CN100397765C - 一种切换式控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种切换式控制装置，连接于一变压器的一次侧，控制切换变压器以提供一直流电力输出，包括有：切换功率开关，其输出端连接于变压器的一次侧的一端，变压器的一次侧的另一端连接于输入电压；电流感测装置，连接到切换功率开关的另一输出端，通过切换功率开关的切换动作，感测电流信号；控制器，连接于切换功率开关的控制端、电流感测装置，并通过分压器连接于变压器的辅助绕组，从辅助绕组取得电压信号与变压器的放电时间及从电流感测装置取得电流信号，并输出切换信号到控制端。本发明在不需要光耦合器与二次侧稳定调整器的情况下，可得到精确的输出电压与最大输出电流，延长切换信号切换频率的频谱而降低电磁干扰。

Description

一种切换式控制装置

技术领域

本发明涉及一种切换式控制装置，使用于电源供应器的控制电路，尤其是涉及一种关于切换模式电源供应器的切换式控制装置。

背景技术

各种电源供应器已经广泛地使用在提供稳定调整的电压与电流。基于符合安全规定(safety)的考虑，一离线式(off-line)的电源供应器必须在它的一次侧与二次侧之间提供电气隔离(galvanic isolation)。既然如此，一切换式控制装置配置在电源供应器的一次侧，一光耦合器(optical-coupler)与二次侧稳定调整器(secondary-side regulator)必须用来稳定调整该离线式电源供应器的输出电压和/或输出电流。为了节省零件数目与去除二次侧反馈电路的需要，一次侧控制技术已经相继被提出，例如1981年11月24日公告的美国专利公报第4,302,803号。然而，上述的先前技术无法同时满足精确的输出电压与最大输出电流。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于在电源供应器的一次侧提供一种切换式控制装置，在不需要光耦合器与二次侧稳定调整器的情况下，用以得到精确的输出电压与最大输出电流。并且，本发明进一步提出跳频(frequency hopping)的特性，用以延长切换信号的切换频率的频谱(spectrum)而降低电磁于扰(electric and magnetic interference，EMI)，因此可以使电源供应器的体积与成本降低。

为了实现上述目的，本发明提供了一种切换式控制装置，应用于一变压器一次侧控制的电源供应器，包含一切换功率开关通过一电流感测装置，用以切换该变压器。其中该变压器的一次侧端连接到电源供应器的输入电压。一控制器，连接到该功率开关的控制端、该变压器的一辅助绕组(auxiliary winding)与该电流感测装置，输出一切换信号控制切换该功率开关，用以稳定调整电源供应器的输出电压与最大输出电流，并接收一电压反馈信号与一电流反馈信号。在该切换信号的截止时间(off time)的这段期间，该控制器通过该变压器的该辅助绕组，通过多次取样一电压信号与该变压器的一放电时间，用于在内部产生一电压反馈信号；在该切换信号的导通时间(on time)的这段期间，该控制器通过该电流感测装置，通过测量该变压器一次侧的一电流信号，在内部产生一电流反馈信号。该控制器根据该电压反馈信号与该电流反馈信号产生该切换信号。

该控制器包含一电压波形检测器，连接到该变压器，通过该变压器的辅助绕组接收该电压信号，通过多次取样该电压信号，用以输出该电压反馈信号与一放电时间信号。该电压波形检测器通过电阻性的分压器连接到该变压器的该辅助绕组。该放电时间信号表示变压器的放电时间，同时也代表二次侧切换电流的放电时间。一电流波形检测器连接到该电流感测装置，通过该电流感测装置接收该变压器一次侧的该电流信号，通过测量该电流信号来产生一电流波形信号。其中该电流波形信号根据该变压器的一次侧切换电流而产生出来。一积分器连接到该电流波形检测器与该电压波形检测器，通过该电流波形检测器接收该电流波形信号，通过该电压波形检测器接收该放电时间信号，通过积分该电流波形信号与该放电时间信号来输出该电流反馈信号。一振荡器(oscillator)输出一振荡信号(oscillation signal)与一斜坡信号(rampsignal)，该振荡信号用以决定该控制器输出切换信号的切换频率。一加法器连接到该电流感测装置与该振荡器，通过该电流感测装置接收该电流信号，并接收该振荡器输出的该斜坡信号，用以产生一斜率信号(slope signal)。

一电压回路误差放大器由第一运算放大器与第一参考电压所组成，该电压回路误差放大器连接到该电压波形检测器，接收该电压反馈信号用以放大该电压反馈信号与提供回路增益(loop gain)，其目的是作为输出电压控制。一电流回路误差放大器由第二运算放大器与第二参考电压所组成，该电流回路误差放大器连接到该积分器，接收该电流反馈信号用以放大该电流反馈信号与提供回路增益，其目的是作为输出电流控制。一峰值电流限制器(peak-currentlimiter)连接到该电流感测装置，接收该电流信号，用来限制变压器一次侧电流信号的最大值。

一第一比较器连接到该加法器与该电压回路误差放大器，接收该斜率信号与放大后的该电压反馈信号，作为电压控制。一第二比较器连接到该振荡器与电流回路误差放大器，接收该斜坡信号与放大后的该电流反馈信号，作为电流控制。一脉冲宽度解调器连接到该振荡器、该峰值电流限制器、该第一比较器与该第二比较器，接收该振荡信号、该峰值电流限制器的输出、该电压回路误差放大器的输出与该电流回路误差放大器的输出来控制该切换信号的脉冲宽度。一可编程的电流源(programmable current source)连接到该电压波形检测器的输入端，用以作温度补偿。该可编程的电流源接收该控制器的温度而输出一可编程的电流，用以补偿电源供应器在输出电压上的温度变化(temperature deviation)。

一模块产生器(pattern generator)产生一数字模块码(digital patterncode)。一第一可程序电容(first programmable capacitor)连接到该振荡器与该模块产生器，可依据该数字模块码的输出用以解调切换频率。该切换频率的频谱得以延长，因此可降低电源供应的电磁干扰。第二可程序电容(secondprogrammable capacitor)连接到该积分器与该模块产生器，可用以调整该积分器的时间常数，使其与该控制器输出的切换信号的切换频率产生正比例的关系，该积分器输出的电流反馈信号因而正比于电源供应器的输出电流。该第一可程序电容与该第二可程序电容，其电容值是由该数字模块码所控制。

本发明的功效，在于在不需要光耦合器与二次侧稳定调整器的情况下，用以得到精确的输出电压与最大输出电流，并且还提出跳频的特性，用以延长切换信号的切换频率的频谱而降低电磁干扰，因此可以使电源供应器的体积与成本降低。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1为电源供应器具有切换式控制装置的电路方块图；

图2为图1中电源供应器与切换式控制装置的主要波形；

图3为根据本发明较佳实施例的控制器；

图4为根据本发明较佳实施例的电压波形检测器；

图5为本发明较佳实施例的振荡器；

图6为本发明较佳实施例的电流波形检测器；

图7为本发明较佳实施例的积分器；

图8为本发明脉冲宽度解调器的电路图；

图9为本发明中加法器的电路图；

图10为本发明较佳实施例的模块产生器；及

图11为本发明较佳实施例的可编程的电容。

其中，附图说明：

10-变压器，20-切换功率开关

30-电流感测装置，31-电容，32-电容

40-整流器，45-电容

50、51-电阻 60-整流器，65-电容

70-控制器，71-运算放大器，72-运算放大器

73-比较器，74-比较器

75-比较器，79-与非门逻辑电路

80-可编程的电流源，81-双极晶体管

82-双极晶体管，83-电阻

84、85、86-p镜晶体管，87、88-n镜晶体管

100-电压波形检测器，110、111、115-电容

121、122、123、124、125-开关

130、131-二极管，135-电流源

150、151-运算放大器，155-比较器

156-临界电压

161-反相器，162-反相器

163-与非门逻辑电路，164、165、166-AND门

170、171-D型正反器

180-电流源，181-晶体管

182-电容，190-取样脉冲产生器

200-振荡器，201-运算放大器

202-运算放大器，205-比较器

210、211-电阻，215、216-电容

230、231、232、233、234-开关

250、251、252、253、254、255、259-晶体管

260-反相器，300-电流波形检测器

310-比较器，320-电流源

330、340、350-开关，361、362-电容

400-积分器，410、411-运算放大器

420、421、422、423、424、425-晶体管

450、452-电阻，460、461、462、464、466、468-开关

471、472、473、474-电容

500-脉冲宽度解调器，511-与非门逻辑电路

512-反相器，515-D型正反器

518-反相器，519-AND门，520-消隐电路

521、522-反相器，523-与非门逻辑电路

525-电流源，526-晶体管，527-电容

600-加法器，610、611-运算放大器

620、621、622-晶体管，650、651-电阻

900-模块产生器，910-第一可编程的电容

930-第二可编程的电容，951-时脉产生器

952-XOR门，971、972、975-缓存器

具体实施方式

图1为本发明中一电源供应器。电源供应器包含一变压器10，该变压器10具有辅助绕组NA、一次侧绕组NP与二次侧绕组NS。一切换功率开关20，用以切换流过该变压器10一次侧绕组NP的电流，该变压器10一次侧绕组NP连接到该电源供应器的输入电压VIN。一电流感测装置30通过该切换功率开关20连接到该变压器10，用以感测该变压器10的一次侧电流。一切换信号VPWM连接到该切换功率开关20的控制端，用以控制该切换功率开关20的切换动作，并且在变压器10二次侧绕组NS端得到稳定调整电源供应器的输出电压VO与最大输出电流IO。一控制器70连接到该切换功率开关20的控制端、该变压器10的辅助绕组NA与该电流感测装置30，该电流感测装置30如同一电流感测电阻，该控制器70产生该切换信号VPWM。

结合图1，参考图2，为电源供应器的各种信号波形。当切换信号VPWM转变为导通(逻辑上为高准位)，于是产生一次侧切换电流IP。一次侧切换峰值电流IP1可以由下式得到：

$I_{P1}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ON}}--------------\left(1\right)$

其中LP为变压器10的一次侧绕组NP的电感值；TON为切换信号VPWM的导通时间(on time)。

一旦切换信号VPWM转变为截止(逻辑上为低准位)，此时变压器10的储能将会传送到变压器10的二次侧，并且通过整流器40到电源供应器的输出端VO，于是产生二次侧切换电流IS。二次侧切换峰值电流IS1可以表示成：

$I_{S1}=\frac{(V_O+V_F)}{L_S}\×T_{\mathrm{DS}}--------------\left(2\right)$

其中VO为电源供应器的输出电压；VF为整流器40的顺向压降(forwardvoltage drop)；LS为变压器10的二次侧绕组NS的电感值；TDS为变压器10的放电时间，也可以表示为二次侧切换电流IS的放电时间。同时，在变压器10的辅助绕组NA上产生电压信号VAUX，电压信号VAUX1表示成：

$V_{\mathrm{AUX}1}=\frac{T_{\mathrm{NA}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×(V_O+V_F)-----------\left(3\right)$

其中TNA与TNS分别为变压器10的辅助绕组NA与二次侧绕组NS的绕组匝数。

当二次侧切换电流IS下降到零时，辅助绕组NA所产生的电压信号VAUX开始减少，这也表示变压器10的储能在这瞬间完全地释放出来。因此，在方程序(2)的放电时间TDS可以由切换信号VPWM的下降边缘(falling edge)到电压信号VAUX开始下降的转角处(corner)来测量到，如图2所示。一次侧切换峰值电流IP1与变压器10的绕组匝数可以用来决定二次侧切换峰值电流IS1，二次侧切换峰值电流IS1可以表示成：

$I_{S1}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×I_{P1}---------------\left(4\right)$

其中TNP为变压器10的一次侧绕组NP的绕组匝数。

如图1所示，控制器70包含电源供应端(supply terminal)VCC、接地端(ground terminal)GND、检测端(detection terminal)DET、输出端(outputterminal)OUT、感测端(sense terminal)CS、电压补偿端(voltage-compensation terminal)COMV与电流补偿端(current-compensation terminal)COMI。电源供应端VCC与接地端GND用以提供电源。一电阻50与电阻51为串联连接而形成分压器(divider)，两个电阻分别连接于变压器10的辅助绕组NA与接地端参考准位之间。控制器70的检测端DET连接到电阻50与电阻51的连接处。在检测端DET产生电压VDET，可以得到：

$V_{\mathrm{DET}}=\frac{R_{51}}{R_{50}+R_{51}}\×V_{\mathrm{AUX}}------------\left(5\right)$

其中R50与R51分别为电阻50与51的电阻值。

电压信号VAUX通过整流器60进一步对电容65进行充电，用以提供电源给控制器70的电源供应端VCC。切换功率开关20的源极(source)通过电流感测装置30连接到接地端参考准位，并利用电流感测装置30用以转换一次侧切换电流IP成为一电流信号VCS。控制器70的感测端CS连接到电流感测装置30，用以检测该电流信号VCS。

该控制器70的输出端OUT产生切换信号VPWM，用以控制该切换功率开关20之切换动作，进而于变压器10二次侧绕组NS端得到稳定调整电源供应器的输出电压VO与最大输出电流IO。补偿网络连接到该控制器70的电压补偿端COMV，作为电压回路频率补偿。该补偿网络可以使用一个电容如电容31连接到接地端参考准位。另一补偿网络连接到该控制器70的电流补偿端COMI，作为电流回路频率补偿。该补偿网络也可以使用一个电容如电容32连接到接地端参考准位。

在该切换信号VPWM的截止时间的这段期间，控制器70通过该变压器10的辅助绕组NA多次取样一电压信号VAUX与该变压器10的一放电时间TDS，在内部电路中输出一电压反馈信号VV；在该切换信号的导通时间的这段期间，控制器70通过该电流感测装置测量该变压器的一电流信号VCS，并在内部电路中输出一电流反馈信号VI。其中该切换信号接收该电压反馈信号VV与该电流反馈信号VI而产生出来。

配合图1，参考图3，图3为本发明较佳实施例的控制器70。在检测端DET，该控制器70包含一电压波形检测器100。该电压波形检测器100通过电阻性的分压器(50、51)连接到该变压器10的该辅助绕组NA，通过该变压器10的该辅助绕组NA接收该电压信号VDET。电压波形检测器100通过多次取样该电压信号VDET而产生该电压反馈信号VV与一放电时间信号SDS，该放电时间信号SDS表示二次侧切换电流IS的放电时间TDS。在感测端CS，控制器70包含一电流波形检测器300。该电流波形检测器300连接到该电流感测装置30，通过该电流感测装置30接收该变压器10一次侧的该电流信号VCS。该电流波形检测器300通过测量该电流信号VCS来输出一电流波形信号VW。也就是说，该电流波形信号VW根据该变压器10的一次侧切换电流IP而产生出来。一积分器400连接到该电流波形检测器300与该电压波形检测器100，通过该电流波形检测器300接收该电流波形信号VW，通过该电压波形检测器100接收该放电时间信号SDS，该积分器400通过积分该电流波形信号VW与该放电时间信号SDS，用以输出该电流反馈信号VI。一振荡器200用以输出一振荡信号PLS与一斜坡信号(ramp signal)RMP，该振荡信号用以决定切换信号VPWM的切换频率。一电压回路误差放大器由一运算放大器71与一参考电压VREF1所组成，该电压回路误差放大器连接到该电压波形检测器100，接收该电压反馈信号VV用以放大该电压反馈信号VV与提供回路增益，用以输出电压控制。一电流回路误差放大器由一运算放大器72与一参考电压VREF2所组成，该电流回路误差放大器连接到该积分器400，接收该电流反馈信号VI用以放大该电流反馈信号VI与提供回路增益，用以输出电流控制。

一加法器600，连接到该电流感测装置30与该振荡器200，通过该电流感测装置30接收该电流信号VCS，通过该振荡器200接收该斜坡信号RMP，通过变压器10一次侧的电流信号VCS与斜坡信号RMP的相加，用以输出一斜率信号(slope signal)VSLP，该斜率信号VSLP的作用是对电压回路形成斜率补偿(slope compensation)。一峰值电流限制器由一比较器74与一参考电压VREF3所组成，该比较器74的正端输入由该参考电压VREF3所提供，该比较器74的负端输入连接到该感测端CS，接收该电流信号VCS，用以限制变压器10一次侧的该电流信号VCS的最大值，并且实现周期性的(cycle-by-cycle)电流限制。一第一比较器73，连接到该加法器600与该电压回路误差放大器，接收该斜率信号VSLP与放大后的该电压反馈信号VV，并输出控制信号作为电压控制。一第二比较器75，连接到该振荡器200与该电流回路误差放大器，接收该斜坡信号RMP与放大后的该电流反馈信号VI，并输出控制信号作为电流控制。

请再参考图3，该运算放大器71、72都具有传导(trans-conductance)输出的特性。该运算放大器71的输出端连接到电压补偿端COMV与该第一比较器73的正端输入。该运算放大器72的输出端连接到电流补偿端COMI与该第二比较器75的正端输入。该第一比较器73的负端输入连接到该加法器600的输出端。该第二比较器75的负端输入是由该斜坡信号RMP所提供，该斜坡信号RMP是由该振荡器200所产生。

一脉冲宽度解调器500连接到该振荡器200、该峰值电流限制器、该第一比较器73与该第二比较器75，接收该振荡信号，并且通过一与非门逻辑电路79，接收该峰值电流限制器的输出、该电压回路误差放大器的输出与该电流回路误差放大器的输出来控制该切换信号VPWM的脉冲宽度。其中该与非门逻辑电路79的三个输入端分别连接到该第一比较器73、该比较器74与该第二比较器75的输出端。该与非门逻辑电路79的输出端输出一重置信号RST，该重置信号RST供应给该脉冲宽度解调器500，用以控制调整该脉冲宽度解调器500输出的切换信号VPWM的工作周期。

参考图1与图3所示，由变压器10一次侧切换电流IP的检测到该切换信号VPWM的脉冲宽度解调形成电流控制回路，根据该参考电压VREF2来控制一次侧切换电流IP的振幅值(magnitude)。二次侧切换电流IS与一次侧切换电流IP有比例上的关系，如方程序(4)所示。根据图2所示的信号波形，电源供应器的输出电流IO为二次侧切换电流IS平均值。输出电流IO可以表示成：

$I_O=I_S\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{2T}-----------\left(6\right)$

其中T为该切换信号VPWM的切换周期，与该振荡器200的时间常数成正比例的关系。电源供应器的输出电流IO因此可以得到稳定调整。

该电流波形检测器300检测该电流信号VCS，并且产生该电流波形信号VW。该积分器400通过积分该电流波形信号VW与该放电时间TDS进一步产生该电流反馈信号VI。该电流反馈信号VI因此可以设计成：

$V_I=\frac{V_W}{2}\×\frac{T_{\mathrm{DS}}}{T_I}----------\left(7\right)$

其中该电流波形信号VW表示成：

$V_W=\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_S--------------\left(8\right)$

其中TI为积分器400的时间常数，该积分器400的时间常数与该切换信号的切换周期具有成正比例的关系。由方程序(6)-(8)可以看出，该电流反馈信号VI可以重新写成：

$V_I=\frac{T}{T_I}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O----------\left(9\right)$

我们可以发现到，该电流反馈信号VI正比于电源供应器的输出电流IO。当输出电流IO增加时，该电流反馈信号VI为增加，但该电流反馈信号VI的最大值通过电流控制回路的稳定调整而被限制在参考电压VREF2的数值。在电流控制回路的反馈控制下，最大输出电流IO(max)可以由下式得到：

$I_{O\left(\max \right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×V_{\mathrm{REF}2}}{1+(G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×\frac{R_S}{K})}----------\left(10\right)$

其中K为常数，等于TI/T；GA为电流回路误差放大器的增益(gain)；GSW为切换电路的增益。当电流控制回路的回路增益很高(GA×GSW＞＞1)时，最大输出电流IO(max)得以简化为：

$I_{O\left(\max \right)}=K\×\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{V_{\mathrm{REF}2}}{R_S}----------\left(11\right)$

电源供应器的最大输出电流IO(max)根据参考电压VREF2的数值，因而得到稳定调整成固定电流。

此外，由电压信号VAUX取样到切换信号VPWM的脉冲宽度解调形成电压控制回路，并根据参考电压VREF1的数值来控制电压信号VAUX的振幅值。电压信号VAUX与输出电压VO有比例上的关系，如方程序(3)所示。电压信号VAUX又经过适当的衰减得到电压VDET，如方程序(5)所示。电压波形检测器100多次取样电压VDET用以产生电压反馈信号VV，该电压反馈信号VV的数值通过电压控制回路的稳定调整，并且根据参考电压VREF1的数值而得到控制。电压回路误差放大器与切换电路对于电压控制回路提供回路增益。因此，输出电压VO可以简化为：

$V_O=(\frac{R_{50}+R_{51}}{R_{51}}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NA}}}\×V_{\mathrm{REF}1})-V_F-----------\left(12\right)$

配合图1，请再参考图3，电压信号VAUX通过电压波形检测器100来达到多次取样。在二次侧切换电流IS放电到零之前，立即进行电压取样与测量。因此，二次侧切换电流IS的改变并不会影响整流器40的顺向压降VF的数值。然而，当温度产生变化时，整流器40的顺向压降VF也随之改变。一可编程的电流源80连接到该电压波形检测器100的输入端，作为温度补偿。该可编程的电流源80接收该控制器70的温度，用以输出一可编程的电流IT。可编程的电流IT结合电阻50与51产生电压VT，用来补偿顺向压降VF的温度变化。

$V_T=I_T\×\frac{R_{50}\×R_{51}}{R_{50}+R_{51}}-----------\left(13\right)$

参照方程序(12)与(13)可以发现，电阻值R50与R51的比例决定输出电压VO。电阻R50与R51的电阻值决定温度系数(temperature coefficient)，用以补偿整流器40的顺向压降VF。由于可编程的电流源80，方程序(12)可以重新写成：

$V_O=(\frac{R_{50}+R_{51}}{R_{51}}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NA}}}\×V_{\mathrm{REF}1})-V_F+V_T-----------\left(14\right)$

为了产生跳频的特性来延长该切换信号VPWM的切换频率的频谱，用以降低电源供应器的电磁干扰，一模块产生器900用以产生一数字模块码PN…P1。一第一可编程的电容910连接到该振荡器200与该模块产生器900，接收该数字模块码PN…P1作为解调该振荡器200的振荡频率，用以调整该脉冲宽度解调器500输出的切换信号VPWM的切换频率。一第二可编程的电容930连接到该积分器400与该模块产生器900，用以使该积分器400的时间常数与切换频率产生正比例的关系。该数字模块码PN…P1控制该第一可编程的电容910与该第二可编程的电容930的电容值。

本发明的主要目的在电源供应器的一次侧提供一切换式控制装置，在不需要光耦合器与二次侧稳定调整器的情况下，用以得到精确的输出电压与最大输出电流。并且，本发明进一步提出跳频的特性，用以延长切换信号的切换频率的频谱而降低电磁干扰，因此可以使电源供应器的体积与成本降低。

图4为本发明较佳实施例的电压波形检测器100。一取样脉冲产生器(sample-pulse generator)190产生取样脉冲信号用以多次取样。一临界电压(threshold voltage)156加上电压信号VAUX，因而产生准位位移反射信号(level-shift reflected signal)。第一信号产生器(first signal generator)包含D型正反器171、两个AND门165、166，用以产生第一取样信号(firstsample signal)VSP1与第二取样信号(second sample signal)VSP2。第二信号产生器(second signal generator)包含D型正反器170、与非门逻辑电路163、AND门164与比较器155，用以产生放电时间信号SDS。一时间延迟电路(time-delay circuit)包含反相器162、电流源180、晶体管181与电容182，当切换信号VPWM为禁能状态(disable)时用以产生延迟时间Td。反相器161的输入是由切换信号VPWM所提供，反相器161的输出连接到反相器162的输入，同时也连接到AND门164的第一端输入与D型正反器170的时脉输入(clock-input)。反相器162的输出可导通或截止(on/off)晶体管181。电容l82与晶体管181并联连接，该电流源180对电容182充电。因此，电流源180的电流与电容182的电容值决定时间延迟电路的延迟时间Td，而电容182为时间延迟电路的输出。D型正反器170的D输入上拉(pull high)到供应电压VCC。D型正反器170的输出连接于AND门164的第二端输入。该AND门164输出放电时间信号SDS。当切换信号VPWM为禁能状态，放电时间信号SDS因此为致能状态(enable)。该与非门逻辑电路163的输出连接于D型正反器170的重置输入(reset-input)。与非门逻辑电路163的输入连接到时间延迟电路的输出与比较器155的输出。比较器155的负端输入由准位位移反射信号所提供。比较器155的正端输入由电压反馈信号VV所提供。因此，在延迟时间Td之后，一旦准位位移反射信号低于电压反馈信号VV，放电时间信号SDS为禁能状态。此外，只要切换信号VPWM为致能状态，放电时间信号SDS也为禁能状态。

取样脉冲产生器190产生的取样脉冲信号施加于D型正反器171的时脉输入、AND门165与166的第三端输入。D型正反器171的D输入与反向输出端连接在一起而形成除2计数器(divide-by-two counter)。D型正反器171的输出与反向输出分别连接于AND门165、166的第二端输入。AND门165、166的第一端输入由放电时间信号SDS所提供。AND门165、166的第四端输入连接到时间延迟电路的输出。因此，根据取样脉冲信号的输出而产生出第一取样信号VSP1与第二取样信号VSP2。此外，在放电时间信号SDS的致能状态周期的这段期间，第一取样信号VSP1与第二取样信号VSP2为交替地产生出来。然而，在放电时间信号SDS的一开始插入延迟时间Td，用来禁止产生第一取样信号VSP1与第二取样信号VSP2。在延迟时间Td的的这段期间，第一取样信号VSP1与第二取样信号VSP2因此为禁能状态。

第一取样信号VSP1与第二取样信号VSP2通过检测端DET与电阻性分压器用以交替地取样电压信号VAUX。第一取样信号VSP1与第二取样信号VSP2控制开关121与开关122，用以分别地得到跨于第一电容110与第二电容111的第一维持电压(first hold voltage)与第二维持电压(second hold voltage)。开关123与第一电容110并联连接，用来将第一电容110放电。开关124与第二电容111并联连接，用来将第二电容111放电。一缓冲放大器(bufferamplifier)包含运算放大器150与151、二极管130、二极管131与电流源135，用以产生维持电压。运算放大器150与151的正端输入分别地连接到第一电容110与第二电容111，运算放大器150与151的负端输入连接到缓冲放大器的输出。二极管130连接由运算放大器150的输出到缓冲放大器的输出。二极管131由运算放大器151的输出连接到缓冲放大器的输出。因此，由第一维持电压与第二维持电压的较高电压来得到维持电压。该电流源135用来结束动作。开关125周期性地导通到第一输出电容115的维持电压，用以产生电压反馈信号VV。开关l25通过振荡信号PLS来产生导通或截止的切换动作。在延迟时间Td之后，第一取样信号VSP1与第二取样信号VSP2开始产生第一维持电压与第二维持电压，如此可消除电压信号VAUX的突波干扰(spikeinterference)。当切换信号VPWM是禁能状态，并且切换功率开关20是截止的，此时将会产生电压信号VAUX的电压突波。

参考图1、图2与图4，当二次侧切换电流IS放电到零，电压信号VAUX开始下降，通过比较器155的检测使放电时间信号SDS为禁能状态。放电时间信号SDS的脉冲宽度因而与二次侧切换电流IS的放电时间TDS成正比例的关系。同时，根据放电时间信号SDS为禁能状态，而第一取样信号VSP1与第二取样信号VSP2为禁能状态，并且多次取样是停止的。此时，在缓冲放大器的输出产生维持电压，表示终止电压(end voltage)。终止电压因而与电压信号VAUX成正比例的关系，在二次侧切换电流IS下降到零之前，电压信号VAUX被取样。维持电压的获得是取第一维持电压与第二维持电压的较高电压，并且当电压信号VAUX开始减少时，将忽略被取样的电压。

图5为本发明较佳实施例的振荡器200。运算放大器201、电阻210与晶体管250组成第一电压转电流转换器(first V-to-I converter)。该第一电压转电流转换器根据参考电压VREF而产生参考电流I250。多个晶体管如251、252、253、254与255形成电流镜(current mirror)，根据参考电流I250用以产生振荡充电电流(oscillator charge current)I253与振荡放电电流(oscillator discharge current)I255。晶体管253的漏极产生该振荡充电电流I253。晶体管255的漏极产生该振荡放电电流I255。第一振荡开关230连接于晶体管253的漏极与振荡电容215之间，第二振荡开关231连接于晶体管255的漏极与振荡电容215之间。斜坡信号RMP由振荡电容215所获得。振荡比较器205的正端输入连接到振荡电容215。振荡比较器205输出振荡信号PLS，该振荡信号PLS决定切换频率。第三振荡开关232的第一端点由高临界值电压(high threshold voltage)VH所提供。第四振荡开关233的第一端点由低临界值电压(low threshold voltage)VL所提供。第三振荡开关232的第二端点与第四振荡开关233的第二端点都连接于振荡比较器205的负端输入。振荡反相器260的输入连接于振荡比较器205的输出，用以产生振荡信号/PLS，振荡反相器260输出反相振荡信号/PLS。振荡信号PLS用来导通或截止第二振荡开关231与第四振荡开关233。反相振荡信号/PLS控制第一振荡开关230与第三振荡开关232的导通与截止。参考图3所示，第一可编程的电容910与振荡电容215并联连接，根据数字模块PN…P1的信号用以解调切换频率。电阻210的电阻值R210、振荡电容215的电容值C215与第一可编程的电容910的电容值C910决定切换频率的切换周期T，切换周期T可以由下式得到：

$T=\frac{(C_{215}+C_{910})\×V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}}/R_{210}}=R_{210}\×(C_{215}+C_{910})\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}}}-----------\left(15\right)$

其中VOSC＝VH-VL。第一可编程的电容910的电容值C910根据数字模块PN…P1的变化而随之改变。

图6为本发明较佳实施例的电流波形检测器300。一峰值检测器(peakdetector)包含比较器310、电流源320、开关330、开关340与第三电容361。取样电流信号VCS的峰值用以产生峰值电流信号(peak-current signal)。比较器310的正端输入由电流信号VCS所提供。比较器310的负端输入连接到第三电容361。开关330连接于电流源320与第三电容361之间。比较器310的输出用来导通或截止开关330。开关340与第三电容361并联连接，用以将第三电容361放电。开关350周期性地导通到第二输出电容362的峰值电流信号，用以产生电流波形信号VW。开关350通过振荡信号PLS来进行导通或截止的动作。

图7为本发明较佳实施例的积分器400。第二电压转电流转换器(secondV-to-I converter)包含运算放大器410、电阻450、晶体管420、421与422。运算放大器410的正端输入由电流波形信号VW所提供。运算放大器410的负端输入连接到电阻450。运算放大器410的输出驱动晶体管420的栅极。晶体管420的源极连接到电阻450。第二电压转电流转换器根据电流波形信号VW，通过晶体管420的漏极产生电流I420。晶体管421与422形成具有比例2∶1的电流镜。电流I420通过晶体管422的漏极驱动电流镜，用来产生可编程的充电电流IPRG。该可编程的充电电流IPRG可以表示成：

$I_{\mathrm{PRG}}=\frac{1}{R_{450}}\×\frac{V_W}{2}-----------\left(16\right)$

其中R450为电阻450的电阻值。

时间电容471用来产生积分信号(integrated signal)。第一开关460连接于晶体管422的漏极与时间电容471之间。该第一开关460通过放电时间信号SDS来进行导通与截止的动作。第二开关462与时间电容471并联连接，用以将时间电容471放电。在积分器400的CX端，第二可编程的电容930与时间电容471并联连接，可用以将积分器400的时间常数与切换频率产生正比例的关系。第二可编程的电容930的电容值C930根据数字模块PN…P1的变化也随之改变。第三开关461周期性地导通到第三输出电容472的积分信号，用以产生电流反馈信号VI。振荡信号PLS控制第三开关461的导通与截止。跨于第三输出电容472两端的电流反馈信号VI因而可以得到：

$V_I=\frac{1}{R_{450}\×(C_{471}+C_{930})}\×\frac{V_W}{2}\×T_{\mathrm{DS}}-----------\left(17\right)$

根据方程序(4)-(7)，电流反馈信号VI与电源供应器的二次侧切换电流IS与输出电流IO成正比例的关系。因此，方程序(9)可以重新写成：

$V_I=m\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O-----------\left(18\right)$

其中m为固定值，可以由下式决定：

$m=\frac{R_{210}\×(C_{215}+C_{910})}{R_{450}\×(C_{471}+C_{930})}\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}}}----------\left(19\right)$

电阻450的电阻值R450与电阻210的电阻值R210成正比例的关系。时间电容471的电容值C471与第二可编程的电容930的电容值C930两者与振荡电容215的电容值C215与第一可编程的电容910的电容值C910两者成正比例的关系。因此，电流反馈信号VI正比于电源供应器的输出电流IO。

图8为本发明脉冲宽度解调器500的电路图。脉冲宽度解调器500包含与非门逻辑电路511、D型正反器515、AND门519、消隐电路(blankingcircuit)520与反相器512和反相器518。D型正反器515的D输入上拉到供应电压VCC。振荡信号PLS驱动反相器512的输入。反相器512的输出连接到D型正反器515的时脉输入，用以使切换信号VPWM为致能状态。D型正反器515的输出连接到AND门519的第一端输入。AND门519的第二端输入连接到反相器512的输出。AND门519输出此切换信号VPWM用来切换电源供应器。D型正反器515的重置输入连接到与非门逻辑电路511的输出。与非门逻辑电路511的第一端输入由重置信号(reset signal)RST所提供，用以一个周期又一个周期使切换信号VPWM为禁能状态。与非门逻辑电路511的第二端输入连接到消隐电路520的输出，一旦切换信号VPWM是致能状态，用以确保切换信号VPWM的最小导通时间(minimum on-time)。切换信号VPWM的最小导通时间将确保最小放电时间TDS，这将保证一个适当的多次取样，在电压波形检测器l00内用以取样电压信号VAUX。放电时间TDS与切换信号VPWM的导通时间成正比例的关系。参考方程序(1)、(2)、(4)与二次侧电感值LS，如方程序(20)所示，放电时间TDS可以表示如方程序(21)所示：

$L_S={\left(\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\right)}^2\×L_P$ --------------------

(20)

$T_{\mathrm{DS}}=\left(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_O+V_F}\right)\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×T_{\mathrm{ON}}-----------\left(21\right)$

其中TON为切换信号VPWM的导通时间。

消隐电路520的输入由切换信号VPWM所提供。当切换信号VPWM是致能状态，消隐电路520将产生消隐信号(blanking signal)VBLK来禁止D型正反器515的重置。消隐电路520包含与非门逻辑电路523、电流源525、电容527、晶体管526与反相器521和522。切换信号VPWM供应反相器521的输入与与非门逻辑电路523的第一端输入。电流源525对电容527充电。晶体管526与电容527为并联连接。反相器521的输出控制晶体管526的导通与截止。反相器522的输入连接到电容527。反相器522的输出连接到与非门逻辑电路523的第二端输入。与非门逻辑电路523的输出端输出消隐信号VBLK。电流源525的电流与电容527的电容值决定消隐信号VBLK的脉冲宽度。反相器518的输入连接到与非门逻辑电路523的输出。反相器518的输出产生清除信号(clearsignal)CLR，用来控制开关123、开关124、开关340与第二开关462的导通与截止。

图9为本发明加法器600的电路图。一运算放大器610、晶体管620、晶体管621、晶体管622与电阻650组成第三个电压转电流转换器(third V-to-Iconverter)，根据斜坡信号RMP的输出用以产生电流I622。运算放大器611的正端输入由电流信号VCS所提供。该运算放大器611的反相输入与输出连接一起，用来建立运算放大器611如同缓冲器(buffer)。晶体管622的漏极通过电阻651连接到运算放大器611的输出，在晶体管622的漏极产生斜率信号VSLP，该斜率信号VSLP因而与斜坡信号RMP以及电流信号VCS成正比例的关系。

图10显示根据本发明的较佳实施例的模块产生器900。一时脉产生器(clock generator)951产生时脉信号(clock signal)CK。多个缓存器971、972与975，以及XOR门952组成线性位移缓存器(linear shift register)，根据时脉信号CK用以产生线性码(linear code)。XOR门952的输入决定线性位移缓存器的多项式(polynomials)，并且决定线性移位缓存器的输出。该数字模块码(digital pattern code)PN…P1会采用源自于线性码的部分来进行最佳化的应用。

图11为本发明较佳实施例的可编程的电容，例如第一可编程的电容910与第二可编程的电容930。可编程的电容包含彼此并联连接的切换式电容装置(switching-capacitor sets)，电容C1、C2，…、CN与开关S1、S2，…SN分别地形成切换式电容装置。开关S1与电容C1为串联连接，开关S2与电容C2为串联连接，开关SN与电容CN为串联连接。数字模块码PN…P1控制开关S1、S2，…SN的导通与截止，因而改变可编程的电容的电容值。

本发明的主要目的在于在电源供应器的一次侧提供一切换式控制装置，在不需要光耦合器与二次侧稳定调整器的情况下，用以得到精确的输出电压与最大输出电流。并且，本发明进一步提出跳频的特性，用以延长切换信号的切换频率的频谱而降低电磁干扰，因此可以使电源供应器的体积与成本可以降低。

当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明权利要求的保护范围。

Claims (17)

1.一种切换式控制装置，连接于一变压器的一次侧，控制切换该变压器以提供一直流电力输出，其特征在于，包括有：

一切换功率开关，其一输出端连接于该变压器的一次侧的一端，并该变压器的一次侧的另一端连接于一输入电压；

一电流感测装置，连接到该切换功率开关的另一输出端，通过该切换功率开关的切换动作，用以感测一电流信号；

一控制器，连接于该切换功率开关的一控制端、该电流感测装置，并通过一分压器连接于该变压器的一辅助绕组，从该辅助绕组取得一电压信号与该变压器的一放电时间及从该电流感测装置取得该电流信号，并输出一切换信号到该控制端，该控制器包含有：一振荡器，用以输出一振荡信号与一斜坡信号，该振荡信号用来决定该切换信号的切换频率；

该控制器在该切换信号的截止期间，通过多次取样该电压信号与该放电时间产生一电压反馈信号，并在该切换信号的导通期间，积分该电流信号，以产生一电流反馈信号，执行与非门逻辑运算该电压反馈信号与该电流反馈信号，用以调整该切换信号。

2.根据权利要求1所述的切换式控制装置，其特征在于，该控制器还包括有：

一电压波形检测器，通过电阻性的分压器连接到该变压器的该辅助绕组，通过该辅助绕组接收该电压信号，通过多次取样该电压信号而产生该电压反馈信号与一放电时间信号，该放电时间信号表示该变压器的放电时间；

一电流波形检测器，连接到该电流感测装置，通过该电流感测装置取得该电流信号，通过测量该电流信号用以输出一电流波形信号；

一积分器，连接到该电流波形检测器与该电压波形检测器，通过该电流波形检测器接收该电流波形信号，通过该电压波形检测器接收该放电时间信号，积分该电流波形信号与该放电时间信号，用以输出该电流反馈信号；

一电压回路误差放大器，连接到该电压波形检测器，接收该电压反馈信号，用以放大该电压反馈信号；

一电流回路误差放大器，连接到该积分器，接收该电流反馈信号，用以放大该电流反馈信号；

一加法器，连接到该电流感测装置与该振荡器，通过该电流感测装置接收该电流信号，通过该振荡器接收该斜坡信号，用以产生一斜率信号；

一峰值电流限制器，连接到该电流感测装置，接收该电流信号，用以限制该电流信号的最大值；

一第一比较器，连接到该加法器与该电压回路误差放大器，接收该斜率信号与放大后的该电压反馈信号，作为电压控制；

一第二比较器，连接到该振荡器与该电流回路误差放大器，接收该斜坡信号与放大后的该电流反馈信号，作为电流控制；及

一脉宽解调器，连接到该振荡器并通过一与非门逻辑电路连接该峰值电流限制器、该第一比较器与该第二比较器，根据该振荡信号、该峰值电流限制器的输出、该第一比较器的输出与该第二比较器的输出，来控制该切换信号的脉波宽度。

3.根据权利要求2所述的切换式控制装置，其特征在于，该控制器还包括有一可编程的电流源，连接于该电压波形检测器的输入端，接收该控制器的温度，用以输出一可编程的电流，作为该控制器的温度补偿。

4.根据权利要求2所述的切换式控制装置，其特征在于，该控制器还包括：

一模块产生器，用以产生一数字模块码；

一第一可编程的电容，连接到该振荡器与该模块产生器，根据该数字模块码调整电容值，用以解调该切换信号的切换频率；及

一第二可编程的电容，连接到该积分器与该模块产生器，根据该数字模块码调整电容值，用以使该积分器的时间常数与该切换信号的切换频率产生正比例的关系。

5.根据权利要求2所述的切换式控制装置，其特征在于，该积分器的时间常数与该切换信号的切换周期具有成正比例的关系。

6.根据权利要求2所述的切换式控制装置，其特征在于，该电压波形检测器包括：

一取样脉波产生器，用以产生取样脉波信号；

一临界电压，其中该临界电压加上该电压信号来产生一准位位移反射信号；

一第一信号产生器，连接到该取样脉波产生器，根据取样脉波信号用以产生第一取样信号与第二取样信号，其中该第一取样信号与该第二取样信号是用来控制切换开关交替地动作以对该电压信号进行取样；

一时间延迟电路，接收该切换信号并产生一延迟时间；

一第二信号产生器，连接于该时间延迟电路、该临界电压及该第一信号产生器，根据该延迟时间、准位位移反射信号用以产生该放电时间信号；

一第一电容与一第二电容，通过切换开关交替动作取样该电压信号，分别取得一第一维持电压与一第二维持电压；

一缓冲放大器，连接于该第一电容与该第二电容，由该第一维持电压与该第二维持电压的较高电压来产生一维持信号；及

一第一输出电容，连接于该缓冲放大器，通过取样该维持信号用以输出该电压反馈信号。

7.根据权利要求2所述的切换式控制装置，其特征在于，该电压波形检测器多次取样该电压信号来产生终止电压，用以产生该电压反馈信号，其中在该变压器的二次侧切换电流下降到零之前进行立即取样与测量该终止电压。

8.根据权利要求4所述的切换式控制装置，其特征在于，该模块产生器包括：

一时脉产生器，用以产生时脉信号；及

一线性位移缓存器，连接于该时脉产生器，根据该时脉信号用以产生该数字模块码。

9.根据权利要求1所述的切换式控制装置，其特征在于，该振荡器包括：

一第一电压转电流转换器，用以产生振荡充电电流与振荡放电电流，包含一振荡运算放大器、一振荡电阻与一振荡晶体管；

一振荡电容；

一第一振荡开关，其中该第一振荡开关的第一端点由该振荡充电电流所提供，并且该第一振荡开关的第二端点连接到该振荡电容；

一第二振荡开关，其中该第二振荡开关的第一端点连接到该振荡电容，并且该第二振荡开关的第二端点由该振荡放电电流所驱动；

一振荡比较器，具有一正端输入连接到该振荡电容，其中该振荡比较器产生该振荡信号；

一第三振荡开关，具有第一端点由高临界电压所供给，并且第二端点连接到该振荡比较器的负端输入；

一第四振荡开关，具有第一端点，是由低临界电压所供给，并且第二端点连接到该振荡比较器的该负端输入；及

一振荡反相器，具有一输入端连接到该振荡比较器的输出端，用以产生振荡信号，该振荡反相器输出反相振荡信号；其中该振荡信号导通或截止该第二振荡开关与该第四振荡开关，其中该反相振荡信号导通或截止该第一振荡开关与该第三振荡开关。

10.根据权利要求9所述的切换式控制装置，其特征在于，该振荡电容与一第一可编程的电容为并联连接，其中该第一可编程的电容包括振荡切换电容，其中该振荡切换电容通过该控制器的一数字模块码来进行导通或截止。

11.根据权利要求2所述的切换式控制装置，其特征在于，该电流波形检测器包括：

一峰值检测器，通过测量该电流信号的峰值用以产生峰值电流信号；

一第三电容，用以维持该峰值电流信号；

一第二输出电容，用以产生该电流波形信号；及

一开关，用以导通该峰值电流信号到该第二输出电容，其中该开关通过该振荡信号来进行导通或截止。

12.根据权利要求2所述的切换式控制装置，其特征在于，该积分器包括：

一第二电压转电流转换器，根据该电流波形信号产生一可编程的充电电流；

一时间电容，用以产生一积分信号；

一第一开关，其中该第一开关的第一端点由该可编程的充电电流所供给，并且该第一开关的第二端点连接到该时间电容，其中该第一开关通过该放电时间信号来进行导通或截止；

一第二开关，与该时间电容并联连接，用以放电该时间电容；

一第三输出电容，用以输出该电流反馈信号；及

一第三开关，用以导通该积分信号到该第三输出电容，其中该第三开关通过该振荡信号来进行导通或截止。

13.根据权利要求1所述的切换式控制装置，其特征在于，该切换信号具有一最小导通时间，一旦该切换信号是致能状态，进一步确保该放电时间的最小值，用以多次取样该电压信号。

14.一种切换式控制装置，连接于一变压器，控制切换该变压器以提供一直流电力输出，其特征在于，包括有：

一切换功率开关，连接于该变压器用以切换该变压器；

一控制器，连接于该切换功率开关的一控制端及该变压器的一辅助绕组，从该辅助绕组取得一电压信号与该变压器的一放电时间，并输出一切换信号到该控制端，该控制器包含有：一振荡器，用以输出一振荡信号与一斜坡信号，该振荡信号用来决定该切换信号的切换频率；

该控制器在该切换信号的截止期间，通过多次取样该电压信号与该放电时间产生一电压反馈信号，并根据该电压反馈信号产生该切换信号。

15.根据权利要求14所述的切换式控制装置，其特征在于，该控制器还包括：

一电压波形检测器，通过电阻性的分压器连接到该辅助绕组，通过该辅助绕组接收该电压信号，通过多次取样该电压信号而产生该电压反馈信号与一放电时间信号；

一电压回路误差放大器，连接到该电压波形检测器，接收该电压反馈信号用以放大该电压反馈信号；及

一脉宽解调器，接收该电压回路误差放大器的输出，用以产生一重置信号，用来控制该切换信号的脉波宽度。

16.根据权利要求15所述的切换式控制装置，其特征在于，该控制器还包括有一可编程的电流源，连接于该电压波形检测器的输入端，接收该控制器的温度，用以输出一可编程的电流，作为该控制器的温度补偿。

17.根据权利要求14所述的切换式控制装置，其特征在于，该控制器还包括：

一模块产生器，用以产生一数字模块码；

一第一可编程的电容，连接到该振荡器与该模块产生器，根据该数字模块码调整电容值，用以解调该切换信号的切换频率；及

一第二可编程的电容，连接到一积分器与该模块产生器，根据该数字模块码调整电容值，用以使该积分器的时间常数与该切换信号的切换频率产生正比例的关系。

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