明所述的提高过压保护精度的开关电路中，所述开关管是场效应管或三极管。

实施本发明的提高过压保护精度的开关电路，具有以下有益效果：开关控制电路的时间产生电路包括振荡电路、计时电路、电流电容比例调节模块，电流电容比例调节模块用于调节该振荡电路和计时电路之间的电流电容比值；通过该时间产生电路可产生精确的过压参考时间，即可准确的获得过压判断标准，进而提高过压保护精度。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是现有技术中的开关电路的示意图；

图2是图1中变压器的输出输出电流波形示意图；

图3是图1中的计时电路的具体电路结构图；

图4是图3的输出波形图；

图5是本发明较佳实施例的提高过压保护精度的开关电路的原理框图；

图6是本发明的提高过压保护精度的开关电路的电路结构图；

图7是图6中的时间产生电路的具体电路结构图；

图8是图7中的振荡电路的输入输出波形；

图9是图7中第一电容组和第二电容组的结构图。

具体实施方式

为了使本发明的目的更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图5所示，本发明的提高过压保护精度的开关电路的原理框图包括整流滤波电路10、变压器21、驱动电路23、开关控制电路30，该开关控制电路30包括用于检测该驱动电路23放电时间的检测电路31、用于产生过压参考时间的时间产生电路32、用于根据该时间产生电路32产生的过压参考时间判断该检测电路31的检测结果是否过压的判断电路33、用于根据该判断电路33的判断结果输出脉冲信号以控制开关管22导通或截止的开关驱动电路34。该开关管22可以是场效应管或三极管。

外部电流电压通过所述整流滤波电路10整流、滤波后转换为直流电压并提供给该变压器21，该变压器21通过该开关控制电路30的控制输出相应的功率到该驱动电路23。

该时间产生电路32包括振荡电路321、计时电路323、电流电容比例调节模块322，该电流电容比例调节模块322用于调节该振荡电路321和计时电路323之间的电流电容比值。

进一步的，该开关电路还包括与该开关控制电路30的时间产生电路32连接的周期检测及修调反馈电路40；该周期检测及修调反馈电路40用于检测该振荡电路321的振荡周期及读取该电流电容比例调节模块322中的现有电容电流比例，再根据该振荡周期和现有电容电流比例得出计时电路323产生的参考时间，再根据该参考时间对该电流电容比例调节模块322进行调节，以使得该计时电路323产生符合预期参考时间。

如图6所示，本发明的提高过压保护精度的开关电路的电路结构图，包括整流滤波电路10、开关变换器电路20、开关控制电路30、周期检测及修调反馈电路40。该周期检测及修调反馈电路40用于检测该振荡电路321的振荡周期及读取所述电流电容比例调节模块322中的现有电容电流比例，再根据该振荡周期和现有电容电流比例得出计时电路323产生的参考时间，再根据该参考时间对所述电流电容比例调节模块322进行调节，以使得所述计时电路323产生符合预期参考时间。该开关变换器电路20包括与所述整流滤波电路10连接的变压器21、与该变压器21分别连接的开关管22和驱动电路23。

整流滤波电路10包括一由四个整流二极管构成的全桥整流电路11、一滤波电容12、两个输入端13和14、一个输出端15，这两个输入端13和14用于接收外部交流电压，该全桥整流电路11用于将外部交流电压转换为直流电压，该滤波电容12的一端接地，另一端连接到该全桥整流电路11的输出端15。

该变压器21包括一初级绕组24和一次级绕组25，该初级绕组24的a端连接到该整流滤波电路10的输出端15，该初级绕组24的b端通过开关管22接地，该次级绕组25的两个输出端与该驱动电路23连接。

该驱动电路23包括第一整流二极管26、第三电容C3、直流电压输出端27，该第一整流二极管26的阳极连接到该次级绕组25的c端，该第一整流二极管26的阴极连接到第三电容C3的一端，该第三电容C3另一端接地，该次级绕组25的d端接地。

该开关控制电路30包括用于检测该驱动电路23放电时间的检测电路31、用于产生过压参考时间的时间产生电路32、用于根据该时间产生电路32产生的过压参考时间判断该检测电路31的检测结果是否过压的判断电路33、用于根据该判断电路33的判断结果输出脉冲信号以控制开关管22导通或截止的开关驱动电路34。

在初始情况时，变压器21初级绕阻24和次级绕阻25的电流都为零。当开关驱动电路34的输出信号DRV为高电平时，该开关管22导通。变压器21的初级绕阻24电压为a正b负，而与其耦合的次级绕阻25为d正c负，因此二极管26处于关断状态，初级绕阻24的电流从零开始线性增加，电流流过变压器的初级端，将能量储存在初级绕阻24中。当开关驱动电路34的输出信号DRV为低电平时，开关管22截止，流过初级绕阻24的电流耦合到次级绕阻25，二极管26导通，次级电流流过二极管26向第三电容C3和通过输出端27连接的负载充电，同时次级电流线性下降。从次级开始通电到次级放电至零的这段时间为次级放电时间t_ons，驱动电路23的放电时间t_ons的计算公式如下：

$t_{\mathrm{ons}}=\frac{\mathrm{Ipeak}}{\frac{N*V_{\mathrm{out}}}{L_m}}$ -------------式1，

其中Ipeak是变压器初级绕组的峰值电流，N是变压器初级绕组与次级绕组的匝数比，Lm表示变压器的初级绕组电感量。

如图7所示，是时间产生电路的具体电路结构图；其中该振荡电路321包括第一比较器324、第二比较器325、RS触发器U1、第一电流源326、第二电流源327、第一电容组C1、第一开关S1、第二开关S2；该第一电流源326的一端连接电压源，另一端连接所述第一开关S1的一端；该第一开关S1的另一端分别连接第一电容组C1的一端、第二开关S2的一端、第一比较器324的正向输入端、第二比较器325的反向输入端；该第一电容组C1的另一端接地，该第二开关S2的另一端通过第二电流源327接地；该第一比较器324的反向输入端连接第一参考电压V_ref1、输出端连接RS触发器U1的S输入端；该第二比较器325的正向输入端连接第二参考电压V_ref2、输出端连接RS触发器U1的R输入端。该第一参考电压V_ref1大于所述第二参考电压V_ref2，该第一电流源326与该第二电流源327的电流值相同（都为I1）。该振荡电路321的工作原理如下：该振荡电路额周期由第一电流源326和第二电流源327对第一电容组C1充放电决定，将第一电容组C1的电压值Vx1与第一参考电压V_ref1和第二参考电压V_ref2比较，再通过RS触发器U1输出周期信号；当V_ref2<Vx1<V_ref1时，打开第一开关S1关闭第二开关S2，对第一电容组C1充电；至Vx1刚刚大于第一参考V_ref1时，立刻打开开关S2关闭S1，对第一电容组C1放电；当Vx1刚刚小于第二参考电压V_ref2，又立刻打开第一开关S1关闭第二开关S2，对第一电容组C1充电；如此反复，在RS触发器U1的Q输出端得到周期脉冲波形。该振荡电路321的输入输出波形如图8所示。该RS触发器U1的Q输出端的输出脉冲周期如式3所示：

$T_{\mathrm{OSC}}=2*\frac{(V_{\mathrm{ref}1}-V_{\mathrm{ref}2})*C1}{I1}$ -------------式3

从式中可以看出，该时间Tosc与C1/I1成正比。

如图7所示，该计时电路323包括第三比较器328、第三电流源329、第三开关S3、第二电容组C2；该第三电流源329的一端连接电压源，另一端分别连接第三比较器328的反向输入端、第三开关S3的一端、第二电容组C2的一端；该第三比较器328的正向输入端连接第三参考电压V_ref3、输出端连接判断电路33；该第三开关S3的另一端接地，该第二电容组C2的另一端接地；该第一电容组C1的电容值与所述第二电容组C2的电容值的关系为：C2=Kc*C1，其中Kc为常数；该第一电流源326和该第二电流源327的电流值相等，该第三电流源329的电流值I2与该第一电流源326的电流值I1的关系为：I2=Ki*I1，其中Ki为常数；该Kc和Ki由该电流电容比例调节模块322设置。该计时电路323的输入输出波形图如背景技术中的图4所示。该计时电路323中的比较器的输出信号O3即是一系列等长脉冲波形，脉冲宽度代表所计时长（过压参考时间t_c），该t_c的计算公式如下：

$t_c=\frac{V_{\mathrm{ref}3}*C_2}{I2}$ -------------式2

根据式3、第一电容组C1的电容值与所述第二电容组C2的电容值的关系式C2=Kc*C1、第三电流源329的电流值I2与该第一电流源326的电流值I1的关系式I2=Ki*I1，可将t_c的计算公式写成以下表达方式：

$t_c=\frac{V_{\mathrm{ref}3}*\mathrm{kc}}{\mathrm{ki}}*\frac{T_{\mathrm{osc}}}{2*(V_{\mathrm{ref}1}-V_{\mathrm{ref}2})}$ -------------式4

从该式4中可以看出，计时电路中的计时t_c不需要根据电容电流C/I的比值获得，这样就避免了通过电容电压比值导致计算t_c时间不准确的缺陷。通过式4可精确地由Tosc获得过压参考时间，该Tosc可通过外部测试工具从振荡电路测得，通过对常数Kc、Ki进行调整，即可将t_c调整到所需要的精确值，从而提高了过压保护的精度。

在本发明的提高过压保护精度的开关电路中，当测量的变压器的次级电流IS的放电时间t_ons小于过压参考时间t_c时，则判断该输出电压Vout过压；当测量的变压器的次级电流IS的放电时间t_ons大于等于过压参考时间t_c时，则判断该输出电压Vout没有过压，在允许的电压范围内。在本发明中，该过压参考时间t_c可精确获得，因此可使得在将过压参考时间t_c与次级电流Is的比较结果更加准确，进而可更准确的判断输出电压Vout是否过压。

该电流电容比例调节模块322可调节该第一电容组C1和第二电容组C2的比例常数Kc、第三电流源329的电流值I2与该第一电流源326的电流值I1的比例常数Ki。如图9所示，是第一电容组C1和第二电容组C2的结构示意图，以建立第一电容组C1、第二电容组C2的比例关系为例，在设计中第一电容组C1、第二电容组C2都由标准的电容单元C组成。只是在各个电容单元中串联开关，对于第一电容组C1，如在第一电容组C1中有2个开关闭合，则表示C1=2*C；有3个开关闭合，则C1=3*C；有a1个开关闭合，表示C1=a1*C；对于第二电容组C2，同理，有a2个开关闭合，表示C2=a2*C。那么就可以建立第一电容组C1、第二电容组C2之间的关系：C1/C2=a1/a2。通过改变a1、a2的值，就可以改变C1/C2之间的比例。该电流电容比例调节模块322可以是通过软件或硬件对第一电容组C1和第二电容组C2中开关的打开闭合进行调节，进而控制第一电容组C1和第二电容组C2的电容比值。第三电流源329的电流值I2与该第一电流源326的电流值I1的比例常数Ki的调节同上述对第一电容组和第二电容组的调节方式。

具体的，该电流电容比例调节模块322根据周期检测及修调反馈电路40的控制信号对振荡电路321和计时电路323的电流电容比例进行调节。该周期检测及修调反馈电路40检测该振荡电路321的振荡周期Tosc及读取该电流电容比例调节模块322中的现有电容电流比例，再根据该振荡周期和现有电容电流比例得出计时电路323产生的参考时间（如根据式4计算得到当前计时电路的计时参考时间t_c），再根据该参考时间对该电流电容比例调节模块322进行调节（即，当计算得到的参考时间与预期参考时间不一致时，则需要对该电流电容比例调节模块322进行相应控制，调节计时电路和震动电路的电流电容比例），以使得该计时电路323产生符合预期参考时间。

实施本发明的提高过压保护精度的开关电路，通过时间产生电路32可精确的获得过压参考时间t_c，将检测电路31从驱动电路检测的放电时间t_ons进行比较，可精确的判断驱动电路是否过压。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种提高过压保护精度的开关电路，包括整流滤波电路(10)、开关变换器电路(20)、开关控制电路(30)，其特征在于，所述开关变换器电路(20)包括与所述整流滤波电路(10)连接的变压器(21)、与所述变压器(21)分别连接的开关管(22)和驱动电路(23)；所述开关控制电路(30)包括用于检测所述驱动电路(23)放电时间的检测电路(31)、用于产生过压参考时间的时间产生电路(32)、用于根据所述时间产生电路(32)产生的过压参考时间判断所述检测电路(31)的检测结果是否过压的判断电路(33)、用于根据所述判断电路(33)的判断结果输出脉冲信号以控制开关管(22)导通或截止的开关驱动电路(34)；

外部电流电压通过所述整流滤波电路(10)整流、滤波后转换为直流电压并提供给所述开关变换器电路(20)中的所述变压器(21)，所述变压器(21)根据所述开关控制电路(30)对开关管(22)的控制信号输出相应的功率到所述驱动电路(23)；

所述时间产生电路(32)包括振荡电路(321)、计时电路(323)、电流电容比例调节模块(322)，所述电流电容比例调节模块(322)用于调节所述振荡电路(321)和计时电路(323)之间的电流电容比值；

所述开关电路还包括与所述开关控制电路(30)的时间产生电路(32)连接的周期检测及修调反馈电路(40)；所述周期检测及修调反馈电路(40)用于检测所述振荡电路(321)的振荡周期及读取所述电流电容比例调节模块(322)中的现有电容电流比例，再根据该振荡周期和现有电容电流比例得出计时电路(323)产生的参考时间，再根据该参考时间对所述电流电容比例调节模块(322)进行调节，以使得所述计时电路(323)产生符合预期参考时间；

所述振荡电路(321)包括第一比较器(324)、第二比较器(325)、RS触发器(U1)、第一电流源(326)、第二电流源(327)、第一电容组(C1)、第一开关(S1)、第二开关(S2)；所述第一电流源(326)的一端连接电压源，所述第一电流源(326)的另一端连接所述第一开关(S1)的一端；所述第一开关(S1)的另一端分别连接第一电容组(C1)的一端、第二开关(S2)的一端、第一比较器(324)的正向输入端、第二比较器(325)的反向输入端；所述第一电容组(C1)的另一端接地，所述第二开关(S2)的另一端通过第二电流源(327)接地；所述第一比较器(324)的反向输入端连接第一参考电压,所述第一比较器(324)的输出端连接RS触发器(U1)的S输入端；所述第二比较器(325)的正向输入端连接第二参考电压,所述第二比较器(325)的输出端连接RS触发器(U1)的R输入端,RS触发器(U1)的Q输出端连接至所述周期检测及修调反馈电路(40)；

所述计时电路(323)包括第三比较器(328)、第三电流源(329)、第三开关(S3)、第二电容组(C2)；所述第三电流源(329)的一端连接电压源，另一端分别连接第三比较器(328)的反向输入端、第三开关(S3)的一端、第二电容组(C2)的一端；所述第三比较器(328)的正向输入端连接第三参考电压,所述第三比较器(328)的输出端连接判断电路(33)；所述第三开关(S3)的另一端接地，所述第二电容组(C2)的另一端接地；所述第一电容组的电容值C1与所述第二电容组的电容值C2的关系为：C2＝Kc*C1，其中Kc为常数；所述第一电流源(326)和所述第二电流源(327)的电流值相等，所述第三电流源(329)的电流值I2与所述第一电流源(326)的电流值I1的关系为：I2＝Ki*I1，其中Ki为常数；所述Kc和Ki由所述电流电容比例调节模块(322)设置，所述电流电容比值是指Ki/Kc。

2.根据权利要求1所述的提高过压保护精度的开关电路，其特征在于，所述第一参考电压大于所述第二参考电压。

3.根据权利要求2所述的提高过压保护精度的开关电路，其特征在于，所述整流滤波电路(10)包括一由四个整流二极管构成的全桥整流电路(11)、一滤波电容(12)、两个输入端(13、14)、一个输出端(15)，所述两个输入端(13、14)用于接收外部交流电压，所述全桥整流电路(11)用于将外部交流电压转换为直流电压，所述滤波电容(12)的一端接地，所述滤波电容(12)的另一端连接到所述输出端(15)。

4.根据权利要求3所述提高过压保护精度的开关电路，其特征在于，所述变压器(21)包括一初级绕组(24)和一次级绕组(25)，所述初级绕组(24)的a端连接到所述整流滤波电路(10)的输出端(15)，所述初级绕组(25)的b端通过开关管(22)接地，所述次级绕组(25)的两个输出端与所述驱动电路(23)连接。

5.根据权利要求4所述的提高过压保护精度的开关电路，其特征在于，所述驱动电路(23)包括第一整流二极管(26)、第三电容(C3)、直流电压输出端(27)，所述第一整流二极管(26)的阳极连接到所述次级绕组(25)的c端，所述第一整流二极管(26)的阴极连接到第三电容(C3)的一端，所述第三电容(C3)另一端接地，所述次级绕组(25)的d端接地。

6.根据权利要求5所述的提高过压保护精度的开关电路，其特征在于，所述开关变换器电路(20)还包括第四电阻(R4)，所述开关管(22)通过所述第四电阻(R4)接地。

7.根据权利要求5所述的提高过压保护精度的开关电路，其特征在于，所述开关管(22)是场效应管或三极管。