CN1926751B - 用于功率转换器的功率模式控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明呈现一种用于功率转换器的功率模式控制电路，用来精确控制输出功率的最大值。功率模式控制电路包含滤波器，用来将从切换电流转换而来的电流感测信号转换为平均电流信号。分压器将功率转换器的输入电压衰减为平均电压信号。乘法器将平均电流信号与平均电压信号相乘而产生功率信号。误差放大器将功率信号与功率电平阈值进行比较而产生编程信号。编程信号进一步控制用于功率转换器中切换晶体管的切换信号以实现功率模式控制。

Description

用于功率转换器的功率模式控制电路

技术领域

本发明涉及一种控制模式，且更特定来说，涉及一种用于功率转换器的控制模式。

背景技术

用于功率转换器的各种控制模式已广泛用于调节输出电压和输出电流。用于这种调节的两种常见的控制模式是电压模式和电流模式。传统的功率转换器包含位于功率转换器二次侧电路(secondary-side circuit)中的误差放大器，用来感测输出电压和输出电流。误差放大器经由光耦合器将反馈信号提供到初次侧电路中的脉冲宽度调制(pulse widthmodulation，PWM)控制器。

图1绘示传统的功率转换器。两个误差放大器78和79用于从输出电流I_O和输出电压V_O中产生反馈信号V_FB。反馈信号V_FB将经由光耦合器40而被提供到功率转换器初次侧电路(primary-side circuit)中的PWM控制器80。PWM控制器80产生切换信号V_PWM以经由切换晶体管20来切换变压器53。将流过晶体管20的切换电流I_IN经由感测电阻器25(R_S)而转换为电流感测信号V_S。PWM控制器80包含SR触发器(flip-flop)81、第一比较器85、第二比较器84、与非门(NAND gate)83和振荡器82。振荡器82决定切换频率并产生斜坡信号(ramp signal)V_RMP。

为实施电流模式控制，加法器87将斜坡信号V_RMP与电流感测信号V_S相加以产生锯齿信号(sawtooth signal)V_SAW。第一比较器85比较反馈信号V_FB与锯齿信号V_SAW以产生切换信号V_PWM。另外，第二比较器84比较电流感测信号V_S与阈值电压V_TH以控制切换信号V_PWM并限制切换电流I_IN。切换信号V_PWM将调节输出电压V_O和/或输出电流I_O。

为保护功率转换器并满足安全性要求，必须限制输出功率P_O和输出电流I_O的最大值。控制从变压器的初次侧传递到二次侧的功率可控制输出功率P_O和输出电流I_O。功率转换器的输出功率P_O、输出电流I_O和切换电流I_IN之间的关系可表示为：

P_O＝Vo×Io＝η×P_IN＝η×I_IN×V_IN-----------------------------(1)

$I_{\mathrm{IN}}=[(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×\frac{{T_{\mathrm{ON}}}^2}{2T})+(I_A\×\frac{T_{\mathrm{ON}}}{T})]---\left(2\right)$

其中V_O为输出电压，η为效率，I_A为反射的负载电流，L_P为初次侧磁化电感，T为切换信号V_PWM的切换周期，且T_ON为切换信号V_PWM的接通时间。

为控制输出电压Vo，依据反馈信号V_FB来调节切换信号V_PWM的接通时间T_ON。当输出电流I_O增加时，晶体管20的切换电流I_IN也将增加。将晶体管20的切换电流I_IN转换为电流感测信号V_S。当电流感测信号V_S超过阈值电压V_TH时，将限制切换信号V_PWM的接通时间T_ON，以限制最大输入功率P_{IN_MAX}。最大输入功率P_{IN_MAX}可表示为：

$P_{\mathrm{IN}\_\mathrm{MAX}}=[\frac{1}{2\×T}\×L_P\×{\left(\frac{V_{\mathrm{TH}}}{R_S}\right)}^2]---\left(3\right)$

可将等式(1)和(3)改写为：

$I_O=\frac{P_O}{V_O}=\frac{\mathrm{\η}\×P_{\mathrm{IN}\_\mathrm{MAX}}}{V_O}=\left\{\frac{\mathrm{\η}\×[\frac{1}{2\×T}\×L_P\×{\left(\frac{V_{\mathrm{TH}}}{R_S}\right)}^2]}{V_O}\right\}---\left(4\right)$

由于最大输入功率P_{IN_MAX}受限，因此可限制输出功率P_O的最大值。因此，只要输出电流I_O增加，输出电压V_O就会减小。然而，传播延迟时间(propagation delay time)T_D影响输出功率P_O和输出电流I_O的最大值的控制。如果传播延迟时间T_D的持续时间过长，那么切换信号V_PWM将不能精确控制输出电流I_O。

参看图2，感测电阻器25(R_S)将切换电流I_IN转换为电流感测信号V_S。如图11所示，在电流感测信号V_S超过阈值电压V_TH之后，切换信号V_PWM断开。电流感测信号V_S在时间T_ONX时超过阈值电压V_TH。然而，只有在传播延迟时间T_D后，切换信号V_PWM才会断开。在传播延迟时间T_D期间，切换电流I_IN仍继续增加。这将导致产生额外的切换电流I_IN-ex。

如等式(5)所示来计算此额外切换电流I_IN-ex的幅值。参看等式(5)和(6)，额外切换电流I_IN-ex使最大输入功率P_{IN_MAX}和输出电流I_O随输入电压V_IN增加而增加。

$I_{\mathrm{IN}-\mathrm{ex}}=\{(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×\frac{T_D}{2T})+[(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ONX}})+I_A]\×\frac{T_D}{T}\}---\left(5\right)$

$P_{\mathrm{IN}\_\mathrm{MAX}}=[\frac{1}{2\×T}\×L_P\×{(\frac{V_{\mathrm{TH}}}{R_S}+I_{\mathrm{IN}-\mathrm{ex}})}^2]---\left(6\right)$

因此，用以限制输出功率P_O和输出电流I_O的最大值的控制精度将受切换信号V_PWM的传播延迟时间T_D所影响。在近来的商业应用中，具有较小尺寸和较高组件密度的功率转换器成为主要趋势。参看图1，光耦合器40和剩余的二次侧控制电路显着增加了功率转换器的尺寸和组件数目。这是这种功率转换器的严重缺点。然而，次电路是用以限制输出电流I_O。对于具有电池负载的功率转换器来说，尤其需要精确的输出电流I_O。因此，需要一种具有充分精确的恒定电流限制的初次侧功率控制器。

理想上，恒定电流输出调制应将输出电流I_O的幅值一直限制为常数。实际上，取决于输出电压V_O和输出电流I_O，电流输出会偏离恒定输出电流限制。参看等式(4)，当输出电压V_O减小时，经由增加切换周期T和/或减小阈值电压V_TH可产生恒定的输出电流I_O。然而，几种因素中的任一者都会影响这种方法的精度。初次侧磁化电感L_P中的偏差和漂移的切换频率(1/T)也会使最大输入功率P_{IN_MAX}和输出电流I_O发生波动。

因此，本发明涉及一种可精确控制最大输出功率的功率模式控制电路。

本发明还涉及一种可精确调节功率转换器初次侧电路中的输出电流的功率模式控制电路。

发明内容

根据本发明的实施例的功率模式控制电路包含：滤波器，用以将电流感测信号转换为平均电流信号；分压器，用以依据功率转换器的输入电压而产生平均电压信号；乘法器，用以将平均电流信号与平均电压信号相乘而产生功率信号；功率电平阈值；以及误差放大器。误差放大器用以比较功率信号与功率电平阈值而产生编程信号。编程信号进一步控制用于功率转换器中切换晶体管的切换信号以实现功率模式控制。

在本发明的实施例中，编程信号用以与电流感测信号进行比较，以控制切换信号，其中电流感测信号是从切换电流转换而来。因此，切换电流经过调节以完成恒定电流输出。

本发明的另一实施例中，功率电平阈值与功率转换器的输出电压成比例而产生。将编程信号与电流感测信号进行比较，以控制切换信号。因此，切换电流经过调节以完成恒定电流输出。

本发明的另一实施例中，功率电平阈值与功率转换器的输出电压成比例而产生。编程信号用以控制切换信号的切换频率。因此，切换信号的切换频率经过调节以完成恒定电流输出。

应了解，上述一般描述和以下详细描述是示范性的，且希望其和权利要求书一样提供本发明的进一步解释。通过考虑到随后的描述和图式，其它目标和优点将变得显而易见。

附图说明

包含附图以提供本发明的进一步了解，且其并入并构成本说明书的一部分。图式说明本发明的实施例，并连同描述一起用以解释本发明的原理。

图1绘示传统的功率转换器。

图2绘示根据本发明的功率模式控制的功率转换器的实施例。

图3绘示根据本发明的功率模式控制的功率转换器的另一实施例。

图4绘示根据本发明的PWM控制器的实施例。

图5绘示根据本发明的PWM控制器的另一实施例。

图6绘示根据本发明的PWM控制器的另一实施例。

图7绘示根据本发明的乘法器的实施例。

图8绘示根据本发明的时序产生器的实施例。

图9绘示根据本发明实施例的振荡器和时序产生器的信号波形。

图10绘示根据本发明的取样放大器的实施例。

图11绘示根据本发明实施例的具有传播延迟时间的切换信号的波形。

图12绘示根据本发明实施例的功率模式控制的功率转换器的转移函数方框图。

具体实施方式

图2绘示根据本发明的功率模式控制的功率转换器的实施例。根据本发明的功率转换器包含PWM控制器10，其具有电源端子VCC、线电压输入端子VRMS、滤波器端子CF、电流检测端子SENSE、输出端子OUT、接地端子GND以及反馈端子FB。根据本发明的功率转换器还包含电阻器31、32、积分电容器30、感测电阻器25(R_S)、功率晶体管20、变压器50。电阻器31、32串联连接以形成分压器，其中电阻器31被供应功率转换器的输入电压V_IN。电阻器32连接到接地参考。电阻器31和32的连接点连接到PWM控制器10的线电压输入端子VRMS以用于产生平均电压信号V_RMS。与功率晶体管20和变压器50串联连接的感测电阻器25用于将切换电流I_IN转换为电流感测信号V_S。积分电容器30连接到PWM控制器10的滤波器端子CF。将反馈信号V_FB供应到反馈端子FB以用于实现反馈回路控制。

图4绘示根据本发明的PWM控制器10的实施例。PWM控制器10包含滤波电阻器135、乘法器200、误差放大器115、两个比较器104、105、“与非”门103、振荡器150、加法器107和SR触发器101。滤波电阻器135连接在电流检测端子SENSE与滤波器端子CF之间。滤波电阻器135与积分电容器30关联以在滤波器端子CF处将电流感测信号V_S转换为平均电流信号V_CF。乘法器200将平均电流信号V_CF与平均电压信号V_RMS相乘以在乘法器200的输出端产生功率信号V_M。进一步将功率信号V_M供应到误差放大器115的负输入端。误差放大器115的正输入端被供应有功率电平阈值电压V_P。误差放大器115比较功率位准临界电压V_P与功率信号V_M以经由误差放大器115的输出而产生编程信号V_PTH。

振荡器150产生脉冲信号PLS(95)和斜坡信号RMP(90)。脉冲信号PLS用于触发SR触发器101。与非门103用于重置SR触发器101。SR触发器101的输出连接到PWM控制器10的输出端子OUT以用于产生切换信号V_PWM。与非门103具有两个输入端，其分别连接到比较器104和比较器105的输出端。加法器107将斜坡信号RMP与电流感测信号V_S相加以产生锯齿信号V_SAW。进一步将锯齿信号V_SAW供应到比较器105的负输入端。向比较器105的正输入端供应反馈信号V_FB以用于反馈回路控制。将电流感测信号V_S供应到比较器104的负输入端。向比较器104的正输入端供应编程信号V_PTH。因此切换信号V_PWM由反馈信号V_FB和编程信号V_PTH控制。一旦电流感测信号V_S超过编程信号V_PTH，那么切换信号V_PWM将立即断开，以限制从变压器50的初次侧传递到二次侧的最大功率。因此，依据功率电平阈值电压V_P来限制最大功率输出，其中误差放大器115提供增益以精确控制输出功率P_O。

图3绘示根据本发明的功率模式控制的功率转换器的另一实施例。根据本发明的功率转换器包含PWM控制器15，其具有电源端子VCC、线电压输入端子VRMS、滤波器端子CF、电流检测端子SENSE、输出端子OUT、接地端子GND以及电压检测端子VDET。根据本发明的功率转换器包含电阻器31和32、积分电容器30、感测电阻器25、功率晶体管20、变压器55、反馈绕组56和检测电阻器35。电阻器31和32串联连接以形成分压器，其中向电阻器31供应功率转换器的输入电压V_IN。电阻器32连接到接地参考。电阻器31和32的连接点连接到PWM控制器15的线电压输入端子VRMS以用于产生平均电压信号V_RMS。与功率晶体管20和变压器55串联连接的感测电阻器25用于将切换电流I_IN转换为电流感测信号V_S。积分电容器30连接到PWM控制器15的滤波器端子CF。反馈绕组56经由检测电阻器35将输出电压信息提供到电压检测端子VDET，以用于完成反馈回路控制并实现恒定电流输出。

图5绘示根据本发明的PWM控制器15的实施例。PWM控制器15包含滤波电阻器135、乘法器200、误差放大器115、两个比较器104、105、与非门103、振荡器150、加法器107、SR触发器101和取样放大器300。取样放大器300在电压检测端子VDET处对电压V_DET进行取样。由于电压检测端子VDET含有输出电压信息，因此取样放大器300产生与功率转换器的输出电压V_O成比例的功率电平阈值电压V_P和取样反馈信号V_B。连接在电流检测端子SENSE与滤波器端子CF之间的滤波电阻器135会同积分电容器30，以在滤波器端子CF处将电流感测信号V_S转换为平均电流信号V_CF。乘法器200将平均电压信号V_RMS与平均电流信号V_CF相乘以在乘法器200的输出端产生功率信号V_M。进一步将功率信号V_M供应到误差放大器115的负输入端。向误差放大器115的正输入端供应功率电平阈值电压V_P。误差放大器115的输出依据功率信号V_M和功率电平阈值电压V_P而供应编程信号V_PTH。

振荡器150产生脉冲信号PLS(95)和斜坡信号RMP(90)。脉冲信号PLS用于触发SR触发器101。与非门103用于重置SR触发器101。SR触发器101的输出连接到输出端子OUT以用于产生切换信号V_PWM。与非门103具有两个输入端，其分别连接到比较器104和比较器105的输出端。加法器107将斜坡信号RMP与电流感测信号V_S相加以产生锯齿信号V_SAW。进一步将锯齿信号V_SAW供应到比较器105的负输入端。向比较器105的正输入端供应取样反馈信号V_B以用于反馈回路控制。将电流感测信号V_S供应到比较器104的负输入端。向比较器104的正输入端供应编程信号V_PTH。因此切换信号V_PWM由取样反馈信号V_B和编程信号V_PTH控制。一旦电流感测信号V_S超过编程信号V_PTH，切换信号V_PWM就会立即断开，以限制从变压器55的初次侧传递到二次侧的最大功率。由于功率电平阈值电压V_P正比与输出电压V_O，因此输出电压V_O可编程最大输出功率。因而实现恒定电流输出。

图10绘示根据本发明的取样放大器300的实施例。取样放大器300包括取样保持电路310、缓冲放大器320、两个电阻器351、352、误差放大器330和电容器360。取样保持电路310在电压检测端子VDET处对电压V_DET进行取样，并在内部保持电压V_DET。取样保持电路310的输出经由缓冲放大器320连接到电阻器351。电阻器351和电阻器352形成分压器以产生功率电平阈值电压V_P。电阻器351与352的比值决定恒定输出电流的量值。进一步将功率电平阈值电压V_P供应到误差放大器330的负输入端。将参考电压V_R1供应到误差放大器330的正输入端以在误差放大器330的输出端产生取样反馈电压V_B。电容器360连接在误差放大器330的输出端与接地参考之间以用于频率补偿。

图6绘示根据本发明的PWM控制器15a的另一实施例。PWM控制器15a包含滤波电阻器135、乘法器200、误差放大器115、两个比较器104、105、与非门103、振荡器155、加法器107、SR触发器101和取样放大器300。取样放大器300在电压检测端子VDET处对电压V_DET进行取样，以产生与功率转换器的输出电压V_O成比例的功率电平阈值电压V_P和取样反馈信号V_B。连接在电流检测端子SENSE与滤波器端子CF之间的滤波电阻器135会同积分电容器30，以在滤波器端子CF处将电流感测信号V_S转换为平均电流信号V_CF。乘法器200将平均电压信号V_RMS与平均电流信号V_CF相乘，以在乘法器200的输出端处产生功率信号V_M。进一步将功率信号V_M供应到误差放大器115的负输入端。向误差放大器115的正输入端供应功率电平阈值电压V_P。在误差放大器115的输出端产生编程信号V_PTH。

振荡器155依据编程信号V_PTH而产生脉冲信号PLS(95)和斜坡信号RMP(90)。编程信号V_PTH还决定功率转换器的切换信号V_PWM的切换频率。脉冲信号PLS用于触发SR触发器101。与非门103用于重置SR触发器101。SR触发器101的输出端连接到输出端子OUT以用于产生切换信号V_PWM。与非门103具有两个输入端，其分别连接到比较器104和比较器105的输出端。加法器107将斜坡信号RMP与电流感测信号V_S相加以产生锯齿信号V_SAW。进一步将锯齿信号V_SAW供应到比较器105的负输入端。向比较器105的正输入端供应取样反馈信号V_B以用于反馈回路控制。将电流感测信号V_S供应到比较器104的负输入端。向比较器104的正输入端供应阈值电压V_TH。因此切换信号V_PWM由反馈信号V_B和阈值电压V_TH控制。一旦功率信号V_M超过功率电平阈值电压V_P，切换信号V_PWM的切换频率就会降低，以限制从变压器的初次侧传递到二次侧的最大功率。由于功率电平阈值电压V_P正比于输出电压V_O，因此输出电压V_O可编程最大输出功率。因而实现恒定电流输出。

图7绘示根据本发明的乘法器200的优选实施例。乘法器200包括时序产生器270、电流源290、比较器220、运算放大器225、四个晶体管251、252、253和255、三个电容器231、232和233、三个开关210、211和212，以及电阻器226。

时序产生器270依据脉冲信号PLS而产生时序信号ACQ和CLR。电流源290、电容器231和比较器220形成充电控制电路。运算放大器225、电阻器226和晶体管251形成电压转电流电路。此电压转电流电路依据平均电流信号V_CF而产生电流I₂₅₁。晶体管252和253形成电流镜，用于向电流I₂₅₁镜射电流I₂₅₃。充电控制电路控制晶体管255以用于接通/关断电流I₂₅₃。电流I₂₅₃对电容器232充电以产生电压V₂₃₂。开关210和211由时序信号CLR控制，以分别使电容器231和232放电。电容器233保持乘法器200的功率信号V_M。开关212由时序信号ACQ控制，以将电压V₂₃₂切送到电容器233。将平均电流信号V_CF供应到运算放大器225的正输入端。运算放大器225的输出驱动晶体管251的栅极。电阻器226连接在晶体管251的源极与接地参考之间。运算放大器225的负输入端连接到晶体管251的源极。因此晶体管251依据平均电流信号V_CF而产生电流I₂₅₁。电流I₂₅₁可表示为：

I₂₅₁＝V_CF/R₂₂₆

其中R₂₂₆为电阻器226的电阻值。

晶体管252的漏极和晶体管252、253的栅极连接到晶体管251的漏极。向晶体管252、253的源极供应电源电压V_CC。晶体管253的漏极经由镜射电流I₂₅₁而产生电流I₂₅₃。平均电压信号V_RMS连接到比较器220的正输入端。电容器231连接在比较器220的负输入端与接地参考之间。电流源290进一步对电容器231充电。比较器220的输出驱动晶体管255的栅极。晶体管255的源极连接到电容器232。开关212连接在电容器232与233之间。乘法器200的功率信号V_M可表示为：

$V_M=\frac{I_{253}\×T_{\mathrm{ch}\arg e}}{C_{232}}$

其中，

$I_{253}=k\×\frac{V_{\mathrm{CF}}}{R_{226}};$

$T_{\mathrm{ch}\arg e}=\frac{C_{231}\×V_{\mathrm{RMS}}}{I_{290}}$

因此，乘法器200的功率信号V_M还可表示为，

$V_M=\frac{k}{I_{290}\×R_{226}}\×\frac{C_{231}}{C_{232}}\×V_{\mathrm{CF}}\×V_{\mathrm{RMS}}$

V_M＝K_O×V_CF×V_RMS    ------------------------(7)

其中k为晶体管252与253的电流镜比，C₂₃₁、C₂₃₂分别为电容器231和232的电容，I₂₉₀为电流源290的电流，而K_O为常数。

图8绘示根据本发明的乘法器200的时序产生器270的优选实施例。时序产生器270包括反相器271、272、273、274、275、276和277；与门(AND gate)278和279；电容器280、281和282。反相器271、272、273、274、275、276和277串联连接。将脉冲信号PLS供应到反相器271的输入端。向与门278的第一输入端供应脉冲信号PLS。与门278的第二输入端连接到反相器273的输出端。与门278的输出端产生时序信号ACQ。与门279的第一输入端连接到反相器277的输出。与门279的第二输入端连接到反相器274的输出端。向与门279的第三输入端供应脉冲信号PLS。与门279的输出端产生时序信号CLR。电容器280连接在反相器272的输出端与接地参考之间。电容器281连接在反相器274的输出端与接地参考之间。电容器282连接在反相器276的输出端与接地参考之间。

图9绘示根据本发明的振荡器150和时序产生器270的波形。时序信号ACQ的脉冲宽度t₁由电容器280的电容决定。时序信号CLR的脉冲宽度t₃由电容器282的电容决定。插在时序信号ACQ结尾之后和时序信号CLR开始之前的延迟时间t₂由电容器281的电容决定。

无论输出功率是经由编程切换电流来控制，还是通过调节切换频率来控制，功率控制回路都可提供足够的增益以精确控制输出功率。

图12绘示功率模式控制的功率转换器的转移函数方框图。方框H(s)表示由滤波电阻器135和积分电容器30操作的低通滤波器。Av表示误差放大器115的增益。I_IN-err表示由电路、传播延迟时间T_D和其它因素引起的信号失真。如图12所示，切换电流I_IN可表示为：

$I_{\mathrm{IN}}=I_{\mathrm{IN}-\mathrm{err}}+\frac{V_S}{R_S}---\left(8\right)$

$I_{\mathrm{IN}}=I_{\mathrm{IN}-\mathrm{err}}+\frac{1}{R_S}\×\{A_V\×V_P-A_V\×[\mathrm{\α}\×V_{\mathrm{IN}}\×H\left(s\right)\×I_{\mathrm{IN}}\left]\right\}---\left(9\right)$

$I_{\mathrm{IN}}=\frac{I_{\mathrm{IN}-\mathrm{err}}+(A_V\×\frac{V_P}{R_S})}{1+\frac{A_V\×\mathrm{\α}\×H\left(s\right)\×V_{\mathrm{IN}}}{R_S}}---\left(10\right)$

当Av远大于1时，且V_P/R_S大于I_IN-err时，切换电流I_IN可改写为：

$I_{\mathrm{IN}}=\frac{V_P}{\mathrm{\α}\×H\left(s\right)\×V_{\mathrm{IN}}}---\left(11\right)$

因此，对功率电平阈值电压V_P和衰减因子α进行编程可精确控制从功率转换器的初次侧电路传递到二次侧电路的功率。电阻器31与32的电阻的比值决定衰减因子α

$P_{\mathrm{IN}}=V_{\mathrm{IN}}\×I_{\mathrm{IN}}=\frac{V_P}{\mathrm{\α}\×H\left(s\right)}---\left(12\right)$

所属领域的技术人员将了解，在不违背本发明的范围或精神的情况下可对本发明的结构作出各种修改和变化。鉴于以上所述，希望本发明涵盖位于上述权利要求及其等效物范围内的本发明的修改和变化。

Claims (6)

1.一种用于功率转换器的功率模式控制电路，其特征在于包括：

滤波器，用于将从切换电流转换而来的电流感测信号转换为平均电流信号；

分压器，用于依据所述功率转换器的输入电压而产生平均电压信号；

乘法器，用于将所述平均电流信号与所述平均电压信号相乘而产生功率信号；以及

误差放大器，用于将所述功率信号与功率电平阈值进行比较而产生编程信号，其中所述编程信号用以控制用于所述功率转换器中切换晶体管的切换信号以实现功率模式控制。

2.根据权利要求1所述的功率模式控制电路，其特征在于其中将所述编程信号与所述电流感测信号进行比较以用于控制用于所述功率转换器中切换晶体管的所述切换信号，其中所述电流感测信号是从切换电流转换而来，以及其中所述切换电流经调节以达到恒定电流输出。

3.根据权利要求1所述的功率模式控制电路，其特征在于其中所述功率电平阈值与所述功率转换器的输出电压成比例而产生，其中将所述编程信号与所述电流感测信号进行比较以控制用于所述功率转换器中切换晶体管的所述切换信号，以及其中所述切换电流经调节以达到恒定电流输出。

4.根据权利要求1所述的功率模式控制电路，其特征在于其中所述功率电平阈值与所述功率转换器的输出电压成比例而产生，其中所述编程信号用于控制用于所述功率转换器中切换晶体管的所述切换信号的切换频率，以及其中用于所述功率转换器中切换晶体管的所述切换信号的所述切换频率经调节以达到恒定电流输出。

5.根据权利要求1所述的功率模式控制电路，其特征在于其中所述乘法器包括：

时序产生器，用于依据脉冲信号而产生第一时序信号以及第二时序信号，其中所述脉冲信号由所述功率转换器的PWM控制器的振荡器产生；

充电控制电路，其由电流源、第一电容器以及比较器形成，其中将所述平均电压信号供应到所述比较器的正输入端，其中所述第一电容器连接在所述比较器的负输入端与接地参考之间，以及其中所述第一电容器由所述电流源进行充电；

电压转电流电路，其由运算放大器、第一电阻器、第一晶体管形成，其中将所述平均电流信号供应到所述运算放大器的正输入端，所述运算放大器的输出端耦接至所述第一晶体管的栅极，所述运算放大器的负输入端耦接至所述晶体管的源极，所述第一电阻器连接在所述第一晶体管的源极与所述接地参考之间，其中所述电压转电流电路依据所述平均电流信号而产生第一电流；

电流镜，其由第二晶体管及第三晶体管形成，其中所述电流镜利用所述第一电流产生镜电流；

第二电容器，其由所述镜电流充电，用于产生相乘电压；

接通关断晶体管，其由所述充电控制电路控制以接通关断所述镜电流，其中所述比较器的输出控制所述接通关断晶体管的栅极，所述接通关断晶体管的漏极由所述镜电流驱动，以及所述接通关断晶体管的源极连接到所述第二电容器；

第一开关，其由所述第二时序信号控制，用于使所述第一电容器放电；

第二开关，其由所述第二时序信号控制，用于使所述第二电容器放电；

输出电容器，用于保持所述乘法器的所述相乘电压，其中所述平均电流信号与所述平均电压信号相乘以产生所述乘法器的所述功率信号；以及

输出开关，其由所述第一时序信号控制以将所述相乘电压切送到所述输出电容器，其中所述输出开关连接在所述第二电容器与所述输出电容器之间。

6.根据权利要求3所述的功率模式控制电路，其特征在于进一步包括：

取样放大器，用于依据所述功率转换器的所述输出电压而接收经取样的电压以及产生取样反馈信号，其中含有输出电压信息的所述经取样的电压用于产生所述功率电平阈值，以及其中所述取样反馈信号应用于反馈回路控制，所述反馈回路耦接至所述功率转换器的输出端和所述功率转换器的所述功率模式控制电路的电压检测端子之间，

其中所述取样放大器包括：

取样保持电路，在所述电压检测端子处对所述经取样的电压进行取样；

缓冲放大器，所述缓冲放大器的正输入端耦接至所述取样保持电路的输出端，所述缓冲放大器的负输入端耦接至所述缓冲放大器的输出端；

分压器，包括第二电阻器和第三电阻器，所述第二电阻器的第一端耦接至所述缓冲放大器的所述输出端，所述第三电阻器耦接在所述第二电阻器的第二端和接地参考之间，在所述第二电阻器的所述第二端产生所述功率电平阈值；

第二误差放大器，所述第二误差放大器的负输入端耦接至所述第二电阻器的所述第二端，所述第二误差放大器的输出端输出所述取样反馈信号；以及

第三电容器，耦接在所述第二误差放大器的所述输出端与所述接地参考之间。

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