CN104283431A - 实现恒定输出电流的初级控制的功率变换器及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种实现恒定输出电流的初级控制的功率变换器及方法，它通过钳制误差信号调整初级控制的功率变换器实现恒定的输出电流。电感电流流过反激式变换器的电感。在恒定的电压模式，调整电感开关控制信号的脉冲宽度从而维持反激式变换器输出电压恒定。电感开关控制信号控制流过电感电流的开关。在恒定电流模式，比较电路，控制环路和钳制电路用于维持电感电流的峰值。比较电路根据电感电流斜坡上升的斜率产生计时信号。控制环路使用计时信号和反馈信号来产生时间误差信号。钳制产生电路使用时间误差信号产生钳制信号，此信号调整电感开关控制信号的脉冲宽度来钳制处于恒定电流模式的反激式变换器输出电流的峰值。

Description

实现恒定输出电流的初级控制的功率变换器及方法

技术领域

本发明涉及电源变换领域，尤其涉及一种通过调整实现恒定输出电流的初级控制的功率变换器。另外，还涉及一种通过调整实现初级控制的功率变换器输出恒定电流的方法。

背景技术

多年来，各种用于恒流恒压反激式电源的控制IC(集成电路)已经得到发展和应用，其应用包括离线式AC/DC(交流/直流)电源适配器、充电器和移动设备的备用电源。

图1为一种现有的典型的通过变压器11次级来控制的恒流输出反激式变换器10的电路图。变压器11包含三个绕组：初级绕组Lp，次级绕组Ls和辅助绕组La。反激式变换器10包含一个作为初级开关的外接MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)12，一个表示变压器11铜线绕组其阻抗损耗的次级电阻13，第一个电流感应电阻14，次级整流管15，输出电容16，光耦17，第二个电流感应电阻18，偏置电阻19，电流限制三极管20以及采用传统的峰值电流模式脉冲宽度调制(又称“脉宽调制”，简称“PWM”)的控制IC 21。控制IC 21起动的初始能量由电阻22和电容23提供。当反激式变换器10稳定后，变压器11的辅助绕组La通过整流器24为控制IC 21提供能量。第二个电流感应电阻18和三极管20控制输出电流。三极管20调节第二个电流感应电阻18其两端电压为预设的基极发射极电压(VBE)。因此反激式变换器10的输出电流等于VBE除以第二个电流感应电阻18其电阻值。反激式变换器10的缺点之一是基极发射极电压VBE和输出电流都随温度而变化。而且，VBE会导致重大的功率损耗。另外，为了安全所要用到的光耦17会增加总的材料成本，从而导致反激式变换器10的成本昂贵。

图2A为现有的第二种典型的通过变压器11初级来控制的恒流输出反激式变换器25的电路图。它与图1中的现有技术相比，反激式变换器25不包含反激式变换器10中的光耦和变压器次级电流感应元件。但是反激式变换器25具有输出电流不准确性，其原因为：(a)变压器初级电感的变化，和(b)流过初级电感Lp实际的峰值电流与通过电流感应电阻14感应到的峰值电流有微小的差别。变压器11其初级电感值的变化会导致反激式变换器25的输出电流随之变化。初级电感Lp的峰值电流与感应电阻14上的压降Vcs感应到的峰值电流有微小的差别，其原因为控制IC 21其电流感应比较器的信号传输具有延迟，并且关闭外接MOSFET 12也具有延迟。

图2B为图2A中的反激式变换器25峰值电流的检测误差的示意图。图2B中栅极(GATE)波形为图2A中作为主开关的MOSFET 12的栅极开/关驱动电压的波形图。在T1时间，GATE变为高，MOSFET 12导通。初级电感电流I_LP以dI/dt＝Vp/Lp的斜率线性的斜坡上升，其中Vp为初级电感两端的电压，Lp为初级电感的电感值。因此感应电阻上的压降Vcs也会按比例的斜坡上升。当感应电压信号Vcs在T2时间达到Vref(参考电压)时，初级峰值电流Ip即Vref/Rcs，其中Rcs为电流感应电阻14的阻值。但由于控制IC 21的电流限制比较器的信号传输延迟和PWM控制逻辑和驱动的延迟，GATE直到T3时间才变为低从而关断。(T3-T2)就是GATE关断的延迟时间。MOSFET 12的漏极电压在开关关断的T3时间会突然变高，但初级电感电流I_LP会继续升高直到T4时间，此时MSOFET 12的漏极电压升高到VIN，初级电感Lp上的电压极性反转。结果，初级电感的最终峰值电流是Ipf而不是Ip。不幸的是，初级电感最终的峰值电流Ipf会变化，因为(T3-T2)和(T4-T3)会随温度的变化、输入电压的不同、IC工艺变化、外部器件的偏差和PCB板布局的差异而变化。所有的这些变化将产生误差，从而导致反激式变换器25其输出电流不精确。

综上所述，要寻求一种通过初级来控制并且成本低的用于校准反激式变换器输出电流的方法。这种方法通过减少使用IC和外部元件的数目来消除如上所述现有技术的缺陷。这种方法不需要次级电路和光耦。此外，反激式变换器的输出电流尽可能最大的不受温度的变化、输入电压的不同、IC工艺的变化、外部元件的偏差和PCB布局的差异等的影响。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种实现初级控制的功率变换器输出恒定电流的方法，它通过钳制误差信号调整初级控制的功率变换器实现恒定的输出电流。另外，本发明还又提供一种实现恒定输出电流的初级控制的功率变换器，它通过钳制误差信号调整初级控制的功率变换器实现恒定的输出电流。

为了解决以上技术问题，本发明提供了如下技术方案：

一种方法，其可以维持反激式变换器输出电流恒定，它包括：a)使用反激式变换器辅助绕组两端的电压产生反馈信号；b)通过比较计时电容上的电荷数决定目标时间；c)使用目标时间和反馈信号下降沿之间的延迟得到误差信号；和d)使用误差信号调整脉宽调制误差放大器的输出电压。

又提供了一种方法，它包括：(a)接收反映第一时间的反馈信号，其中流过反激式变换器的初级电感的电流停止增加的时间为第一时间，其中的反激式变换器输出电流信号；(b)接收反映电感电流增加斜率的开关信号；(c)接收反映目标时间的计时信号，此目标时间为当电感电流以某一斜率持续上升达到预先设定的限制电流的时间；(d)产生具有一定脉冲宽度的电感开关控制信号，其中的电感开关控制信号由脉宽调制误差放大器的输出电压产生；(e)使用计时信号产生钳制信号；(f)使用钳制信号调整电感开关控制信号的脉冲宽度从而限制反激式变换器输出电流。

还提供了一种元件，它包括：一个由电感开关控制信号控制的电感开关，其中的电感开关控制信号具有一定的脉冲宽度；一个电感，在斜坡上升时间内，电感电流在电感中以某一斜率斜坡上升，其中的斜坡上升时间在第一时间停止，电感电流在第一时间停止增加；一个产生计时信号的比较电路，其中计时信号反映目标时间，此时间为当电感电流以某一斜率斜坡上升达到预先设定的限制电流的时间；和一个钳制产生电路，此钳制产生电路产生钳制信号，其中的钳制信号为由计时信号决定的电压信号，所述钳制信号用以调整电感开关控制信号的脉冲宽度从而限制元件的输出电流。

最后，又提供了一种功率变换器，它包括：一个初级绕组；一个开关，当开关导通时电感电流流过初级绕组，和电感开关由电感开关控制信号控制；一个误差放大器，其输出电压信号，其中的电感开关控制信号具有一定的脉冲宽度，电感开关控制信号的脉冲宽度由误差放大器的输出电压决定；和一个限制功率变换器在恒定电流模式时输出电流的电路，此电路钳制误差放大器的输出电压。

其中，比较电路和控制环路用于维持流过反激式变换器电感的电流的峰值。电感开关控制信号控制电感电流流过的开关。电感电流在上升时间内以某一斜率斜坡上升并在上升时间结束时停止上升。比较电路产生反映目标时间的计时信号，此目标时间为电感电流持续上升到达预先设定的限制电流的时间。控制环路接收计时信号并将目标时间与停止斜坡上升的时间相比较。当目标时间在斜坡上升停止之后发生，电感开关控制信号的脉冲宽度将增加。通过调整频率和脉冲宽度控制电感电流的峰值。

在另一种实现电路中，反激式变换器通过使用辅助绕组两端的电压产生反馈信号从而维持输出电流恒定。目标时间通过比较计时电容上积累的电荷来确定，误差信号为目标时间与反馈信号的下降沿之间的延迟。通过误差信号，调整脉冲宽度调制误差放大器的输出电压。感应电阻两端的电压经过电流感应放大器放大。然后脉宽调制误差放大器经过调整的输出电压与经过放大的电流感应放大器的输出电压相比较。

元件包括电感，开关，比较电路和钳制产生电路。元件使用钳制产生电路产生的钳制信号来调整电感开关控制信号的脉冲宽度从而限制元件的输出电流。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

图1为现有的一个通过次级来控制的传统的恒流输出的反激式变换器的简单电路图。

图示2A为现有的另一个通过初级来控制的恒流输出的反激式变换器的简单电路图。

图2B为图2A中恒流输出反激式变换器峰值电流检测误差的波形图。

图3为含有本发明中的比较电路和控制环路的反激式变换器的简单电路图。

图4为本发明控制反激式变换器电感峰值电流方法的流程图。

图5为本发明通过初级来控制的恒定电流和电压输出的反激式变换器的简单电路图，其包含一个脉宽调制控制集成电路。

图6为图5中脉宽调制控制集成电路的更详细的电路图，其包含一个振荡器和一个自适应电流限制器。

图7为图6中振荡器更详细的电路图。

图8为不连续工作模式下(DCM)的辅助绕组电压、初级开关电流和次级整流器电流的理想波形图。

图9为图6中振荡器的理想时序波形图。

图10为图6中自适应电流限制器的工作和时序波形图。

图11为图6中自适应电流限制器更详细的电路图。

图12为可替代图6中控制集成电路的另一种更详细的电路图。

图13为图12中控制集成电路与一个外接MOSFET和电流感应电阻连接使用的电路图。

图14为图3中反激式变换器其控制集成电路用封装图来表示的电路图。

图15为脉冲宽度调制控制器集成电路的另一个实现电路，其包括产生钳制信号的自适应电流限制器。

图16为图15中自适应电流限制器的电路图，其包括钳制产生电路。

图17为图16中的钳制产生电路的另一种实现电路。

图18为阐述图15中控制器集成电路工作的波形图。

图19为图3中反激式变换器在恒定电流和恒定电压模式工作时输出的峰值电流图。

图20为图3中的反激式变换器输出电压对应输出电流的图形。

具体实施方式

如没有特别声明，在以下本实施例中，电感开关是指主功率开关管44，开关管脚是指SW端或SW管脚(也就是附图中的99)。本发明为了表述和行文方便，对同一技术特征采用了不同技术术语，但其实质含义或代表的或指向的对象一样，比如所称的初级电感(是指初级绕组或初级线圈上的电感)、初级绕组、初级线圈均为附图中的39；又比如次级电感(是指次级绕组或次级线圈上的电感)、次级绕组、次级线圈也是一样，均为附图中40；还有辅助级电感(是指辅助绕组、辅助级绕组或辅助级线圈上的电感)、辅助绕组、辅助级绕组、辅助级线圈也是一样，均为附图中的41；还有有些概念上有所不同，但为上下位概念或等同概念或实质相同概念，比如反激转换器、电源转换器就是下文中的反激式变换器；调制器、调整器、变压器均是指附图中的72。

图3为本发明用一个比较电路和一个控制环路来调节电感电流的反激式变换器30。图4为图3中反激式变换器30工作方法的流程图，其包括步骤31到35。此方法通过调节反激式变换器30电感的峰值电流来控制输出的电流。反激式变换器包含一个变压器36，一个外接NPN三极管37和一个控制器集成电路(简称“控制IC”)38。变压器36包括一个初级绕组(又称为“初级电感”)39，一个次级绕组40和一个辅助绕组41。控制IC 38包括一个振荡器42，一个自适应电流限制器43，一个内部的主功率开关管44，脉宽调制逻辑控制电路(简称“PWM逻辑电路”)45和一个栅极驱动电路46。自适应电流限制器43包括一个比较电路47，一个控制环路48和一个脉冲宽度发生器(简称“脉宽发生器”)49。

当主功率开关管44导通时，电感电流50开始流过初级电感39。由于流过初级电感39的电感电流50斜坡上升，产生了一个电磁场，并在主功率开关管44关断时把能量传输到次级绕组40。传输到次级绕组40的能量就以输出电流(I_OUT)的形式输出。在某些应用中，希望反激式变换器30能提供恒定的输出电流(I_OUT)。输出电流(I_OUT)至少与三个因素有关：(i)电感电流50的峰值，(ii)初级电感39的电感值(L_P)和(iii)主功率开关管44导通从而流过初级电感39的电流斜坡上升的频率(f_OSC)。就初级电感39的电感值(L_P)而言，由于变压器36制作工艺的变化导致它的电感值偏离其标称的额定值，因此个别的反激式变换器的输出电流(I_OUT)会产生变化。例如，电感绕组导线的直径不相同，或者缠绕的方式不一致都会导致个别初级电感的实际电感值变化。另外，信号传输的延迟以及应用主功率开关管44来控制电感电流从而产生的寄生效应会导致流过初级电感39的峰值电流(I_P)变化。并且传输延迟与工艺，温度和电压有关。

图4描述了调节流过初级电感39的峰值电流(I_P)的一种方法，尽管信号传输延迟和寄生效应与工艺，温度和电压的变化有关，但是此办法仍可维持反激式变换器30的输出电流恒定。此外，还可以通过调节峰值电流(I_P)来补偿由于工艺变化而引起的初级电感39电感值(L_P)的不一致性。而且，描述了通过调节振荡频率(f_OSC)来补偿电感值(L_P)不一致性的一种方法，主功率开关管44以此振荡频率(f_OSC)导通，使流过初级电感39的电感电流50斜坡上升。因此，通过调整电感峰值电流(I_P)和开关频率(f_OSC)或只调整其一都可以维持输出的电流(I_OUT)为恒定的值。

第一步(步骤31)，自适应电流限制器43接收反馈信号51，此信号反映流过初级电感39的电流停止增长的时间。自适应电流限制器43中的比较电路47和控制环路48都接收振荡器42输出的反馈信号51。流过初级电感39的电感电流50在第一次停止上升的时间停止斜坡上升。振荡器42使用辅助反馈信号52产生反馈信号51和开关频率信号53。辅助反馈信号52通过辅助绕组41端电压产生。当流过初级电感39的电流斜坡上升时，磁场产生，将能量传递给辅助绕组41并在辅助绕组41端产生电压。

第二步(步骤32)，比较电路47接收开关信号54，此信号反映流过初级电感39的电感电流50斜坡上升的速率。开关信号54通过控制IC 38的开关端(SW)从外接的NPN三极管发射极得到。初级电感39中斜坡上升的电感电流50流过NPN三极管37和控制IC38的开关端(SW)。虽然在图3中，开关信号54由流过主功率开关管44的NPN三极管发射极电流得到，但是可以使用其它的实现方法来产生开关信号54，例如通过在主功率开关管44的源端连接感应电阻或在与主功率开关管44并联的感应MOSFET的源端连接电阻来产生。

第三步(步骤33)，比较电路47产生计时信号55，此信号反映目标时间，此时间为电感电流50以某速率斜坡上升达到预先设定的限制电流的时间。

第四步(步骤34)，控制IC 38产生电感开关控制信号56，此信号具有一定的脉宽。电感开关控制信号56控制电感电流50流过的主功率开关管44的栅极。栅极驱动电路46使用“N-channel on”信号(“N沟道导通”信号，以下简称为“Nchon信号”)57产生电感开关控制信号56。PWM逻辑电路45使用振荡器42输出的开关频率信号53和脉宽发生器49输出的脉冲宽度信号(以下简称“脉宽信号”)58产生Nchon信号57。开关频率信号53为电感开关控制信号56其产生的脉冲提供频率，而脉宽信号58提供电感开关控制信号56的脉冲持续时间。脉宽发生器49使用控制环路48产生的时间误差信号59产生脉宽信号58。

第五步(步骤35)，自适应电流限制器43控制电感开关控制信号56的脉宽，使得第一次停止上升的时间(流过初级电感39的电感电流50停止增长的时间)和目标时间(电感电流50达到预先设定的限制电流的时间)同时发生。在具体实现电路中，自适应电流限制器43控制电感开关控制信号56的脉冲宽度，但是在另一种实现电路中，自适应电流限制器43控制脉宽信号58的脉宽或Nchon信号57。通过控制脉宽信号58，Nchon信号57和电感开关控制信号56三者中任意一个信号的脉冲宽度，第一次停止上升的时间和目标时间可被调整到同时发生。通过自适应的控制脉冲宽度，电感的峰值电流(I_P)将被调整，从而维持反激式变换器30的输出电流(I_OUT)恒定。

图5为图3中反激式变换器30高一级的框图。反激式变换器30是精确的但是低成本的功率电源变换器，其通过初级控制，并且输出电流经过调整。如图5所示，反激式变换器30不包含现有技术中所包含的次级控制电路和光耦。反激式变换器30使用唯一的来自次级的反馈来控制输出电流和电压，此反馈来自辅助绕组41和次级绕组40的磁场耦合。除了节省成本，由于不包含次级控制电路和光耦，外围的元件数得以减少，从而增加反激式变换器30的稳定性。

有两个影响反激式变换器30输出电流精度的因素：(a)变压器36其初级电感39的电感值的变化，和(b)初级电感39其峰值电流(I_P)检测的不精确性。初级电感39其实际的电感值(L_P)一般会变化±20％。初级电感39的峰值电流(I_P)一般并不能精确检测，因为控制IC38中的电流感应比较器，PWM逻辑电路和栅极驱动电路具有传输信号延迟，初级功率开关关断具有延迟和作为初级功率开关的MOSFET的漏极的寄生效应或作为初级功率开关的NPN三极管集电极的寄生效应。此外，峰值电流其检测精度随着温度，电压，IC工艺，PCB布线和与外围元件值相关的寄生源的变化而降低。反激式变换器30通过使主功率开关管44的工作频率(f_OSC)的变化与电感值(L_P)的变化成反比来补偿初级电感的实际值与其标称的额定值的偏差。反激式变换器30使用自适应电流限制器43和控制环路48探测和控制初级电感39的峰值电流来补偿信号传输延迟和寄生效应，使峰值电流探测变得简单。此外，反激式变换器30为降低成本，使用初级控制的发射极开关结构。

图5中的反激式变换器30通过两种工作模式输出恒定的电流和电压，分别为恒定(峰值)电流模式和恒定电压模式。变压器36其初级绕组39具有Np匝数，次级绕组40具有Ns匝数，辅助绕组41具有Na匝数。在图5中的次级电阻60代表变压器36其铜线绕组的阻性损耗。反激式变换器30具有次级整流器61，输出电容62和控制IC 38。控制IC 38为峰值电流模式脉宽调制控制器。控制IC 38启动的初始能量由电阻63和电容64提供。当反激式变换器30稳定后，变压器36其辅助绕组41通过整流器65为控制IC 38提供能量。

变压器36初级的控制IC 38的反馈端FB其打线焊盘66接收反映次级绕组40输出电压(V_OUT)的信号。辅助绕组41的端电压(V_AUX)67经过电阻分压网络得到反馈端FB其打线焊盘66端的辅助反馈信号52，此电阻分压网络包括第一个反馈电阻(R_FB1)68和第二个反馈电阻(R_FB2)69。辅助反馈信号52也用于计算初级电感的导通时间和实际的斜坡上升时间。

图5中的反激式变换器的具体实现电路中包含外接的功率控制元件例如NPN三极管37，其应用在需要较高的输出功率或较高的开关频率的情况。NPN三极管37的基极耦合到一个二极管70和一个电阻71。在低功率应用中反激式变换器30的具体实现电路中并不包含外接的三极管，MOSFET功率开关管或电流感应电路，这些都集成在控制IC 38中。

图5中，NPN三极管37与采用发射极开关结构的控制IC 38协同工作。外接的NPN三极管37作为初级绕组39的开关。在这种结构中，控制IC 38中集成的电路驱动外接NPN三极管37的发射极。在其它的实现电路中，为了进一步增加功率控制能力和开关频率，使用外接的MOSFET替代NPN三极管37作为主开关。通常，三极管的频率特性受到基极充电/放电时间的限制，其高功率特性受到基极驱动电阻的限制。因此，NPN三极管37对于不需要非常高的功率和开关频率的应用非常适合。

现有的技术中，采用感应电阻来检测初级电感峰值电流，此方法不切合实际，因为流过感应电阻的电流等于NPN发射结的电流，此电流由流过集电极的实际的电感电流和NPN三极管37的基极电流组成。尽管使用三极管增加了复杂程度，并且三极管由于其自身特点具有电流增益(Beta)和饱和等效应，此效应会产生额外的误差项，但在应用中仍想使用NPN三极管替代MOSFET，这是因为三极管的成本远远低于高压MOSFET。电流增益和饱和等效应难于控制，并随着工艺，温度，电压和外围元件值的变化而有相当大的变化。

图6为控制IC 38详细的电路图。控制IC 38包含自适应电流限制器43，其用于补偿探测初级电感39峰值电流(IP)时产生的控制误差。在不影响性能的基础上，自适应电流限制器43为纠正峰值电流探测具有的误差提供低成本解决方案。

尽管系统中具有各方面的变化，但是自适应电流限制器43使得初级电感39的峰值电流(IP)恒定。控制环路48调节内部功率MOSFET 44的关断时间，使初级电感39其电流总的斜坡上升时间(T_RAMP)精确的对应于初级电感电流斜坡上升到预先设定的峰值限制电流(I_LIM)的时间。总的斜坡上升时间(T_RAMP)包括：(a)内部集成的主功率开关管44的导通时间，(b)NPN三极管37的基极放电时间，和(c)NPN三极管37集电极电压上升时间。总的斜坡上升时间被调整为流过初级绕组39的电流斜坡上升到所限制的峰值电流的一半所需时间的两倍。在此例中使用2：1的比例，但是在其它的实现电路中可以使用其它的比例。在许多实际的应用中，考虑到精度性和具体的实现方法(例如器件布局的匹配)，2：1的比例其效果很好。其它合适的比例，例如3：1可以在需要特殊应用的场合中使用。控制环路48自动地促使初级电感39其实际的电流斜坡上升时间等于参考时间。

虽然系统的不一致性会使电感的峰值电流不同，但是有很多其他的应用并不需要维持非常恒定的电感峰值电流。AC/DC电源转换器和适配器中，不需要维持非常恒定的电感峰值电流的一种应用是通过限制输出电流或输出功率来保护其不进入误状态。这种应用并不需要像AC/DC离线充电器一样将输出电流调整的非常精确。

内部集成的调整器72为控制IC 38提供电源电压和参考电压V_REF。在具体实现电路中，当电路启动时会通过电阻63和电容64产生15伏的电压V_DD，电路启动后辅助绕组41和整流器65会维持电压V_DD，此电压输入调整器72，然后输出5伏电源电压为自适应电流限制器43供电。欠压锁定电路73监控为控制IC 38供电的电压V_DD，当电压V_DD超过欠压锁定电路73开启阈值电压时，控制IC 38正常工作。此例中，欠压锁定电路73开启阈值电压为19伏，欠压锁定电路73关断阈值电压为8伏。如果电压V_DD降低到欠压锁定电路73关断阈值电压，控制IC 38将停止工作。变压器36其次级绕组40的输出电压的反映信号，通过辅助绕组41和反馈端FB其打线焊盘66，反馈到控制IC 38。辅助反馈信号52与调整器72产生的参考电压V_REF相比较，输出误差信号，此误差信号通过前置放大器74放大，经取样器75取样，反馈到PWM误差放大器76，此放大器对误差信号进一步放大，输出经过两次放大的输出信号77。电阻78，电容79和80组成PWM误差放大器76的内部补偿网络。PWM误差放大器76的输出信号77输入到误差比较器81，此误差比较器81作为反激式变换器30恒压模式的脉宽调制比较器。

除了前置放大器74，辅助反馈信号52通过反馈端FB其打线焊盘66输入到振荡器42和频率调制器(简称“FMOD”)82。FMOD 82感应辅助反馈信号52的电压值，输出振荡器42所需的偏置电流。FMOD 82输出的偏置电流随辅助反馈信号52电压值的变化而变化，因此当反激式变换器30其输出电压变化时，振荡器的频率会随着调整，从而维持输出电流恒定。振荡器42包含一个用于检测实际的初级绕组39中电流斜坡上升时间(T_RAMP)的T_RAMP探测电路。T_RAMP探测电路通过辅助绕组41的端电压(V_AUX)67经过分压电阻68和69得到的电压来决定总的斜坡上升时间。振荡器42输出脉宽调制电路所需的频率，用于驱动主功率开关管44。

辅助反馈信号52的电压由辅助绕组41其电感值与初级电感39和次级电感40的电感值的比例决定，用于作为振荡器42的参考电压。因此，除了峰值电流(I_P)，振荡频率(f_OSC)还补偿初级电感39其电感值的变化。除了图6的具体电路外，还可以使用其它可替换的结构优化振荡器42的特性，来补偿变压器36其初级电感值的变化。

PWM逻辑电路45利用两种模式产生所需的脉冲宽度调制波形：(a)当调整输出电压时，采用电流模式PWM控制，和(b)当调整输出电流时，采用每周期自适应电流限制模式。Nchon信号57由PWM逻辑电路45输出，输入到栅极驱动电路46。栅极驱动电路46为相对高速的MOSFET栅驱动电路。栅极驱动电路46输出电感开关控制信号56，此信号输入到主功率开关管44和更小比例的内部MOSFET 83。更小比例的内部MOSFET 83和电阻84组成电流感应电路。被感应的电流信号经过电流感应放大器85放大，然后转换成电压信号。此电压信号通过误差比较器81与PWM误差放大器76的输出信号77相比较。误差比较器81输出调整信号86，其用于设定主功率开关管44的导通时间。在恒压工作模式下，当反激式变换器30的输出电流低于最大的输出限制电流，调整信号86用于恒压输出调整。在恒流工作模式下，输出电流的调整功能由自适应电流限制器43实现，当输出电流(I_OUT)达到预先设定的峰值限制电流(I_LIM)时，自适应电流限制器43限制初级电感39的峰值电流(I_P)。自适应电流限制器43使峰值电流值与温度，输入线电压，IC和外围元件值的变化和PCB布局的不一致性无关。

PWM误差放大器76的输出信号77输入到线修正电路87，产生线修正信号88，其值与输出信号77成比例。线修正信号88用于调整辅助反馈信号52的电压，来补偿反激式变换器30充电器线串联电阻引起的输出电压的损失。线电阻补偿技术在线的末端提供合理精确的固定电压，线末端为反激式变换器30与被充电和被供电的设备例如手机或便携式多媒体播放器相连端。输出电压的损失是由于负载端的电压会有一个I·R电压降，此电压降为线上有限的串联电阻与电源的输出电流的乘积。初级控制反激式功率变换器30通过由次级绕组40的电压反映到辅助绕组41而得到的反馈电压来调整输出电压(V_OUT)，但是这个反映电压并不包括由于有限的线电阻而引起的I·R电压误差。在恒压工作模式，PWM误差放大器76的输出与反激式变换器30的输出电流成比例。因此输出信号77可以用于产生线修正信号88，此线修正信号88可以被应用到反馈输入端或前置放大器74的参考电压输入端来补偿线电阻。在图6的具体实现电路中，修正信号被应用到前置放大器74的反馈输入端，但是在其它可替换的实现电路中，修正信号还可以简单的应用到参考电压输入端。

图7更详细的描述控制IC 38中的振荡器42。振荡器42包含电压比较器89，延迟元件90，T_RAMP探测电路91，三个电流源92，93和94，和振荡器计时电容(C_OSC)95。T_RAMP探测电路91通过辅助反馈信号52决定总的斜坡上升时间，此反馈信号为辅助绕组41其端电压(V_AUX)67经过分压电阻68和69得到的电压信号。T_RAMP探测电路91输出反馈信号(T_RAMP)51。反馈信号51输入到延迟元件90，产生延迟信号T_RAMPD。延迟信号T_RAMPD在反馈信号51产生后，经过T_D2延迟时间后产生。T_RAMP探测电路91包含一个由P沟道FET 97和98组成的电流镜96。当主功率开关管44导通并且初级电感39的电感电流50斜坡上升时，振荡器42通过电流镜96产生压控振荡电流I_VCO。压控振荡电流I_VCO的值可表示为：

其中M为电流镜96的增益。在一种实现电路中，增益M为1，I_VCO等于从反馈端FB其打线焊盘66流回的反馈电流I_FB。

振荡器计时电容95由电流源92产生的充电电流I_OSC充电。在此具体实现电路中，振荡器计时电容95由电流源93放电，其放电电流的值为充电电流值的四倍。因为充电电流源92在放电电流电流源93打开时并没有关闭，所以放电电流就变为充电电流的三倍，如图9。当主功率开关管关断时，FMOD使用与辅助反馈信号52的电压成比例的电压信号产生偏置电流。此偏置电流偏置电流源92。振荡器42由调整器72输出的5伏电源信号供电。

振荡器42为一个内部集成的RC振荡器，输出开关频率信号53，其频率f_OSC由振荡器计时电容95的电容值和振荡器电阻R_OSC的电阻值确定。振荡器的电阻可以表示为R_OSC＝V_FB/I_OSC，其中V_FB＝V_OUT·Na/Ns。振荡器42输出的开关频率信号53输入到PWM逻辑电路45。PWM逻辑电路45通过输入的开关频率信号53和脉宽发生器49输出的脉宽信号58输出Nchon信号57。开关频率信号53的频率f_OSC决定Nchon信号57脉冲出现的频率。

图8为辅助绕组41端电压(V_AUX)67，流过初级绕组39的电流(I_LP)和流过次级绕组的电流(I_S)的理想波形图，其中流过次级绕组的电流(I_S)为流过工作在不连续导通模式的次级整流器61的电流。主功率开关管44在T1时间导通，在T2时间关断，在T4时间再次导通。因此，T1和T4之间的时间为一个开关周期。T1和T2之间的时间为主功率开关管44导通时的斜坡上升时间(T_RAMP)。T2和T4之间的时间为主功率开关管44关断的时间。电流波形(I_S)所示，在T3时间，流过变压器36其次级绕组40的电流降低为零。

反馈信号51(即电压波形T_RAMP)反映初级电感39实际的斜坡上升时间，此时间通过辅助绕组41的端电压(V_AUX)67由振荡器42检测出。反馈端FB其打线焊盘66的辅助反馈信号52为振荡器42提供辅助绕组41的端电压(V_AUX)67的反映信号。如图8所示，当端电压(V_AUX)67变为负值并且反馈信号51(T_RAMP电压)升高时，初级电感电流(I_LP)开始上升。当初级电感电流(I_LP)到达其峰值(I_P)时，振荡器42检测到斜坡上升时间T_RAMP结束，辅助绕组两端的电压(V_AUX)会迅速的升高。

反激式变换器30的输出功率只由在不连续导通模式时初级电感39中储存的能量确定，由公式(2)所示，此式忽略效率带来的损耗：

P_OUT＝(V_OUT+V_D)·I_OUT＝1/2·I_P ²·L_P·f_OSC    (2)

其中V_D为次级整流器61两端的电压降，L_P为初级绕组39的电感值，I_P为初级绕组39的峰值电流，f_OSC为控制IC 38中振荡器42设定的振荡频率。忽略效率的损耗，反激式变换器30的输出电流可表示为：

当I_OUT小于初级绕组39所限制的峰值电流(I_P)时，反激式变换器30的输出电压V_OUT为正常调整电压。峰值电流的限定值在反激式变换器30进入工作模式之前预先设定。在恒定输出电流的工作模式，当输出电流要超过想要的恒定输出电流时，反激式变换器30的输出电压V_OUT将从正常工作时的调整电压降低为零。为了保持I_OUT恒定，振荡器42的开关频率(f_OSC)最好与电压(V_OUT+V_D)成比例减小，同时维持初级绕组39的峰值电流(I_P)恒定。但是由于峰值电流(I_P)的不一致性，开关频率(f_OSC)最好与峰值电流(I_P)成反比例变化，从而维持输出电流(I_OUT)恒定。

图9显示初级绕组39的电感值(L_P)如何被动态的测量使得尽管初级电感(L_P)发生变化，开关频率(f_OSC)也随着变化从而维持输出电流(I_OUT)恒定。图9中所描述的与下面各种公式相关。此外，下面将介绍一种产生与初级绕组39电感值(L_P)变化成反比变化的开关频率(f_OSC)的方法。其中，T_CHARGE表示“充电时间”，T_DISCH表示“放电时间”。

产生开关频率(f_OSC)的最终方法由公式11表述。图9中的部分波形图为控制IC 38中振荡器42的理想时序图。斜坡电压通过电流源对计时电容充放电得到。振荡器42中为振荡器计时电容C_OSC充电的电流为：

如图5，其中的Na为辅助绕组41的匝数，Ns为次级绕组40的匝数，R_FB1和R_FB2分别为反馈电阻68和69的电阻值，R_OSC为振荡器42中集成的电阻，此电阻用于产生偏置电流I_OSC，V_FB为反馈端FB其打线焊盘66的辅助反馈信号52的电压值。电压V_FB由两种工作情况得到：(a)当主功率开关管44关断并且次级绕组40中的电流大于零时，由端电压(V_AUX)67得到，其值等于(V_OUT·Na/Ns)·[R_FB2/(R_FB1+R_FB2)]，(b)当主功率开关管44导通时，控制IC 38控制电压V_FB，使其值近似为零。在此实现电路中，如图9所示，所选取的振荡器计时电容的放电电流为充电电流的三倍。在其它的实现电路中可以采用其它的比例。注意在图7中放电电流源93为充电电流源92的四倍，因此得到3：1的比例。振荡器频率(f_OSC)由以下公式表述：

其中V_CO(V_CO表示计时电容C_VCO的电压)是由另一个计时电容C_VCO和充电电流I_FB得到。当主功率开关管44导通，反馈端FB其打线焊盘66的辅助反馈信号52的电压被控制IC 38拉低到近似为零。此外，如图8所示，当主功率开关管44导通时，辅助绕组41两端的电压为负值，其值为：

因此,

和

因此，振荡器42的输出频率可由公式(4),(5)和(8)得出，其公式如(9)：

初级电感的伏秒可表示为：

V_IN·T_RAMP＝L_P·I_P,         (10)

得到振荡器42产生的开关频率的最终表达式为：

或

其中K为设计中的常数。

公式(12)说明振荡器42产生的开关频率(f_OSC)与电压(V_OUT+V_D)成正比，与初级绕组39的电感值(L_P)成反比。将公式(12)带入公式(3)得到：

I_OUT＝1/2·K·I_P.           (13)

公式(13)说明反激式变换器的输出电流与初级绕组39的电感值(L_P)无关。因此，所介绍的自适应控制开关频率f_OSC的方法使f_OSC与L_P成反比，有效的产生恒定的输出电流，其电流值不随初级电感值的变化而改变。

公式(13)还说明反激式变换器30精确的输出电流(I_OUT)可以通过精确的设定初级电感的峰值电流实现。一般情况，变换器的峰值电流(I_P)并没有精确的设定。例如，现有技术中的转换器25的峰值电流(I_P)使用固定的参考电压设定。如图2A所示(现有技术)，固定的参考电压由带隙基准电压经外接的电阻分压得到。电流感应电阻(R_CS)14感应流过初级电感的电流，将其转变成电压信号。当此电压达到参考电压，将触发电流限制比较器，此比较器将PWM逻辑复位，并关闭主开关12。这种设定最大初级电感电流的传统方法本身具有缺点。

图10为控制IC 38中自适应电流限制器43的控制环路48的工作和时序波形，其中I_BASE表示“NPN三极管37的基极电流”，T_START表示“电感电流开始斜坡上升的时间”，T_ILIM/₂表示“电感电流达到设定的峰值电流即ILIM/2的时间”。Nchon信号57为导通或关断内部MOSFET的栅驱动信号，此内部MOSFET与主功率开关管44功能相同。开关信号54(波形I_SW)为从外接的NPN三极管37的发射结流过控制IC 38其SW端打线焊盘99到达内部集成的主MOSFET开关44漏端的电流。电压波形V_SW为SW端打线焊盘99此点的电压。T_D1为Nchon信号57产生后到流过SW端打线焊盘99的电流I_SW实际上开始斜坡上升之间的延迟时间。此延迟时间(T_D1)为打开外接NPN三极管37(也就是图10中NPN 37)的开关延迟时间。流过SW端打线焊盘99的电流(I_SW)由两部分电流组成：(a)流过初级电感39的实际电流(I_LP)，此电流流过外接NPN三极管37的集电极和(b)NPN三极管37的基极电流。基极电流为失调电流，其使得开关信号54的电流(I_SW)从非零的值开始，如图10所示，在延迟时间(T_D1)结束时，电流(I_SW)有一个阶越的上升。除了NPN三极管37的基极电流外，还有其它的因素也会使流过初级电感39的电流(I_LP)与流过SW端打线焊盘99的电流不同，例如与主开关44漏端相关的寄生效应和传输延迟。

当振荡器42通过辅助反馈信号52探测到电感电流(I_LP)50开始斜坡上升时，振荡器42产生反馈信号(T_RAMP)51。而流过初级电感39的电感电流(I_LP)50停止上升的时间，在图10中用“FIRST TIME”注释。当反馈信号51产生，P沟道FET将导通，使得第一个固定的电流源(I₁)在第一个计时电容C1上积累电荷。第一个计时电容C1上电荷的斜坡积累速度为dV_C1/dt＝I/C1。振荡器42还输出T_RAMPD信号，其为反馈信号51的延迟信号。在第一个延迟(T_D1)结束后产生的第二个延迟时间(T_D2)结束时，振荡器42产生T_RAMPD信号。当T_RAMPD信号产生时，第二个P沟道FET将导通，使得第二个固定的电流源(I₂)在第二个计时电容C2上积累电荷。在图6中自适应电流限制器43的具体实现电路中，第二个计时电容C2的值为第一个计时电容C1的一半。在另一个可替代的实现方法中，第二个计时电容C2的值和第一个计时电容C1的值相同，第二个固定电流源(I₂)产生的电流为第一个电流源(I₁)产生的电流的两倍。这两种实现办法中，第二个计时电容C2上的电荷积累的速度精确为第一个计时电容C1上的电荷积累的速度的两倍。

如图10所示，当延迟信号T_RAMPD产生后，电荷开始在第二个计时电容C2上积累，经过基极电流补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)开始上升，此斜坡信号跟踪流过SW端打线焊盘99的开关信号54。开关信号54电流中的基极电流引起的误差部分已经从补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)中被去处。因此，补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)反映实际流过初级电感39和NPN三极管37集电极的电流(I_LP)。

在图6的自适应电流限制器43的具体电路中，补偿的斜坡信号通过使用耦合电容耦合SW端打线焊盘99的开关信号54来消除直流失调部分。在延迟信号T_RAMPD产生之前，耦合电容上的电荷通过一个开关保持为零。当补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)达到预先设定的初级绕组39其峰值电流的一半时，对第二个计时电容C2的充电暂停，电容C2的电压保持。在具体的实现电路中，I_SWCOMP达到1/2I_LIM的时间是通过比较相应端的电压(V_SWCOMP和1/2V_LIM)来确定。电容C2上保持的电压作为参考电压，用于确定补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)达到流过初级绕组39所限制的峰值电流的精确时间。

第一个计时电容C1一直充电直到第一个电容C1上的电压达到第二个计时电容C2上所保持的参考电压。计时信号55(也叫做电荷交叉信号Tcx)在当第一个计时电容C1上的电荷(V_C1)达到第二个计时电容C2上的电荷(V_C2)时产生。当计时信号55产生时，初级电感电流(I_LP)达到限制的峰值限制电流(I_LIM)，这是因为第一个计时电容C1的充电速度为第二个计时电容C2的一半。因此，产生计时信号55的时间就是达到所限制的峰值限制电流(I_LIM)的目标时间。

然后，反馈信号51的下降沿与计时信号55的上升沿相比较，反馈信号51的下降沿出现的时间为初级电感39的电流停止上升的时间，在此时间初级电感电流(I_LP)到达其峰值，并且辅助绕组两端电压(V_AUX)迅速升高。

如图6所示，PWM逻辑电路45使用自适应电流限制器43产生的脉宽信号58产生Nchon信号57。因此，Nchon信号57的脉冲宽度由自适应电流限制器43中的脉宽发生器49控制。脉宽信号58通过使用延迟锁定环结构的控制环路48将反馈信号51的下降沿与计时信号55的上升沿相比较。DLL类型的控制环路48包含一个鉴相器，其在反馈信号51的下降沿提前于计时信号55所要求的上升沿到来时，产生down脉冲，扩展反馈信号下降沿，从而增加信号Nchon信号57的占空比。通过延迟Nchon信号57的下降沿来增加其占空比，从而在下个开关周期增加流过初级电感39的峰值电流(I_P)。同理，当反馈信号51的下降沿滞后于计时信号55所要求的上升沿到来时，控制环路48中的鉴相器输出up脉冲，up脉冲通过提前反馈信号的下降沿，从而减小信号Nchon信号57的占空比。通过提前信号Nchon信号57的下降沿来降低占空比，从而在下个开关周期减小流过初级电感39的峰值电流(I_P)。因此控制环路48维持初级电感39的峰值电流(I_P)为预先设定的峰值限制电流I_LIM。

如图10所示，第二个延迟时间(T_D2)即反馈信号51和延迟信号T_RAMPD之间的延迟，只要第二个延迟时间小于补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)达到1/2I_LIM所需要的时间，其长短并不影响补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)达到预先设定的初级绕组39的峰值限制电流(I_LIM)的一半的时间。这是事实，因为第二个计时电容C2上的电压(V_C2)决定第一个计时电容C1上的电荷达到第二个计时电容C2上的参考电压(V_C2)的时间，此时间与补偿的斜坡信号到达1/2I_LIM的精确时间相对应。

自适应电流限制器43中的控制环路48调整计时信号55，使得计时信号55的上升沿和反馈信号51的下降沿同时到来时，初级电感39的峰值电流等于预先设定的峰值限制电流。控制环路48使峰值电流(I_P)与预先设定的峰值限制电流相一致，并且很大程度上不受输入线电压、温度、工艺的变化，元件的容差变化和PCB布板的不一致的影响。

可用另一种方法进一步阐述，内部集成的主MOSFET开关44在T1时间内导通，其时间为补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)到达1/2I_LIM的时间加上一段宽度可变化的时间(T_WIDTH)。此宽度可变化的时间为Nchon信号57的脉宽变化的时间。主功率开关管44在振荡器42产生的振荡频率(f_OSC)的每个周期到来时导通，在(T1+T_WIDTH)结束时关断，其中T_WIDTH由控制环路48调整，结果总的斜坡上升时间等于希望的斜坡上升时间，从而维持输出电流恒定。

图11为控制IC 38中的自适应电流限制器43更详细的说明图。自适应电流限制器43包括比较电路47，控制环路48和脉宽发生器49。脉宽发生器49包含单触发脉冲产生器100，其在Nchon信号57产生适当的脉冲宽度时产生一个脉冲。控制环路48包含一个鉴相器101，一个电荷泵102和环路滤波器103。控制环路48与延迟锁相环(DLL)相似，并使反馈信号51与计时信号55同步。鉴相器101包括两个D-flip-flops(D触发器)104和105和NAND(与非门)106。电荷泵102包括两个开关107、108，以及两个电流源109、110。环路滤波器103包括一个电阻111和一个电容112，时间误差信号59经过其滤波产生电压信号V_FILTER。脉宽发生器49中的单触发脉冲产生器100在当补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)达到参考电流1/2I_LIM时重置，当单触发计时器113计时结束时，被清零。单触发脉冲在一个时间段结束后产生，此时间段与时间误差信号59经过滤波产生的电压信号V_FILTER成反比，与反馈信号51下降沿到计时信号55上升沿之间的时间差成正比。

自适应电流限制器43还包含第一个计时电容(C1)114，第二个计时电容(C2)115，三个计时偏置电流源116-118，第一个比较器119，第二个比较器120，两个P沟道FET(场效应晶体管)121-122，一个N沟道FET 123，一个电容124和一个感应电阻(R_SENSE)125。第一个计时电容(C1)114的值为第二个计时电容(C2)115值的两倍。

当初级绕组39的电流(I_LP)开始上升并且反馈信号51已产生时，P沟道FET 121关断，计时偏置电流源117开始对第一个计时电容(C1)114充电。因此，如图10，第一个计时电容C1上的电荷(V_C1)开始斜坡上升。在第二个延迟时间(T_D2)结束后，延迟信号T_RAMPD产生，P沟道FET 122关断，从而计时偏置电流源118开始对第二个计时电容115充电。第二个计时电容115上电压的上升斜率为第一个计时电容114的两倍，因为第二个计时电容115的电容值为第一个计时电容114的一半。

当延迟信号T_RAMPD产生时，N沟道FET 123关断，基极电流补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)输入到第一个比较器119的正向输入端，此补偿的斜坡信号通过电容124去除开关信号54电流(I_SW)中的由外接NPN三极管37基极电流引起的直流失调电流而产生。然后，第一个比较器119将电压信号(V_SWCOMP)和1/2V_LIM信号进行比较，其中V_SWCOMP相对应补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)，1/2V_LIM信号由计时偏置电流源116和电阻126产生，其值与参考电流1/2I_LIM相对应。在其它的实现电路中，采用具有可感应电流的FET的电流比较器代替第一个电压比较器119，可直接将补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)和参考电流1/2I_LIM进行比较。当补偿的斜坡信号(I_SWCOMP)达到参考电流1/2I_LIM，第一个比较器119产生翻转信号，此信号关断P沟道FET 127，因此关断计时偏置电流源118。当计时偏置电流源118关断时，第二个计时电容115上的电荷(V_C2)保持不变。而第一个计时电容114上的电荷(V_C1)以第二个计时电容115一半的充电速率上升。第二个比较器120将第一个计时电容114上持续增加的电荷和第二个计时电容115上保持的电荷(V_C2)进行比较。当持续上升的电荷(V_C1)达到第二个计时电容115上保持的电荷(V_C2)，目标时间达到，第二个比较器120产生计时信号55。鉴相器101将计时信号55的上升沿作为初级电感39的电流(I_LP)等于预先设定的流过初级电感39的峰值限制电流的时间。

图11的具体实现电路中，第一个和第二个计时电容114-115的相对值用于产生计时信号55其正确的时序。其它的电路结构也可以使用从而得到正确时序。例如，可以使用同样大小的电容，同时第一个计时偏置电流源117产生的电流为第二个计时偏置电流源118产生的电流的一半。或者在计时电容和电流源都相同时，第二个比较器120在持续上升的电压(V_C1)为保持的电压(V_C2)的两倍时，才产生计时信号55。

在图11的具体实现电路中，由控制环路48产生的经过滤波的电压信号V_FILTER，作为时间误差信号59，用来反映反馈信号51的下降沿与计时信号55的上升沿之间的时差。当被补偿的斜坡信号I_SWCOMP上升到预先设定的固定的参考电流值1/2I_LIM的时候，电路产生计时信号55的上升沿。在另一种具体实现电路中，经过滤波后的电压信号V_FILTER用于调整由计时偏置电流源116和电阻126产生的基准电流1/2I_LIM。这样，第二个计时电容115上的电压将会和第一个计时电容114上的电压同时达到基准电压。在这样一种具体实现电路中，当反馈信号51的下降沿提前于计时信号55的上升沿到来时，参考电流值1/2I_LIM将会增大，从而表示需要增大初级电感的峰值电流(I_P)；相应地，当反馈信号51的下降沿滞后于计时信号55的上升沿到来时，参考电流值将会减小，从而表示需要减小初级电感的峰值电流(I_P)。

在另一种具体实现电路中，振荡器42的开关频率(f_OSC)将根据时间误差信号59来调整，从而使反激式变换器30产生恒定的输出电流I_OUT。如公式(5)所示，对于给定的振荡器计时电容C_OSC，可通过调整振荡器的充电电流I_osc来调整其开关频率。而I_osc的值可以通过改变芯片内部振荡器中的电阻Rosc来进行调整。上述公式(3)表明：I_OUT与振荡器42的开关频率(f_OSC)成比例。因此，根据时间误差信号59来调整开关频率(f_OSC)，从而在初级电感的峰值电流(I_P)变化的情况下，维持输出电流I_OUT的恒定，其中时间误差信号59是根据目标时间与反馈信号51的下降沿之间的延迟来产生。在公式(3)中，可注意到，输出电流I_OUT与初级电感39的峰值电流(I_P)的平方成比例，因此，为了维持输出电流(I_OUT)的恒定，开关频率(f_OSC)必须与峰值电流(Ip)的平方成反比地进行调整。

在更具体的实现电路中，为了维持输出电流(I_OUT)的恒定，PWM误差放大器76根据时间误差信号59自适应性地调整其输出范围，而时间误差信号59是根据目标时间与反馈信号51下降沿之间的延迟来产生。当反激式变换器30工作于正常的恒压模式时，PWM误差放大器76的输出信号77的电压值与输出电流(I_OUT)成比例。此外，在恒压模式下，主功率开关管44的导通时间，其由图8中的时间信号T_RAMP表示，是由电流感应放大器85的输出电压和PWM误差放大器76的输出信号77共同来控制。当输出电流增加时，PWM误差放大器76的输出信号77的电压值也相应增加，从而维持输出电压的恒定。

通常，主功率开关管44在每个时钟周期到来时导通，并且电流感应放大器85的输出电压信号将随着初级电感电流(I_LP)成比例的斜坡上升，而初级电感电流(I_LP)的斜坡上升速率为dI/dt＝V_P/L_P，其中Vp为初级电感两端的电压。当电流感应放大器85的输出电压信号达到PWM误差放大器76的输出信号77时，主功率开关管44关断。因此通过钳位误差比较器81输出的调整信号86,从而将初级电感的峰值电流(I_P)限制在某个最大值；通过调整调整信号86的钳位电压，从而对所限制的峰值电流(I_P)进行控制。由控制环路48产生的时间误差信号59将自适应地调整钳位电压，从而维持输出电流(I_OUT)恒定。在这种实现电路中，无论反激式变换器30调节输出得到恒定的电压还是恒定的电流，主功率开关管关断的时间，始终都是由电流感应放大器85输出的电压信号达到PWM误差放大器76的输出信号77的时间来决定的。当反激式变换器30工作于恒压模式的稳态条件下时，输出信号77的电压将会在低于钳位电压的正常范围内，而在恒流模式下，输出信号77的电压被钳位在最大值来限制峰值电流(I_P).在恒流模式下，控制环路48将自适应地调整钳位电压值从而控制T_RAMP的时间，来维持输出电流(I_OUT)恒定。

为了更好的阐述，本发明使用一些具体的实现电路来进行描述，但是本发明并不仅限于所提到的实现方法。例如，其他的具体实现电路可以使用自适应的初级电感补偿，而不是采用自适应初级电感峰值电流限制。而且，对于图5中外接的高压NPN三级管37采用射级开关的结构，其他的具体实现电路可以通过控制IC内部集成的高压功率开关，直接对初级绕组39进行驱动。另外，为了进一步提高功率处理能力以及反激式变换器30的开关频率，可以使用一个MOSFET代替三级管作为外部开关。

图12为PWM控制器IC 128的另一个可替代的实现电路。此控制器IC 128不包含内部主MOSFET开关、用于电流感应的小比例的MOSFET以及耦合到电流感应MOSFET上的电流感应电阻，也就是不包括图6中的主功率开关管44、内部MOSFET 83和电阻84。在这种实现电路中，其栅极驱动电路46的电流驱动能力对于大尺寸的MOSFET能更好的控制。

图13为使用图12中的控制器IC 128的反激式变换器30的另一个可替代的实现电路。此反激式变换器30的实现电路包含一个外部MOSFET 129和一个电流感应电阻130。

图14为采用控制器IC 38其集成电路封装131的反激式变换器30。此控制器IC 38仅使用辅助反馈信号52作为反馈信号来控制反激式变换器的输出电流以及输出电压，因此其集成电路封装只具有四个端口。封装的端口数的增加会使芯片成本相应提高。因此，与封装端口多于四个的控制器IC相比，采用以集成电路封装131来封装的控制器IC38成本更低。集成电路封装131只有四个端口：一个开关端口132,一个反馈端口133,一个电源端口134和一个地端口135。在图14的具体实现电路中，开关端口132通过结合线136与SW端打线焊盘99相连。开关信号54由开关端口132接收并通过结合线136传输到SW端打线焊盘99。当封装的形式不同时，开关端口132的形式也不同。对于方形平面封装，开关端口132是一个引脚；对于基板栅格阵列(LGA)，开关端口132是一个连接盘；对于针型栅格阵列(GPA)，开关端口132是一个针型管脚；对于双列直插式封装(DIP)或单列直插式封装，开关端口132是一个管脚。当集成电路的封装131采用球形栅格阵列封装方式并且控制IC 38采用倒装焊的方式进行封装时，开关端口132并不是通过结合线连接到SW端打线焊盘99上。在采用球形栅格阵列作为封装方案时，在SW端打线焊盘99处有个缓冲垫，开关端口132由一个引线球连接到缓冲垫。在不同的封装实现方式中，反馈端口133,电源端口134和地端口135同样可以是球形栅格阵列的一个连接球，方形平面封装的一个引脚，或者是基板栅格阵列(LGA)的一个连接盘，或者是针型栅格阵列(GPA)的一个针型管脚，或者是双列直插式封装(DIP)或单列直插式封装的一个管脚。在反馈端FB其打线焊盘66通过结合线137连接到反馈端口133的实施方案中，控制IC 38通过反馈端口133接收到一个可以反映次级绕组40输出电压(V_OUT)的信号。辅助反馈信号52由反馈端口133接收并通过结合线137传输到焊盘FB。

虽然上述的PWM逻辑电路45采用脉冲宽度调制产生Nchon信号57和电感开关控制信号56，但是可以使用变频脉冲调制代替恒定频率的PWM。在这种实现电路中，芯片使用频率变化的脉冲调制(PFM)的方式来产生Nchon信号57和电感开关控制信号56。

虽然上述的PWM逻辑电路45使用脉宽调制的方法产生Nchon信号57和电感开关控制信号56，但可以使用变频调制的方法代替固定频率的PWM。在另一个实现电路，使用脉冲频率调制(PFM)产生Nchon信号57和电感开关控制信号56。

图15为控制器集成电路38的另一种实现电路，其中电感开关控制信号56的脉冲宽度使用钳制信号138来调制，当Nchon信号57每个脉冲结束时钳制信号138起作用，而不是在每个脉冲结束时脉宽信号58起作用。当主功率开关44关断时，直接使用时间误差信号59的电压Vfilter来设置，而不是根据达到1/2Ilim的时间加上宽度可变的时间(Twidth)来结束Nchon信号57。Vfilter电压用于产生钳制信号138，其在恒流模式用于钳制脉冲的宽度。例如，当反激式变换器30在恒流模式时，对电池充电，钳制信号138钳制输出信号77为钳制电压Vclamp。当电池已经充满时，反激式变换器30进入恒定电压模式，输出信号77降低到钳制值之下，反激式变换器30的输出电压仅受PWM误差放大器76的控制并被调整到恒定的电压值。

开关信号54的峰值电流对应于流过初级电感39的峰值电流。图15的实现电路通过流过电流感应电阻84的电流测量开关信号54的峰值电流。电流感应放大器85通过放大电流感应电阻84上的电压降产生电流感应信号139。误差比较器81将电流感应信号139的电压与输出信号77的电压相比较，输出信号77由钳制信号138钳制或调整。主功率开关管44在振荡器42产生的开关频率(fosc)的每个周期导通，由误差比较器81输出的调整信号86控制其关闭。在图15的实现电路中，调整信号86在正确的时间结束Nchon信号57的脉冲，并不需要被脉宽信号58矫正。自适应电流限制器43并不包括脉宽发生器49，并不输出脉宽信号58。

因为误差比较器81将由流过电流感应电阻84的电流乘与电流感应放大器85的增益得到的电压与输出信号77的电压相比较，所以控制器集成电路38可以使用输出信号77的电压来调整流过电流感应电阻84的电流和流过初级绕组39的峰值电流。

图16为产生钳制信号138的自适应电流限制器43更详细的电路图。此实现电路与图11中的自适应电流限制器43一样包括比较电路47，相位检测器101，电荷泵102和环路滤波器103。但是，此电路使用钳制产生电路140代替电压控制脉宽发生器49。钳制产生电路140包括电流源(Iset)141，偏置电流源(Ibias)142，4个P沟道FET，3个N沟道FET，电阻(Rset)143和电阻(Rset/m)144。P沟道FET 146作为钳制元件产生钳制信号138。自适应电流限制器43输出钳制信号138到端点145，因此控制PWM误差放大器76输出到误差比较器81的最大的输出电压。计时误差信号在环路滤波器103上积累的电压为Vfilter，图16中自适应电流限制器43输出的钳制信号138的电压(Vclamp)可表示为：

Vclamp＝(Iset－m×Vfilter/Rset)×Rset

其中m为电阻143和电阻144的比例。比例m决定使用图16中的自适应电流限制器43能够调整的量。可以通过选择合适比例的m和电流Ilim来避免超过环路滤波器的共模范围。自适应电流限制器43输出的钳制电压Vclamp控制端点145的电压(V145)，其为：

V145＝Vgs+Vclamp，其等效于

V145＝Vgs+(Iset－m×Vfilter/Rset)×Rset，     (15)

其中Vgs为P沟道FET 146的栅源电压。

图17为图16中钳制产生电路140的另一种实现电路。此电路使用有源的钳制电路来消除工艺，温度变化对端点145的端点电压的影响。为了消除端点145的端点电压对于P沟道FET 146栅源电压的依赖，将运算放大器147与P沟道FET 146一起使用。只要运算放大器147的输出电压大于P沟道FET 146的栅源电压Vgs，V145＝Vclamp。

图18为阐述图15中控制器集成电路工作的波形图。图18显示，当电流感应信号139达到端点145上的钳制电压Vclamp时，调整信号86产生。端点145上的电压由PWM误差放大器76输出的误差放大器信号77的电压和自适应电流限制器143输出的钳制信号38的电压决定。自适应电流限制器143输出的钳制电压Vclamp会根据反激式变换器30工作在恒定电流模式或恒定电压模式发生变化。

图19为图3中反激式变换器在恒定电流和恒定电压模式工作时输出的峰值电流图。每个峰值代表每个开关周期反激式变换器30输出的电流。在恒定电流模式，通过降低钳制信号138的钳制电压Vclamp，从而电流感应信号139的电压更早的达到钳制电压Vclamp，调整信号86更早的产生，电感开关控制信号56的脉冲宽度更早结束，从而控制最大的输出电流。在对手机电池充电的例子中，充电在时间#1以恒流模式开始，在时间#9进入横压模式。例如，当反激式变换器输出电流达到与其相连的手机电池所允许的最大充电电流时，端点145的电压被钳制。随着不断的对手机电池充电，手机电池所需要的充电电流降低，反激式变换器30在时间#17降低峰值电流从而维持恒定的电压。

图20为反激式变换器输出电压对应输出电流的图形。与曲线在一起的数字对应图19中的每个周期的峰值电流。正常的充电过程从#1开始，在#17结束。错误状态出现在输出电压低于由虚线表示的阈值时。当输出电压低于错误的阈值时，钳制产生电路140关断输出电流，等待，然后再尝试开始对电池充电。

因而，各种改善，调整以及上述实现方法其特点的综合都归属于此发明的范围之内。

Claims (6)

1.一种实现恒定输出电流的初级控制的方法，其特征在于，其可以维持反激式变换器输出电流恒定，它包括：

a)使用反激式变换器辅助绕组两端的电压产生反馈信号；

b)通过比较计时电容上的电荷数决定目标时间；

c)使用目标时间和反馈信号下降沿之间的延迟得到误差信号；和

d)使用误差信号调整脉宽调制误差放大器的输出电压。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，其中的计时电容的电容值不同。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，其中步骤(b)中的目标时间是通过比较同样电容值上积累的电荷来决定，而计时电容的充电的电流不同。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，它进一步包括：

(e)将调整过的脉宽调制误差放大器的输出电压与电流感应放大器的输出电压相比较。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，它进一步包括：

e)放大感应电阻两端的电压；和

f)将放大的感应电阻两端电压与调整过的脉宽调制误差放大器的输出电压相比较。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，其中感应电阻两端的电压由流过反激式变换器的初级电感的电流决定，所述初级电感与辅助绕组磁耦合。