CN111934395B

CN111934395B - 切换控制电路、充电芯片及电子装置

Info

Publication number: CN111934395B
Application number: CN202010969603.8A
Authority: CN
Inventors: 白瑞林
Original assignee: Shenzhen Injoinic Technology Co Ltd
Current assignee: Shenzhen Injoinic Technology Co Ltd
Priority date: 2020-09-15
Filing date: 2020-09-15
Publication date: 2021-01-05
Anticipated expiration: 2040-09-15
Also published as: CN114189002A; CN111934395A

Abstract

本发明提供一种切换控制电路，包括振荡器电路、延迟校准及时序电路、目标电流获取电路及电流切换电路。振荡器电路用于产生一时钟信号，延迟校准及时序电路用于对所述时钟信号进行延迟校准，以输出至少一个控制信号，目标电流获取电路用于响应所述至少一个控制信号，而得到目标电流，所述目标电流用于反映恒功率模式下的目标恒功率电流。所述电流切换电路路用于接收目标电流及用于反映恒流模式下的目标恒流电流第一预设电流，并控制输出目标电流以及第一预设电流中的其中一个。本发明还提供一种充电芯片及电子装置。本发明能够控制恒功率模式下的功率保持一致以及保证恒功率模式切换至恒流模式的切换精准度。

Description

切换控制电路、充电芯片及电子装置

技术领域

本发明涉及一种控制电路，特别涉及一种至少用于恒功率模式与恒流模式的切换控制的切换控制电路、具有所述切换控制电路的充电芯片及具有所述切换控制电路的电子装置。

背景技术

目前，手机、平板电脑等终端的充电技术发展迅速，快速充电技术也已经成为了目前终端的标配。一般而言，目前的快速充电技术在充电过程中包括了恒压、恒功率以及恒流三个阶段/模式。

在最开始的恒压模式下，输出电流较小时，此时输出功率小于设定功率，则恒定电压（CV）输出；随着输出电流逐步增大，功率达到设定功率值之后，电流增大的同时，输出电压开始下降，维持恒功率（CP）输出；当输出电流增大到设定最大电流值时，进入恒流（CC）模式，输出电流保持不变，电压继续下降。一般来说，恒功率模式下，要求功率实时保持一致；恒流模式下，从恒功率模式切换至恒流模式的CC电流要精准。然而，现有技术中，往往无法保证在恒功率模式下的功率一直保持一致，或者在从恒功率模式切换至恒流模式时，会有交叠区间，导致切换点不精准，现有的这种情况往往会导致充电效率降低或者长时间后对待充电设备造成损坏的问题。

因此，如何控制恒功率模式下的功率保持一致以及保证恒功率模式切换至恒流模式的切换精准度，成为了快速充电技术需要考虑的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种切换控制电路、充电芯片及电子装置，能够控制恒功率模式下的功率保持一致以及保证恒功率模式切换至恒流模式的切换精准度。

一方面，提供一种切换控制电路，所述切换控制电路包括振荡器电路、延迟校准及时序电路、目标电流获取电路及电流切换电路。所述振荡器电路用于产生一时钟信号。所述延迟校准及时序电路用于对所述时钟信号进行延迟校准，以输出至少一个控制信号。所述目标电流获取电路用于响应所述至少一个控制信号，而得到目标电流，所述目标电流用于反映恒功率模式下的目标恒功率电流。所述电流切换电路包括第一输入端、第二输入端以及电流输出端，所述第一输入端用于接收所述目标电流，所述第二输入端用于接收第一预设电流，所述第一预设电流用于反映恒流模式下的目标恒流电流；所述电流切换电路用于根据所述第一输入端接收的所述目标电流及所述第二输入端接收的所述第一预设电流控制电流输出端输出一输出电流，其中，在所述目标电流小于所述第一预设电流时，所述输出电流为所述目标电流，用以实现恒功率模式下的电流控制；在所述目标电流达到所述第一预设电流时，所述输出电流为所述第一预设电流，用以切换至所述恒流模式并实现恒流模式下的电流控制。

另一方面，提供一种充电芯片，所述充电芯片包括切换控制电路，所述切换控制电路包括振荡器电路、延迟校准及时序电路、目标电流获取电路及电流切换电路。所述振荡器电路用于产生一时钟信号。所述延迟校准及时序电路用于对所述时钟信号进行延迟校准，以输出至少一个控制信号。所述目标电流获取电路用于响应所述至少一个控制信号，而得到目标电流，所述目标电流用于反映恒功率模式下的目标恒功率电流。所述电流切换电路包括第一输入端、第二输入端以及电流输出端，所述第一输入端用于接收所述目标电流，所述第二输入端用于接收第一预设电流，所述第一预设电流用于反映恒流模式下的目标恒流电流；所述电流切换电路用于根据所述第一输入端接收的所述目标电流及所述第二输入端接收的所述第一预设电流控制电流输出端输出一输出电流，其中，在所述目标电流小于所述第一预设电流时，所述输出电流为所述目标电流，用以实现恒功率模式下的电流控制；在所述目标电流达到所述第一预设电流时，所述输出电流为所述第一预设电流，用以切换至所述恒流模式并实现恒流模式下的电流控制。

再一方面，提供一种电子装置，所述电子装置包括切换控制电路，所述切换控制电路包括振荡器电路、延迟校准及时序电路、目标电流获取电路及电流切换电路。所述振荡器电路用于产生一时钟信号。所述延迟校准及时序电路用于对所述时钟信号进行延迟校准，以输出至少一个控制信号。所述目标电流获取电路用于响应所述至少一个控制信号，而得到目标电流，所述目标电流用于反映恒功率模式下的目标恒功率电流。所述电流切换电路包括第一输入端、第二输入端以及电流输出端，所述第一输入端用于接收所述目标电流，所述第二输入端用于接收第一预设电流，所述第一预设电流用于反映恒流模式下的目标恒流电流；所述电流切换电路用于根据所述第一输入端接收的所述目标电流及所述第二输入端接收的所述第一预设电流控制电流输出端输出一输出电流，其中，在所述目标电流小于所述第一预设电流时，所述输出电流为所述目标电流，用以实现恒功率模式下的电流控制；在所述目标电流达到所述第一预设电流时，所述输出电流为所述第一预设电流，用以切换至所述恒流模式并实现恒流模式下的电流控制。

本申请的切换控制电路、充电芯片及电子装置，当所述当前目标电流小于所述第一预设电流时，也即当前还处于恒功率模式时，通过输出目标电流，而进行恒功率模式下的电流控制，使得输出电流为所述目标恒功率电流；而当所述当前目标电流达到所述第一预设电流时，也即当前恒功率模式和恒流模式的切换点，这时候通过输出第一预设电流，而使得输出电流为所述目标恒流，而精准切换至恒流模式。实现了恒功率模式切换至恒流模式的切换精准度。另外，由于本申请采用了延迟校准及时序电路进行延迟校准，可以保证输出功率恒定，不会随着输出电压的变化而变化。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施方式中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为充电过程中的电压-电流曲线示意图。

图2为本申请一实施例中的切换控制电路的电路框图。

图3为本申请一实施例中的切换控制电路的具体电路图。

图4为本申请一实施方式中的时钟信号以及多个控制信号的时序示意图。

图5为本申请一实施方式中的切换控制电路中的电流切换电路的电路框图。

图6为本申请一实施方式中的电流切换电路的具体电路图。

图7为本申请一实施例中的电子装置的结构框图。

图8为本申请一实施例中的切换控制方法的流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在本发明实施例中使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本发明。在本发明实施例和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本文中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。

本发明实施例的电容按键信号阈值范围的调整方法可以应用于任何具有电容按键的终端设备中。

请参阅图1为充电过程中的电压-电流曲线示意图。如图1所示，一般情况下，在充电过程中，包括了恒压、恒功率以及恒流三个阶段/模式。在最开始的恒压模式下，输出电流较小时，此时输出功率小于设定功率P0，则恒定电压（CV）输出；随着输出电流逐步增大，功率达到设定功率值P0之后，进入恒功率模式，在恒功率模式下，电流增大的同时，输出电压开始下降，维持恒功率（CP）输出，即输出的功率维持为所述设定功率值P0；当输出电流增大到设定电流值Icc时，进入恒流（CC）模式，输出电流保持不变，即维持为所述设定电流值Icc，电压继续下降。从而，在充电过程中，电压在恒功率模式到恒流模式的阶段一直下降，而电流则在恒压模式到恒功率模式的阶段一直上升，直到在恒流模式保持不变。其中，图1为理想状态下的电压-电流曲线示意图。

请参阅图2，为本申请一实施例中的切换控制电路100的电路框图。所述切换控制电路100用于恒功率模式及恒流模式的切换控制以及控制恒功率模式下的功率恒定。如图1所示，所述切换控制电路100包括振荡器电路1、延迟校准及时序电路2、目标电流获取电路3及电流切换电路4。

其中，所述振荡器电路1用于产生一时钟信号；所述延迟校准及时序电路2用于对所述时钟信号进行延迟校准，以输出至少一个控制信号；所述目标电流获取电路3用于响应所述若干控制信号，而得到目标电流，所述目标电流用于反映恒功率模式下的目标恒功率电流；所述电流切换电路4包括第一输入端41、第二输入端42以及电流输出端43，所述第一输入端41用于接收所述目标电流，所述第二输入端42用于接收第一预设电流，所述第一预设电流用于反映恒流模式下的目标恒流电流；所述电流切换电路4用于根据所述第一输入端41接收的所述目标电流及所述第二输入端42接收的所述第一预设电流控制电流输出端43输出一输出电流，其中，在所述当前目标电流小于所述第一预设电流时，所述输出电流为所述目标电流，用以实现恒功率模式下的电流控制；在所述目标电流达到所述第一预设电流时，所述输出电流为所述第一预设电流，用以切换至所述恒流模式并实现恒流模式下的电流控制。

从而，本申请中，由于所述目标电流反映了恒功率模式下的目标恒功率电流，而所述第一预设电流反映了恒流模式下的目标恒流电流，当所述当前目标电流小于所述第一预设电流时，说明当前还处于恒功率模式，这时候通过输出目标电流，而进行恒功率模式下的电流控制，使得输出电流为所述目标恒功率电流；而当所述当前目标电流达到所述第一预设电流时，说明到了当前恒功率模式和恒流模式的切换点，这时候通过输出第一预设电流，而使得输出电流为所述目标恒流，而精准切换至恒流模式。实现了恒功率模式切换至恒流模式的切换精准度。另外，由于本申请采用了延迟校准及时序电路2进行延迟校准，可以保证输出功率恒定，不会随着输出电压的变化而变化。

其中，本申请中的目标恒功率电流指的是恒功率模式下当前所应输出的电流，也即与恒功率模式下的当前输出电压对应的能够维持功率恒定的电流。所述目标恒流电流指的是恒流模式下输出的设定电流值Icc。

其中，本申请中的所述目标电流用于反映恒功率模式下的目标恒功率电流指的是所述目标电流与恒功率模式下的目标恒功率电流相等或者呈一定比例关系，所述第一预设电流反映恒流模式下的目标恒流电流指的是所述第一预设电流与恒流模式下的目标恒流电流相等或者呈一定比例关系。其中，当为呈一定比例关系时，所述目标电流与恒功率模式下的目标恒功率电流的比例关系和所述第一预设电流与恒流模式下的目标恒流电流的比例关系相同，例如，可为以相同比例系数缩小。

进一步的，如图2所示，所述切换控制电路100还包括反馈比较电路5，所述反馈比较电路5用于接收所述电流切换电路4输出的输出电流以及一反映当前实际输出电流的反馈电流，并将所述输出电流以及所述反馈电流进行比较，在所述输出电流与所述反馈电流不一致时产生调节信号，直到所述反馈电流与所述输出电流一致，从而使得恒功率模式下的实际电流与所述目标恒功率电流一致而实现恒功率模式下的电流控制，或者使得恒电流模式下的实际电流与所述目标恒流电流一致，而切换至所述恒流模式并实现恒流模式下的电流控制。

即，具体的，为进一步通过所述反馈比较电路5，实现了实际输出的电流与当前恒功率模式下所应输出的电流相等，而保证了功率恒定，以及实现了在切换至恒流模式时，使得实际输出的电流与当前恒流模式下所应输出的设定电流值Icc相等，而保证了恒功率和恒流的精准切换。

在一些实施例中，所述振荡器电路1用于接收与当前输出电压相关的关联电流以及所述第一预设电流，并根据所述输出电流以及所述第一预设电流产生所述时钟信号。

即，在一些实施例中，所述振荡器电路1产生的时钟信号具体是根据所述与当前输出电压相关的输出电流以及所述第一预设电流来产生的。

其中，所述与当前输出电压相关联的关联电流可指的是通过当前输出电压转换而来的电流，例如，通过所述输出电压除以某一特定电阻具有的电阻值得到。在一些实施例中，可在切换控制电路100的输出端连接所述特定电阻，例如，具有200欧姆的电阻，而在所述特定电阻中产生所述关联电流。其中，由于当前输出电压一直变化，实际上该关联电流也一直变化。

请一并参阅图3，为本申请一实施例中的切换控制电路100的具体电路图。如图3所示，所述振荡器电路1包括比较器11、第一电容C1、第一电阻R1以及NMOS管M0，所述比较器11包括第一正相输入端111、第一反相输入端112以及第一输出端113，所述第一正相输入端111用于接收所述关联电流Ivout，且所述第一正相输入端111还通过所述第一电容C1接地，所述第一反相输入端112用于接收所述第一预设电流，且所述第一反相输入端112还通过所述第一电阻R1接地，所述NMOS管M0与所述第一电容C1并联于所述第一正相输入端111与地之间，所述第一输出端113与所述NMOS管M0的栅极连接。其中，所述第一预设电流流过所述第一电阻R1，而在所述第一反相输入端112产生一预设参考电压Vr，所述关联电流用于对所述第一电容C1充电，而使得所述第一电容C1与所述第一正相输入端111连接的一端的电压Vc上升，即，使得所述第一正相输入端111的电压Vc上升，当所述第一正相输入端的电压Vc上升至达到所述预设参考电压Vr时，所述比较器11通过第一输出端113输出高电平信号至所述NMOS管M0的栅极，而控制所述NMOS管M0导通，使得所述第一电容C1通过所述导通的NMOS管M0放电，而使得所述第一正相输入端111的电压下降至小于所述预设参考电压Vr，使得所述比较器通过第一输出端113输出低电平信号，从而，使得所述振荡器电路1输出周期性变化的时钟信号，其中，所述时钟信号中的每个周期中的低电平时长等于第一电容充电达到所述预设参考电压的充电时长T。

如图3所示，所述延迟校准及时序电路2包括信号输入端20、第一信号输出端21、第二信号输出端22以及第三信号输出端23，所述延迟校准及时序电路2的信号输入端20与所述比较器11的第一输出端113连接，用于接收所述时钟信号，所述延迟校准及时序电路2用于对所述时钟信号进行延迟校准，以分别通过所述第一信号输出端21、第二信号输出端22以及第三信号输出端23输出第一控制信号S1、第二控制信号S2及第三控制信号S3。

请一并参阅图4，为时钟信号以及多个控制信号的时序示意图。其中，所述振荡器电路1输出的时钟信号CK中的每个周期中的低电平时长等于第一电容充电达到所述预设参考电压的充电时长T。如图4所示，所述第一控制信号S1为对所述时钟信号CK中的高电平时长进行延长，然后进行反相得到的信号，其中，所述第一控制信号S1中的高电平时长等于第一电容C1充电达到所述预设参考电压的充电时长T，即等于时钟信号CK中的低电平时长。所述第二控制信号S1等于所述时钟信号CK，即，所述第二控制信号S1可即为所述时钟信号CK。所述第三控制信号S3为对所述时钟信号CK的高电平进行延迟得到的信号，即延迟翻转到高电平，所述第三控制信号S3的高电平时段与所述第二控制信号S2的高电平时段错开，且所述第二控制信号S2和所述第三控制信号S3的高电平时段均位于所述第一控制信号S1的低电平时段中。

从而，所述延迟校准及时序电路2对所述时钟信号进行延迟校准，分别通过所述第一信号输出端21、第二信号输出端22以及第三信号输出端23输出所述第一控制信号S1、第二控制信号S2及第三控制信号S3，以用于后续电路的控制，而实现恒功率输出。

其中，虽然在关联电流Ivout随着当前输出电压的变化会变化，然而，众所周知，充电一般需要一个小时以上，因此，第一电容充电达到所述预设参考电压的充电时长T远远小于恒功率模式的时长，因此，在较短的时间内，时钟信号以及多个控制信号的周期可视为不变，因此，图4所示的时钟信号以及多个控制信号在几个周期时段内的每个周期大致保持相同。

具体的，如图3所示，所述目标电流获取电路3包括第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3，第二电容C2、第三电容C3、第一运算放大器31以及第二电阻R2，所述第一开关K1的一端用于接入第二预设电流，所述第二预设电流与恒功率模式切换至恒流模式时的目标输出电压相关，所述第一开关K2的另一端通过所述第三开关K3接地，所述第二开关K3连接于所述第一开关K1与第三开关K3的连接节点N1以及所述第一运算放大器31的第二正相输入端311之间，所述第一开关K1与第三开关K3的连接节点N1还通过第二电容C2接地，所述第二正相输入端311还通过所述第三电容C3接地，所述第一运算放大器31的第二反相输入端312还通过所述第二电阻R2接地。

其中，请返回参考图1，在恒功率模式切换至恒流模式的转换/切换时间点对应的理想电流为所述恒流模式下的设定电流值Icc，对应的切换点输出电压为Vsp，恒功率的功率与所述转换时间点的功率相等，即等于所述目标输出电压Vsp和恒流电流Icc的乘积。

其中，所述第二预设电流与恒功率模式切换至恒流模式时的切换点输出电压相关可指的是所述第二预设电流为通过切换点输出电压Vsp转换而来的电流，例如，通过所述切换点输出电压除以某一特定电阻具有的电阻值，例如除以200欧姆得到。

由于所述目标输出电压一般在所述切换控制电路100应用于终端中后即为固定值，例如，由于目标输出电压理论上对应的电流正好为恒流电流，而此时的功率也为恒功率模式下的设定功率，因此，所述目标输出电压为根据所述恒流模式下的设定电流值Icc以及恒功率模式下的设定功率即可唯一得出的值。因此，所述第二预设电流可为通过预先根据所述切换点输出电压以及所述特定电阻具有的电阻值计算得出后，通过一恒流电流源（简称恒流源）直接产生。

其中，前述的第一预设电流也可为通过恒流源简称恒流源产生。

如图3所示，所述比较器11的第一反相输入端112具体与一第一恒流源Y1连接，所述第一恒流源Y1用于产生第一预设电流，所述比较器11的第一反相输入端112接收所述第一恒流源Y1产生的第一预设电流。所述电流切换电路4的所述第二输入端42与一第二恒流源Y2连接，所述第二恒流源Y2也用于提供所述第一预设电流，所述电流切换电路4的所述第二输入端42接收的所述第二恒流源Y2产生的第一预设电流。所述第一开关K1用于接入第二预设电流的一端为与一第三恒流源Y3连接，所述第三恒流源Y3用于产生所述第二预设电流。其中，本申请中的“XX接收恒流源产生的电流”，均指的是恒流源产生的电流的方向为朝向XX的方向流入，例如，所述电流切换电路4的所述第二输入端42接收的所述第二恒流源Y2产生的第一预设电流，指的是，所述第二恒流源Y2产生的第一预设电流流入所述电流切换电路4的所述第二输入端42。

如图3所示，所述第一信号输出端21与所述第一开关K1连接，用于输出所述第一控制信号S1至所述第一开关K1而控制所述第一开关K1的导通或截止，所述第二信号输出端22与所述第二开关K2连接，用于输出所述第二控制信号至所述第二开关K2而控制所述第二开关K2的导通或截止，所述第三信号输出端23与所述第三开关K3连接，用于输出所述第三控制信号S3至所述第三开关K3而控制所述第三开关K3的导通或截止。

其中，所述第一开关K1、第二开关K2以及第三开关K3均为高电平导通开关，在所述第一控制信号S1为高电平的第一持续时间内，即时间T内，所述第二控制信号S2以及第三控制信号S3持续为低电平，所述第一开关K1持续导通，所述第二开关K2以及第三开关K3截止，所述第二预设电流在第一持续时间内通过导通的第一开关K1对所述第二电容C2持续充电，在所述第一控制信号S1为低电平的第二持续时间内，所述第二控制信号S2先变为高电平，此时第一控制信号S1及第三控制信号S3均为低电平，此时所述第二开关K2导通，所述第一开关K1、第三开关K3截止，所述第二电容C2和所述第三电容C3通过导通的第二开关K2进行电荷共享，即，所述第二电容C2对所述第三电容C3充电。当所述第三控制信号S3变为高电平时，此时第一控制信号S1及第二控制信号S2均为低电平，此时所述第三开关K3导通，所述第一开关K1、第二开关K2截止，所述第二电容C2通过导通的第三开关K3与地连接而放电。通过上述的周期性过程，在若干个周期的第一控制信号S1、第二控制信号S2以及第三控制信号S3的控制下，所述第三电容C3的电压等于在第二电容C2充电截止时的截止电压Vs，所述第一运算放大器31的第二正相输入端311与所述第二反相输入端312虚短，而使得所述第二反相输入端312的电压也为所述截止电压Vs，所述截止电压Vs施加在所述第二电阻R0上，所述第二电阻R0流过的电流即为所述目标电流Iconv。

即，通过上述结构，所述目标电流获取电路3即可获得所述反映恒功率模式下的目标恒功率电流的目标电流Iconv。

具体的，如前所述，在恒功率模式切换至恒流模式的转换/切换时间点对应的理想电流为所述恒流模式下的设定电流值Icc，对应的切换点输出电压为Vsp，由于所述转换时间点仍然处于恒功率模式下，因此，转换时间点的功率仍然等于恒功率模式下的功率，即等于所述切换点输出电压Vsp和恒流电流Icc的乘积。

在一些实施例中，设目标电流Iconv等于恒功率模式下的目标恒功率电流，设当前输出电压为Vout，从而，目标电流Iconv与当前输出电压Vout实际上就是恒功率模式下的功率，等于切换点输出电压Vsp*恒流电流Icc。

即，可得出公式1：

Vout*Iconv=Vsp*Icc。

如前所述，所述振荡器电路1在产生时钟信号CK时，所述关联电流Ivout对所述第一电容C1充电，使得第一电容C1与第一正相输入端111连接的一端达到所述预设参考电压Vr的充电时长为T，设第一电容C1的电容量即为C1，根据电荷计算公式，Ivout*T=Vr*C1，设第一预设电流为Icc1，第一电阻R1的电阻值为R1，由于预设参考电压Vr=Icc1*R1，且如前所述的，Ivout=Vout/R，因此，得到公式2：

Ivout*T=Icc1*R1*C1。

进一步，可得到公式3：T=Icc1*R1*C1/Ivout；

而在目标电流获取电路3中，如前所述，所述第一开关K1的导通时长等于所述第一电容C1与第一正相输入端111连接的一端达到所述预设参考电压Vr的充电时长为T，第二预设电流Ivsp对第二电容C2充电的时长也等于T，因此，设第二电容C2的电容量为C2，根据电荷计算公式，Ivsp*T=截止电压Vs*C2，因此，可而到公式4：截止电压Vs=Ivsp*T/C2，将前述的公式3：T=Icc1*R1*C1/Ivout代入公式4，可得到公式5：

Vs=Ivsp*Icc1*R1*C1/(C2*Ivout)；

设关联电流Ivout为当前输出电压Vout施加在具有电阻值R的特定电阻R产生，则，Ivout=Vout/R。设第二预设电流为Ivsp，为切换点输出电压Vsp同样施加在具有电阻值R的特定电阻R产生，即Ivsp=Vsp/R。

因此，由于Iconv=截止电压Vs/R2，Ivsp=Vsp/R，Ivout=Vout/R，可以得到公式6：

Iconv*R2=Vsp*Icc1*R1*C1*R/(R*C2*Vout)，设电阻值R1=R2，电容值C1=C2，则公式6可以简化为：

Iconv*R2=Vsp*Icc1*R1/Vout，即，符合前述的公式1：Iconv*Vout=Vsp*Icc1。即，本申请中，通过上述切换控制电路的设计，得到目标电流Iconv是与当前输出电压Vout相对应的符合恒功率模式的电流。

如图2-图3所示，在一些实施例中，所述切换控制电路100还包括电流镜像电路6，所述电流镜像电路6用于将所述目标电流Iconv镜像至所述电流切换电路4的第一输入端41。其中，如图3所示，所述电流镜像电路6包括第一MOS管M2、第二MOS管M3以及第三MOS管M1，所述第一MOS管M2以及第二MOS管M3的源极相互连接，所述第一MOS管M2的栅极连接所述第二MOS管M3的栅极，所述第一MOS管M2的漏极与所述第三MOS管M1的漏极连接，所述第二MOS管M3的漏极与电流切换电路4的第一输入端41连接，所述第三MOS管M1的源极与所述第二电阻R2远离地的一端连接，所述第三MOS管M1的栅极与所述第一运算放大器31的第二输出端312连接，所述第三MOS管M1流过的电流等于所述第二电阻R2流过的目标电流，所述第一MOS管M2以及第二MOS管M3组成电流镜，而将所述第三MOS管M1流过的目标电流Iconv镜像至所述第二MOS管M3的漏极，从而使得所述电流切换电路4的第一输入端41接收所述目标电流Iconv。

其中，如图3所示，所述第一MOS管M2以及第二MOS管M3的源极还均与一电压源VDD连接。

如图3所示，也如前所描述的，所述电流切换电路3的第二输入端32与第二恒流源Y2连接，而接收第二恒流源Y2产生的第一预设电流。

所述电流切换电路3则可在所述当前目标电流小于所述第一预设电流时，输出所述目标电流Iconv，用以实现恒功率模式下的电流控制；在所述目标电流达到所述第一预设电流时，输出所述第一预设电流Icc1，用以切换至所述恒电流模式并实现恒电流模式下的电流控制。

请参阅图5，为本申请一实施方式中的电流切换电路4的电路框图。所述电流切换电路4进一步包括相加电路401、相减电路402、第一电流镜403以及第二电流镜404，所述相加电路401与所述电流切换电路4的第一输入端41以及第二输入端42连接，用于对所述第一预设电流与所述目标电流进行相加而输出的所述第一预设电流Icc1与所述目标电流Iconv的加总电流，其中，当所述目标电流Iconv小于所述第一预设电流Icc1时，所述加总电流等于所述第一预设电流Icc1与所述目标电流Iconv之和，当所述目标电流Iconv不小于所述第一预设电流Icc1时，所述加总电流等于两倍第一预设电流Icc1。所述第一电流镜403用于将所述加总电流镜像至所述相减电路402，所述相减电路402用于将所述加总电流与所述第一预设电流Icc1进行相减而得到相减后的电流差，所述第二电流镜404连接于所述相减电路402与所述电流切换电路4的电流输出端43之间，用于将所述电流差镜像至所述电流输出端43，而得到从所述电流输出端43输出的输出电流。

其中，由于所述目标电流Iconv小于所述第一预设电流Icc1时，所述加总电流等于所述第一预设电流Icc1与所述目标电流Iconv之和，当所述目标电流Iconv不小于所述第一预设电流Icc1时，所述加总电流等于两倍第一预设电流Icc1，且，由于所述目标电流Iconv小于所述第一预设电流Icc1时，此时还处于恒功率模式，当所述目标电流不小于所述第一预设电流时，此时进入恒流模式。因此，在恒功率模式下，所述加总电流等于所述第一预设电流Icc1与所述目标电流Iconv之和，与所述第一预设电流Icc1进行相减后，得出的就是所述目标电流Iconv；而在恒流模式下，所述加总电流等于两倍第一预设电流Icc1，再与所述第一预设电流Icc1进行相减后，得出的就是所述第一预设电流Icc1。

因此，所述电流切换电路4通过上述电路结构，可以实现在所述当前目标电流小于所述第一预设电流Icc1时，输出所述目标电流Iconv，用以实现恒功率模式下的电流控制；在所述目标电流Iconv达到所述第一预设电流Icc1时，输出所述第一预设电流Icc1。

请参阅图6，为本申请一实施方式中的电流切换电路4的具体电路图。如图6所示，所述相加电路401包括第四MOS管M4以及第五MOS管M4，所述第四MOS管M4的漏极与电流切换电路4的第二输入端42连接，用于接收所述第一预设电流Icc1，所述第五MOS管M4的漏极与所述电流切换电路4的第一输入端41连接，用于接收所述目标电流Iconv，所述第四MOS管M4的栅极与所述第五MOS管M5的栅极连接，所述第四MOS管M4的源极与所述第五MOS管M5的源极连接，所述第四MOS管M4与所述第五MOS管构成所述相加电路401，而通过所述第四MOS管M4与所述第五MOS管M5相连的源极输出加总电流。

其中，如前所述，当所述目标电流小于所述第一预设电流时，所述加总电流等于所述第一预设电流与所述目标电流之和，而当所述目标电流不小于所述第一预设电流时，所述第五MOS管M5的源极输出电流限制为所述第一预设电流，因此，所述加总电流等于两倍第一预设电流。

其中，所述第一电流镜403包括第六MOS管M6以及第七MOS管M7，所述第六MOS管M6的漏极与所述第四MOS管M4的源极、所述第五MOS管M5的源极连接，所述第六MOS管M6的源极接地，所述第六MOS管M6的栅极与所述第七MOS管M7的栅极连接，所述第六MOS管M6的源极以及所述第七MOS管M7的源极接地，所述加总电流被镜像至所述第七MOS管M7，而使得所述第七MOS管M7流过的电流为所述加总电流。

所述相减电路402包括第一支路L1、第二支路L2以及第三支路L3，所述第一支路L1、第二支路L2以及第三支路L3的第一端连接于同一节点N2，所述第一支路L1的第二端用于输入所述第一预设电流Icc1，所述第二支路L2的第二端与所述第七MOS管M7的漏极连接，流过的电流为所述加总电流。所述第二电流镜404包括第八MOS管M8以及第九MOS管M9，所述第八MOS管M8的漏极与所述第三支路L3的第二端连接，其中，所述第三支路L3的电流等于所述第二支路L2流过的加总电流与所述第一支路L1流过的第一预设电流Icc1之差。即，如图6所示，所述第一支路L1的电流为流入所述节点N2，所述第三支路L3的电流也为流入所述节点N2，而所述第二支路L2流过的加总电流的方向则为从所述节点N2流出至所述第七MOS管M7的方向，因此，实际上，所述第二支路L2流过的加总电流等于所述第三支路L3的电流与所述第一支路L1流过的第一预设电流Icc1的和。因此，所述第三支路L3的电流等于所述第二支路L2流过的加总电流与所述第一支路L1流过的第一预设电流Icc1之差。

所述第八MOS管M8的栅极与所述第九MOS管M9的栅极连接，所述第八MOS管M8的漏极与所述第三支路L3的第二端连接，流过第八MOS管M8的漏极的电流等于所述第二支路L2流过的加总电流与所述第一支路L1流过的第一预设电流之差，所述第八MOS管M8的源极与所述第九MOS管M9的源极连接，所述第九MOS管M9的漏极与所述电流切换电路4的电流输出端43连接，所述第八MOS管M8的漏极的电流被镜像至所述第九MOS管M9的漏极，而使得所述电流输出端43输出的输出电流等于所述第二支路L2流过的加总电流与所述第一支路L1流过的第一预设电流之差。从而，使得所述当前目标电流Iconv小于所述第一预设电流Icc1时，所述输出电流为所述目标电流Iconv，在所述目标电流Iconv达到所述第一预设电流Icc1时，所述输出电流为所述第一预设电流Icc1。

其中，如图6所述，所述第一支路L2的第二端与第四恒流源Y4连接，所述第四恒流源Y4产生所述第一预设电流Icc1，所述第一支路L2的第二端接收所述第四恒流源Y4产生的所述第一预设电流Icc1。

其中，所述第八MOS管M8的源极与所述第九MOS管M9的源极也均与电压源VDD连接。

请返回参考图3，其中，所述反馈比较电路5具体包括第二运算放大器51，所述第二运算放大器包括第三正相输入端511、第三反相输入端512以及第三输出端513，所述第三正相输入端511用于接收反映当前实际输出电流的反馈电流Ics，且所述第三正相输入端511还通过第三电阻R3接地。所述第三反相输入端512与所述电流切换电路4的电流输出端43连接，且所述第三反相输入端512还通过第四电阻R4接地。

所述反馈电流Ics流过所述第三电阻R3而使得所述第三正相输入端511具有相应电压，所述电流切换电路4的电流输出端43输出的输出电流流过所述第四电阻R4而使得所述第三反相输入端512具有相应电压，所述第二运算放大器51比较所述第三正相输入端511以及所述第三反相输入端512的电压大小，并在所述第三正相输入端511以及所述第三反相输入端512的电压不相等时产生调节信号。具体的，当所述第三正相输入端511的电压大于所述第三反相输入端512的电压，则输出高电平的调节信号，当所述第三正相输入端511的电压小于所述第三反相输入端512的电压，则输出低电平的调节信号。

其中，所述第三电阻R3的电阻值等于所述第四电阻R4的电阻值。所述第三正相输入端511的电压等于Ics*R3，设电流输出端43输出的输出电流为Icp，则所述第三反相输入端512的电压等于Icp*R4，由于所述第三电阻R3的电阻值等于所述第四电阻R4的电阻值，因此，所述第三正相输入端511的电压与所述第三反相输入端512的电压的大小关系即为所述反馈电流Ics与所述输出电流Icp的关系。

其中，所述调节信号可提供给后续的处理电路，后续的处理电路可在接收到高电平的调节信号时，控制调低实际输出的电流，以及在接收到低电平的调节信号时，控制提高实际输出的电流，而使得实际输出的电流，即反馈电流Ics等于所述输出电流Icp。又例如，进一步的，输出路径中具有开关，所述处理电路可控制改变开关导通截止的占空比来改变实际输出的电流的大小。

其中，所述第三输出端513还连接有电容、电阻等元器件，用于进行滤波。

从而，经过本申请的切换控制电路100，能够控制恒功率模式下的功率保持一致以及保证恒功率模式切换至恒流模式的切换精准度。

在一些实施例中，所述切换控制电路100可整合在一芯片中，例如充电芯片中，实现充电过程中恒功率模式下的功率一致以及确保恒功率模式切换至恒流模式的切换精准度。进一步的，所述充电芯片可为支持快速充电的快速充电芯片。

请参阅图7，为本申请一实施例中的电子装置200的结构框图。其中，所述电子装置200包括前述的切换控制电路100。

其中，所述电子装置100可为手机、平板电脑等终端，所述电子装置100也可为充电适配器等。

其中，所述电子装置100还包括其他元件，由于与本发明改进无关，故不再赘述。

请参阅图8，为本申请一实施例中的切换控制方法的流程图。所述切换控制方法应用于所述切换控制电路100。如图8所示，所述切换控制方法包括：

801：通过振荡器电路产生一时钟信号。

802：通过延迟校准及时序电路对所述时钟信号进行延迟校准，以输出若干控制信号。

803：通过目标电流获取电路响应所述若干控制信号，而得到目标电流，所述目标电流用于反映恒功率模式下的目标恒功率电流。

804：通过电流切换电路的第一输入端接收所述目标电流，通过电流切换电路的第二输入端接收第一预设电流，所述第一预设电流用于反映恒电流模式下的目标恒流电流。

805：所述电流切换电路根据所述第一输入端接收的所述目标电流及所述第二输入端接收的所述第一预设电流控制电流输出端输出一输出电流；其中，在所述当前目标电流小于所述第一预设电流时，所述输出电流为所述目标电流，用以实现恒功率模式下的电流控制，在所述目标电流达到所述第一预设电流时，所述输出电流为所述第一预设电流，用以切换至所述恒电流模式并实现恒电流模式下的电流控制。

其中，所述切换控制方法还可包括其他步骤，还可包括前述的切换控制电路100执行的操作对应的步骤，例如：所述“在所述当前目标电流小于所述第一预设电流时，所述输出电流为所述目标电流，用以实现恒功率模式下的电流控制；在所述目标电流达到所述第一预设电流时，所述输出电流为所述第一预设电流，用以切换至所述恒电流模式并实现恒电流模式下的电流控制”包括：通过反馈比较电路接收所述电流切换电路输出的输出电流以及一反映当前实际输出电流的反馈电流，并将所述输出电流以及所述反馈电流进行比较，在所述输出电流与所述反馈电流不一致时产生调节信号，直到所述反馈电流与所述输出电流一致，从而使得恒功率模式下的实际电流与所述目标恒功率电流一致而实现恒功率模式下的电流控制，或者使得恒电流模式下的实际电流与所述目标恒流电流一致，而切换至所述恒电流模式并实现恒电流模式下的电流控制。

具体的，所述切换控制方法包括的其他步骤可参照前述的切换控制电路100的相关描述。

本文参照了各种示范实施例进行说明。然而，本领域的技术人员将认识到，在不脱离本文范围的情况下，可以对示范性实施例做出改变和修正。例如，各种操作步骤以及用于执行操作步骤的组件，可以被删除、修改或结合到其他步骤中。

以上是本发明实施例的实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明实施例原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种切换控制电路，其特征在于，所述切换控制电路包括：

振荡器电路，用于产生一时钟信号，所述振荡器电路用于接收与当前输出电压相关的关联电流以及第一预设电流，并根据所述关联电流以及所述第一预设电流产生所述时钟信号；其中，所述振荡器电路包括比较器、第一电容、第一电阻以及NMOS管，所述比较器包括第一正相输入端、第一反相输入端以及第一输出端，所述第一正相输入端用于接收所述关联电流，且所述第一正相输入端还通过所述第一电容接地，所述第一反相输入端用于接收所述第一预设电流，且所述第一反相输入端还通过所述第一电阻接地，所述NMOS管与所述第一电容并联于所述第一正相输入端与地之间，所述第一输出端与所述NMOS管的栅极连接；其中，所述第一预设电流流过所述第一电阻，而在所述第一反相输入端产生一预设参考电压，所述关联电流用于对所述第一电容充电，而使得所述第一正相输入端的电压上升，当所述第一正相输入端的电压上升至达到所述预设参考电压时，所述比较器通过第一输出端输出高电平信号至所述NMOS管的栅极，而控制所述NMOS管导通，使得所述第一电容通过所述导通的NMOS管放电，而使得所述第一正相输入端的电压下降至小于所述预设参考电压，使得所述比较器通过第一输出端输出低电平信号，从而，使得所述振荡器电路输出周期性变化的时钟信号，其中，所述时钟信号中的每个周期中的低电平时长等于第一电容充电达到所述预设参考电压的充电时长；

延迟校准及时序电路，用于对所述时钟信号进行延迟校准，以输出至少一个控制信号，其中，所述延迟校准及时序电路包括信号输入端、第一信号输出端、第二信号输出端以及第三信号输出端，所述延迟校准及时序电路通过所述信号输入端与振荡器电路连接而接收所述时钟信号，并用于对所述时钟信号进行延迟校准，以分别通过所述第一信号输出端、第二信号输出端以及第三信号输出端输出第一控制信号、第二控制信号及第三控制信号，其中，所述第一控制信号为对所述时钟信号中的高电平时长进行延长，然后进行反相得到的信号，其中，所述第一控制信号中的高电平时长等于第一电容充电达到所述预设参考电压的充电时长；所述第二控制信号等于所述时钟信号，所述第三控制信号为对所述时钟信号的高电平进行延迟得到的信号，所述第三控制信号的高电平时段与所述第二控制信号的高电平时段错开，且所述第二控制信号和所述第三控制信号的高电平时段均位于所述第一控制信号的低电平时段中；

目标电流获取电路，用于响应所述至少一个控制信号，而得到目标电流，所述目标电流用于反映恒功率模式下的目标恒功率电流，其中，所述目标电流获取电路包括第一开关、第二开关、第三开关，第二电容、第三电容、第一运算放大器以及第二电阻，所述第一开关的一端用于接入第二预设电流，所述第二预设电流与恒功率模式切换至恒流模式时的输出电压相关，所述第一开关的另一端通过所述第三开关接地，所述第二开关连接于所述第一开关与第三开关的连接节点以及所述第一运算放大器的第二正相输入端之间，所述第一开关与第三开关的连接节点还通过第二电容接地，所述第二正相输入端还通过所述第三电容接地，所述第一运算放大器的第二反相输入端还通过所述第二电阻接地；其中，所述第一信号输出端与所述第一开关连接，用于输出所述第一控制信号至所述第一开关而控制所述第一开关的导通或截止，所述第二信号输出端与所述第二开关连接，用于输出所述第二控制信号至所述第二开关而控制所述第二开关的导通或截止，所述第三信号输出端与所述第三开关连接，用于输出所述第三控制信号至所述第三开关而控制所述第三开关的导通或截止；其中，所述第一开关、第二开关以及第三开关均为高电平导通开关，在所述第一控制信号为高电平的第一持续时间内，所述第二控制信号以及第三控制信号持续为低电平，所述第一开关持续导通，所述第二开关以及第三开关截止，所述第二预设电流在第一持续时间内通过导通的第一开关对所述第二电容持续充电，在所述第一控制信号为低电平的第二持续时间内，所述第二控制信号先变为高电平，此时第一控制信号及第三控制信号均为低电平，此时所述第二开关导通，所述第一开关、第三开关截止，所述第二电容和所述第三电容通过导通的第二开关进行电荷共享，当所述第三控制信号变为高电平时，此时第一控制信号及第二控制信号均为低电平，此时所述第三开关导通，所述第一开关、第二开关截止，所述第二电容通过导通的第三开关与地连接而放电；在若干个周期的第一控制信号、第二控制信号以及第三控制信号的控制下，所述第三电容的电压等于在第二电容充电截止时的截止电压，所述第一运算放大器的第二正相输入端与所述第二反相输入端虚短，而使得所述第二反相输入端的电压也为所述截止电压，所述截止电压施加在所述第二电阻上，所述第二电阻流过的电流为所述目标电流；

电流切换电路，包括第一输入端、第二输入端以及电流输出端，所述第一输入端用于接收所述目标电流，所述第二输入端用于接收所述第一预设电流，所述第一预设电流用于反映恒流模式下的目标恒流电流；所述电流切换电路用于根据所述第一输入端接收的所述目标电流及所述第二输入端接收的所述第一预设电流控制电流输出端输出一输出电流，其中，在所述目标电流小于所述第一预设电流时，所述输出电流为所述目标电流，用以实现恒功率模式下的电流控制；在所述目标电流达到所述第一预设电流时，所述输出电流为所述第一预设电流，用以切换至所述恒流模式并实现恒流模式下的电流控制。

2.根据权利要求1所述的切换控制电路，其特征在于，所述切换控制电路还包括反馈比较电路，所述反馈比较电路用于接收所述电流切换电路输出的输出电流以及一反映当前实际输出电流的反馈电流，并将所述输出电流以及所述反馈电流进行比较，在所述输出电流与所述反馈电流不一致时产生调节信号，直到所述反馈电流与所述输出电流一致，从而使得恒功率模式下的实际电流与所述目标恒功率电流一致而实现恒功率模式下的电流控制，或者使得恒流模式下的实际电流与所述目标恒流电流一致，而切换至所述恒流模式并实现恒流模式下的电流控制。

3.根据权利要求1所述的切换控制电路，其特征在于，所述切换控制电路还包括电流镜像电路，所述电流镜像电路用于将所述目标电流镜像至所述电流切换电路的第一输入端，其中，电流镜像电路包括第一MOS管、第二MOS管以及第三MOS管，所述第一MOS管以及第二MOS管的源极相互连接，所述第一MOS管的栅极连接所述第二MOS管的栅极，所述第一MOS管的漏极与所述第三MOS管的漏极连接，所述第二MOS管的漏极与电流切换电路的第一输入端连接，所述第三MOS管的源极与所述第二电阻远离地的一端连接，所述第三MOS管的栅极与所述第一运算放大器的第二输出端连接，所述第三MOS管流过的电流等于所述第二电阻流过的目标电流，所述第一MOS管以及第二MOS管组成电流镜，而将所述第三MOS管流过的目标电流镜像至所述第二MOS管的漏极，从而使得所述电流切换电路的第一输入端接收所述目标电流。

4.根据权利要求1所述的切换控制电路，其特征在于，所述电流切换电路包括相加电路、相减电路、第一电流镜以及第二电流镜，所述相加电路与所述电流切换电路的第一输入端以及第二输入端连接，用于对所述第一预设电流与所述目标电流进行相加而输出的所述第一预设电流与所述目标电流的加总电流，其中，当所述目标电流小于所述第一预设电流时，所述加总电流等于所述第一预设电流与所述目标电流之和，当所述目标电流不小于所述第一预设电流时，所述加总电流等于两倍第一预设电流；所述第一电流镜用于将所述加总电流镜像至所述相减电路，所述相减电路用于将所述加总电流与所述第一预设电流进行相减而得到相减后的电流差，所述第二电流镜连接于所述相减电路与所述电流切换电路的电流输出端之间，用于将所述电流差镜像至所述电流输出端，而得到从所述电流输出端输出的输出电流。

5.根据权利要求4所述的切换控制电路，其特征在于，所述相加电路包括第四MOS管以及第五MOS管，所述第四MOS管的漏极与电流切换电路的第二输入端连接，用于接收所述第一预设电流，所述第五MOS管的漏极与所述电流切换电路的第一输入端连接，用于接收所述目标电流，所述第四MOS管的栅极与所述第五MOS管的栅极连接，所述第四MOS管的源极与所述第五MOS管的源极连接，所述第四MOS管与所述第五MOS管构成所述相加电路，而通过所述第四MOS管与所述第五MOS管相连的源极输出加总电流，当所述目标电流不小于所述第一预设电流时，所述第五MOS管的源极输出的电流限制为所述第一预设电流，所述加总电流等于两倍第一预设电流；所述第一电流镜包括第六MOS管以及第七MOS管，所述第六MOS管的漏极与所述第四MOS管的源极、所述第五MOS管的源极连接，所述第六MOS管的栅极与所述第七MOS管的栅极连接，所述第六MOS管的源极以及所述第七MOS管的源极接地，所述加总电流镜像至所述第七MOS管，而使得所述第七MOS管流过的电流为所述加总电流；所述相减电路包括第一支路、第二支路以及第三支路，所述第一支路、第二支路以及第三支路的第一端连接于同一节点，所述第一支路的第二端用于输入所述第一预设电流，所述第二支路的第二端与所述第七MOS管的漏极连接，流过的电流为所述加总电流；所述第二电流镜包括第八MOS管以及第九MOS管，所述第八MOS管的漏极与所述第三支路的第二端连接，其中，所述第三支路的电流等于所述第二支路流过的加总电流与所述第一支路流过的第一预设电流之差；所述第八MOS管的栅极与所述第九MOS管的栅极连接，所述第八MOS管的漏极与所述第三支路的第二端连接，流过第八MOS管的漏极的电流等于所述第二支路流过的加总电流与所述第一支路流过的第一预设电流之差，所述第八MOS管的源极与所述第九MOS管的源极连接，所述第九MOS管的漏极与所述电流切换电路的电流输出端连接，所述第八MOS管的漏极的电流镜像至所述第九MOS管的漏极，而使得所述电流输出端输出的输出电流等于所述第二支路流过的加总电流与所述第一支路流过的第一预设电流之差，从而，使得所述目标电流小于所述第一预设电流时，所述输出电流为所述目标电流，在所述目标电流达到所述第一预设电流时，所述输出电流为所述第一预设电流。

6.一种充电芯片，其特征在于，所述充电芯片包括如权利要求1-5任一项所述的切换控制电路。

7.根据权利要求6所述的充电芯片，其特征在于，所述充电芯片为支持快速充电的快速充电芯片。

8.一种电子装置，其特征在于，所述电子装置包括如权利要求1-5任一项所述的切换控制电路。