CN114930701A - 切换转换器的可调整省电模式阈值 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及一种系统(1400)，其包含经配置以提供输入电压(VIN)的输入电压节点(1442)。所述系统(1400)也包含负载(RLOAD)及耦合在所述输入电压节点(1442)与所述负载(RLOAD)之间的切换转换器(1450、1460)。所述切换转换器(1450、1460)经配置以基于所述输入电压(VIN)提供输出电压(VOUT)到所述负载(RLOAD)。所述切换转换器(1450、1460)包含栅极驱动器电路系统(1430)及耦合到所述栅极驱动器电路系统(1430)的电流模式控制电路(1470)。所述电流模式控制电路(1470)经配置以根据不同的操作模式输出控制信号到所述栅极驱动器电路系统(1430)，其中所述电流模式控制电路(1470)经配置以调整用于在不连续导通模式(DCM)与省电模式(PSM)之间切换的阈值(IPSM*)。

Description

切换转换器的可调整省电模式阈值
背景技术
消费电子装置及集成电路(IC)技术的激增已经导致IC产品的商品化。随着新的消费电子装置被开发及IC技术进步，新的IC产品商品化。消费电子装置中所需的一个实例IC产品是切换转换器。存在许多类型的切换转换器及输出电压调节策略。在一个实例切换转换器中，使用电流模式控制及不同的操作模式来调节输出电压，以改进在不同负载条件中的切换转换器效率。正在努力进一步改进切换转换器效率。
发明内容
根据本公开的至少一个实例，一种系统包括经配置以提供输入电压的输入电压节点。所述系统也包括负载及耦合在所述输入电压节点与所述负载之间的切换转换器。所述切换转换器经配置以基于所述输入电压提供输出电压到所述负载。所述切换转换器包括栅极驱动器电路系统及耦合到所述栅极驱动器电路系统的电流模式控制电路。所述电流模式控制电路经配置以根据不同的操作模式输出控制信号到所述栅极驱动器电路系统，其中所述电流模式控制电路经配置以调整用于在不连续导通模式(DCM)与省电模式(PSM)之间切换的阈值。
根据本公开的至少一个实例，一种用于切换转换器的控制电路包括栅极驱动电路系统及耦合到所述栅极驱动器电路系统的电流模式控制电路。所述电流模式控制电路包括具有参考电压输入及反馈电压输入的运算放大器。所述电流模式控制电路也包括耦合到所述运算放大器的输出的电压/电流转换器。所述电流模式控制电路也包括耦合到所述电压/电流转换器的输出的箝位电路。所述电流模式控制电路也包括耦合到所述箝位电路以提供较低箝位值的偏压电路，其中所述较低箝位值可依据所述切换转换器的输入电压及输出电压而调整。
根据本公开的至少一个实例，一种切换转换器电路包括栅极驱动器电路系统及耦合到所述栅极驱动器电路系统的电流模式控制电路。所述电流模式控制电路经配置以根据不同的操作模式输出控制信号到所述栅极驱动器电路系统，其中所述电流模式控制电路经配置以调整用于在DCM与PSM之间切换的阈值。所述电流模式控制电路包括偏压电路，所述偏压电路经配置以基于所述输入电压及所述输出电压来调整所述阈值。所述电流模式控制电路也包括耦合到所述偏压电路的箝位电路，其中所述箝位电路经配置以基于所述阈值将输入信号箝位在较低箝位值。
附图说明
针对各种实例的详细描述，现在参考附图，附图中：
图1是根据一些实例的切换转换器的图；
图2是展示根据不同实例的依据切换转换器输入电压及输出电压而变化的纹波电流的曲线图；
图3是根据一些实例的具有可调整省电模式阈值(IPSM*)以转变到省电模式(PSM)及从省电模式(PSM)转变的切换转换器的示意图；
图4是根据一些实例的提供降压转换器的IPSM*的偏压电路的示意图；
图5是展示根据一些实例的依据降压转换器的输入电压而变化的纹波电流及IPSM*的曲线图；
图6是根据一些实例的提供升压转换器的IPSM*的偏压电路的示意图；
图7是展示根据一些实例的依据升压转换器的输入电压而变化的纹波电流及IPSM*的曲线图；
图8A是根据一些实例的提供降压/升压转换器的IPSM*的偏压电路的示意图；
图8B是根据一些实例的用于图8A的偏压电路的电流源电路的示意图；
图9是展示根据一些实例的依据降压/升压转换器的输入电压而变化的纹波电流及IPSM*的曲线图；
图10是根据一些实例的提供升压转换器的IPSM*的另一偏压电路的示意图；及
图11是展示根据一些实例的依据升压转换器的输入电压而变化的纹波电流及IPSM*的曲线图；
图12A到12C是展示根据一些实例的在具有及没有IPSM*的情况下切换转换器的模式转变的时序图；
图13A到13C是展示根据一些实例的在具有及没有IPSM*的情况下依据负载电流而变化的效率的曲线图；及
图14是根据一些实例的使用IPSM*的系统的图。
具体实施方式
本文公开具有可调整省电模式(PSM)阈值以调整到PSM的转变及从PSM的转变的切换转换器拓扑。在一些实例中，在具有栅极驱动器电路系统及耦合到栅极驱动器电路系统的电流模式控制电路的切换转换器中使用可调整PSM阈值。在一些实例中，电流模式控制电路经配置以根据不同的操作模式输出控制信号到栅极驱动器电路系统，其中电流模式控制电路经配置以调整用于在不连续导通模式(DCM)与省电模式(PSM)之间切换的阈值(在本文中有时称为可调整PSM阈值或IPSM*)。更具体来说，在一些实例中，电流模式控制电路包含偏压电路，所述偏压电路经配置以基于切换转换器的输入电压及输出电压来调整所述阈值。电流模式控制电路也包含耦合到偏压电路的箝位电路，其中箝位电路经配置以基于所述阈值将输入信号箝位在较低箝位值。
在一些实例中，到箝位电路的输入信号基于电流模式控制电路的第一运算放大器的输出，其中第一运算放大器经配置以将参考电压与同切换转换器的输出电压成比例的反馈电压进行比较。在一些实例中，使用电压/电流转换器将运算放大器的输出转换为箝位电路的输入信号。箝位电路的输出基于上箝位阈值被箝位在最大值，且基于可调整PWM阈值被箝位在最小值。箝位电路的输出通过电流模式控制电路的比较器与切换转换器的输入电压进行比较。比较器的输出以及关断(TOFF)信号一起用于产生栅极驱动器电路系统的控制信号，例如脉宽调制(PWM)信号。栅极驱动器电路系统使用控制信号来产生栅极驱动信号到切换转换器的开关。
在不同实例中，可调整PSM阈值与对应于降压转换器、升压转换器或降压/升压转换器的切换转换器一起使用，所述切换转换器具有使用峰值电流或平均电流分析以供输出电压调节的电流模式控制电路。而且，在一些实例中，切换转换器的输出处的负载可为USB电力传输适配器或无线充电器。为了提供更好的理解，各种可调整PSM阈值问题以及相关电路及系统使用下图进行描述。
图1是根据一些实例的切换转换器100的图。在图1中，切换转换器100是具有固定PSM阈值(IPSM)而不是可调整PSM阈值的降压转换器的实例。如展示，切换转换器100包含在输入电压(VIN)节点120与接地节点122之间的高侧开关(S1)及低侧开关(S2)。在S1与S2之间的是开关节点116，所述开关节点116耦合到在开关节点116与输出节点118之间的输出电感器(LOUT)。而且，输出电容器(COUT)耦合在输出节点118与接地节点122之间，以存储电荷且在输出节点118处提供输出电压(VOUT)。VOUT可供负载(未展示)使用。
为了引导S1及S2，切换转换器100包含各种组件，所述组件包含经配置以提供与VOUT成比例的反馈电压(VFB)的分压器(R1及R2)。如展示，VFB及参考电压(VREF)是到运算放大器102的输入，其中运算放大器102的输出是VREF-VFB的函数，且被提供到电压/电流转换器104。而且，电阻器(R3)及电容器(C1)耦合在运算放大器102的输出节点124与接地节点之间，其中R3及C1提供补偿以维持环路稳定性。电压/电流转换器104输出由箝位电路106箝位的电流斜坡，其中IPSM控制箝位电路106的较低箝位值，且其中第二阈值(ICLIM)控制箝位电路106的上箝位值。来自箝位电路106的输出是来自电压/电流转换器104的电流斜坡输出的箝位版本。
如展示，箝位电路106的输出被输入到比较器108，所述比较器108将来自箝位电路106的箝位电流与从电流感测电路126输出的电流斜坡(从VIN到S1路径感测的电流斜坡)进行比较。提供比较器108的输出到控制逻辑112，所述控制逻辑112经配置以基于比较器108的输出及TOFF信号提供控制信号至栅极驱动器电路系统114。TOFF信号由关断时间电路110提供。
在图1的实例中，用于提供控制信号到栅极驱动器电路系统114的各种组件(例如，R1、R2、运算放大器102、R3、C1、电压/电流转换器104、箝位电路106、比较器108、关断时间电路110及控制逻辑112)是电流模式控制电路的部分。凭借IPSM，PSM与另一模式(例如，DCM)之间的转变效率受到影响，导致不希望的功率消耗、VOUT纹波及/或其它问题。
图2是展示根据不同实例的依据切换转换器输入电压及输出电压而变化的纹波电流的曲线图200。在图200的实例中，VOUT被设置为10V，且VIN变化。如展示，纹波电流取决于VIN而变化，其中小于10V下的VIN值对应于升压转换器场景，且其中10V或更大下的VIN值对应于降压转换器场景。
图3是根据一些实例的具有可调整PSM阈值(IPSM*)以转变到PSM及从PSM转变的切换转换器300的示意图。如展示，切换转换器300包含针对图1的切换转换器100表示的许多相同组件。图3的切换转换器300与图1的切换转换器100之间的差异在于包含切换转换器300的偏压电路302，其中偏压电路302经配置以提供IPSM*到箝位电路106。凭借IPSM*，切换转换器300的PSM与另一模式(例如，DCM)之间的转变效率相较于切换转换器100(其使用固定IPSM)改进，从而导致改进的功耗、减少的VOUT纹波及/或其它改进。
图4是根据一些实例的提供降压转换器的IPSM*的偏压电路400(例如，图3中的偏压电路302)的示意图。如展示，偏压电路400包含电压供应节点420及耦合到电压供应节点420的第一电流源402。偏压电路400也包含第一晶体管(Q1)，所述第一晶体管(Q1)具有耦合到第一电流源402的第一电流端子且具有耦合到接地节点422的第二电流端子。偏压电路400也包含耦合到电压供应节点420的第二电流源404。偏压电路400也包含第二晶体管(Q2)，所述第二晶体管(Q2)具有耦合到第二电流源404的第一电流端子且具有耦合到Q1的第一电流端子及控制端子的第二电流端子，其中Q2的控制端子耦合到Q2的第一电流端子。偏压电路400也包含耦合在Q2的第二电流端子与接地节点422之间的第三电流源406。
在图4的实例中，偏压电路400也包含第三晶体管(Q3)，所述第三晶体管(Q3)具有耦合到电压供应节点420的第一电流端子，具有耦合到Q2的控制端子的控制端子，且具有第二电流端子。偏压电路400也包含耦合在Q3的第二电流端子与接地节点422之间的第四电流源408。偏压电路400也包含第四晶体管(Q4)，所述第四晶体管(Q4)具有第一电流端子，具有耦合到Q3的第二电流端子的控制端子，且具有耦合到接地节点422的第二电流端子。偏压电路也包含耦合到Q4的第一电流端子的电流镜(由图4中的MP1及MP2形成)，其中电流镜的输出为IPSM*。在一些实例中，Q1到Q4是双极结晶体管(BJT)，且MP1及MP2是PMOS晶体管，如图4中表示。
在操作中，偏压电路400经配置以基于切换转换器(例如，图3的切换转换器300)的VIN及VOUT调整IPSM*。更具体地说，当来自电流源402的第一电流(I1＝VIN/R-VOUT/R)被注入Q1的集电极端子时，接着Q1在节点410处产生约等于VT*ln(I1/ISAT)的基极-发射极电压(VBE1)，其中VT是BJT的热电压，且ISAT是BJT的饱和电流。当来自电流源404的第二电流(I2＝VOUT/R)被注入Q2的集电极端子时，接着Q2产生等于VT*ln(I2/ISAT)的基极-发射极电压(VBE2)。因此，节点411处的电压约等于VBE1+VBE2，其约等于VT*[ln(I1*I2)/ISAT/ISAT]。当第三电流(I3＝VIN/R)由电流源408注入Q3的集电极端子时，接着Q3产生等于VT*ln(I3/ISAT)的基极-发射极电压(VBE3)。这在节点412处产生约等于VBE1+VBE2-VBE3的电压，其约等于VT*ln(I1*I2/I3/ISAT)。Q4的基极-发射极电压为VBE4，其等于存在于节点412处的电压。根据VBE4确定Q4的集电极电流，使得Q4的集电极电流约等于ISAT*exp(VBE4/VT)，其等于I1*I2/I3。Q4的集电极电流以0.75*T*R/L的比作为IPSM*镜射到MP2的漏极。所以IPSM*等于VAR*T*R/L*I1*I2/I3，其为0.75*T/L*VOUT*(VIN-VOUT)/VIN，其中T是切换转换器(例如，图3中的切换转换器300)的切换周期，L是切换转换器的LOUT的电感，且VAR是T及L的方差比。换句话说，偏压电路400经配置以提供IPSM*为
Figure BDA0003717326020000051
Figure BDA0003717326020000052
其中K是按比例缩放因子(例如，基于T、L以及T及L的方差值)。
图5是展示根据一些实例的依据降压转换器的VIN而变化的纹波电流及IPSM*的曲线图500。在曲线图500中，纹波电流(IRP_CALC)及IPSM*(IPSM*_CALC)表示为随VIN增加而增加，其中IRP_CALC高于IPSM*_CALC。
图6是根据一些实例的提供升压转换器的IPSM*的偏压电路600的示意图。如展示，图6的偏压电路600类似于图4的偏压电路400，除了图6中的电流源602、604、606及608提供相较于图4中的类似定位的电流源402、404、406及408不同的电流外。更具体地说，电流源602耦合到电压供应节点620，且提供第一电流(I1＝VOUT/R–VIN/R)。电流源604也耦合到电压供应节点620，且提供第二电流(I2＝VIN/R)。电流源606耦合在Q2与接地节点422之间，且提供第三电流(I3＝2*VIN/R)。电流源608耦合在Q3与接地节点622之间，且提供第四电流(I4＝VOUT/R)。凭借偏压电路600，IPSM*经计算为：
Figure BDA0003717326020000061
其中T是切换转换器(例如，图3中的切换转换器300)的切换周期，L是切换转换器的LOUT的电感，R是预定电阻值(以产生合适的I1到I3且确保Q1到Q4在恰当的区域中操作)，且VAR是T及L的方差比。换句话说，偏压电路600经配置以提供IPSM*为：
Figure BDA0003717326020000062
其中K是按比例缩放因子(例如，基于T、L及VAR)。
图7是展示根据一些实例的依据升压转换器的输入电压而变化的纹波电流及IPSM*的曲线图700。在曲线图700中，纹波电流波形(IRP_CALC)及IPSM*波形(IPSM*_CALC)表示为初始随VIN增加而增加，接着减小，其中IRP_CALC高于IPSM*_CALC。
图8A是根据一些实例的提供降压/升压转换器的IPSM*的偏压电路的示意图。如展示，图8A的偏压电路800类似于图4的偏压电路400，除了图8A中的电流源802、804、806及808提供相较于图4中的类似定位的电流源402、404、406及408不同的电流外。更具体地说，电流源802耦合到电压供应节点820，且提供第一电流(I1＝VMAX/R–VMIN/R)。电流源804也耦合到电压供应节点820，且提供第二电流(I2＝VMIN/R)。电流源806耦合在Q2与接地节点822之间，且提供第三电流(I3＝2*VMIN/R)。电流源808耦合在Q3与接地节点822之间，且提供第四电流(I4＝VMAX/R)。凭借偏压电路800，IPSM*经计算为：
Figure BDA0003717326020000063
其中T是切换转换器(例如，图3中的切换转换器300)的切换周期，L是切换转换器的LOUT的电感，R是预定电阻值(以产生合适的I1到I3且确保Q1到Q4在恰当的区域中操作)，且VAR是T及L的方差比。换句话说，偏压电路600经配置以提供IPSM*为：
Figure BDA0003717326020000071
其中VMIN是VIN及VOUT的最小值，VMAX是VIN及VOUT的最大值，且K是按比例缩放因子，其中K是按比例缩放因子(例如，基于T、L及VAR)。
图8B是根据一些实例的用于图8A的偏压电路800的电流源电路830的示意图。如展示，电流源电路830包括经配置以比较VOUT与VIN的比较器832。比较器832的输出以交替方式(例如，使用反相器834来反相来自比较器832的信号输出)控制开关(S3及S4)。凭借电流源电路830，当VOUT高于VIN时，来自电流源836的电流值(VOUT/R)输出为VMAX/R。而且，当VOUT高于VIN时，来自电流源838的电流值(VIN/R)输出为VMIN/R。另一方面，当VOUT小于VIN时，来自电流源836的VOUT/R输出为VMIN/R。而且，当VOUT小于VIN时，来自电流源838的VIN/R输出为VMAX/R。接着，由图8B中的电流源电路830输出的MAX/R及VMIN/R值可供在图8的偏压电路800中使用。
图9是展示根据一些实例的依据降压/升压转换器的输入电压而变化的纹波电流及IPSM*的曲线图900。在曲线图900中，纹波电流波形(IRP_CALC)及IPSM*波形(IPSM*_CALC)表示为初始随VIN增加而增加，接着在升压场景期间减小，直到在VIN＝VOUT处达最小值。随VIN不断增加，IRP_CALC及IPSM*_CALC在降压场景期间增加，其中IRP_CALC高于IPSM*_CALC。
图10是根据一些实例的提供升压转换器的IPSM*的另一偏压电路1000的示意图。如展示，偏压电路1000包含与图4中的Q1到Q4及电流源402、404、406及408具有相同布置的Q1到Q4、电流源1002、1004、1006及1008。偏压电路1000也包含与图4中的电压供应节点420及接地节点422具有相同布置的电压供应节点1020及接地节点1022。在图10的偏压电路1000中，添加偏压电流(IB)及NMOS装置(MN1、MN2、MN3)，其中IB由电流源1010A到1010C提供。凭借图10的布置，IB及MN1到MN3用于补偿基极电流。
图11是展示根据一些实例的依据降压转换器的VIN而变化的纹波电流及IPSM*的曲线图1100。在曲线图1100中，纹波电流(IRP_CALC)及IPSM*(IPSM*_CALC)表示为随VIN增加而增加，其中IRP_CALC高于IPSM*_CALC。
图12A到12C是展示根据一些实例的在具有及没有IPSM*的情况下的切换转换器的模式转变的时序图1200、1210及1220。在图12A的时序图1200中，VOUT调节到5V。在图12B的时序图1210中，VOUT调节到9V。在图12C的时序图1220中，VOUT调节到12V。在图12A到12C的时序图1200、1210、1220中，表示VOUT纹波，其中VOUT纹波对应于不同模式(例如，PSM、DCM、CCM)中的ac峰值-峰值VOUT。
在图12A到12C的实例中，PSM及DCM中的VOUT方差取决于PSM控制方法。然而，应了解，凭借一些PSM控制方法，VOUT在PSM及DCM中保持相同。在图12A的时序图1200及图13A中的曲线图1300中，当使用IPSM*而不是固定IPSM时，对于VOUT＝5V，在PSM中，VOUT纹波较小，且效率稍小。在图12B的时序图1210及图13B中的图1310中，当使用IPSM*而不是固定IPSM时，对于VOUT＝9V，在PSM中，VOUT纹波稍大，且效率较高。在图12C的时序图1220及图13C中的曲线图1320中，当使用IPSM*而不是固定IPSM时，对于VOUT＝12V，在PSM中，VOUT纹波稍大，且效率较高。
图14是根据一些实例的使用IPSM*的系统1400的图。如展示，系统1400包含切换转换器电路系统1450及用于切换转换器电路系统1450的一或多个电源开关(例如，S1或S2)的控制电路1460。在图14的实例中，切换转换器电路系统1450对应于降压转换器拓扑，其中S1是高侧开关，且S2是低侧开关。切换转换器电路1450也包含输出电感器(LOUT)及输出电容器(COUT)。在其它实例中，切换转换器电路系统350可具有升压转换器拓扑、降压/升压转换器拓扑或另一切换转换器拓扑。
如展示，S1及S2耦合在电池1440(在VIN节点1442处)或经配置以提供VIN的其它电源与接地节点1456之间。而且，LOUT的第一端耦合到S1与S2之间的开关节点1452。而且，LOUT的第二端耦合到输出节点1454。而且，COUT及负载(RLOAD)并联耦合在输出节点1454与接地节点1456之间。在切换转换器电路系统1450的第一阶段(S1导通，S2关断)中，电感器电流(IL)斜升。在第二阶段(S1关断，S2导通)中，IL斜降。为了调节输出节点1454处的VOUT，第一及第二阶段的时序由控制电路1460控制。当由电池1440提供的VIN下降及/或随负载变化时，控制电路1460调整第一及第二阶段的时序以考虑变化(例如，通过增加或减少受某些限制(例如最小关断时间)的第一阶段时间量)。
在图14的实例中，第一阶段及第二阶段的时序基于电流模式控制电路1470，所述电流模式控制电路1470包含图1及3中介绍的各种组件，包含提供IPSM*的偏压电路302，如本文所描述。在不同实例中，偏压电路302对应于图4中的偏压电路400、图6中的偏压电路600、图8中的偏压电路800或图10中的偏压电路1000。凭借IPSM*，电流模式控制电路1470调整依据VIN及VOUT而变化的PSM与DCM之间的转变。电流模式控制电路1470的输出是提供到栅极驱动器电路系统1430的导通信号(S_ON)，其中栅极驱动器电路系统1430经配置以提供高侧驱动信号(HG)到S1且提供低侧驱动信号(LG)到S2。
在一些实例中，栅极驱动器电路系统1430包含耦合到驱动器电路1434的锁存器1432。例如，锁存器1432的Q及QN输出可被提供到驱动器电路1434，所述驱动器电路1434经配置以提供足够的电流来驱动S1及S2。因此，当锁存器1432接收S_ON时，栅极驱动器电路系统1430引导切换转换器电路系统1450转变到阶段2(S1关断，S2导通)。在一些实例中，锁存器1432是具有设置(S)输入节点及复位(R)输入节点的SR锁存器，其中R输入节点经配置以从导通时间定时器电路1410接收关断时间信号(SHOT)。
在一些实例中，系统(例如，图4中的系统1400)包含经配置以提供VIN的输入电压节点(例如，图14中的VIN节点1442)。系统也包含具有可变VOUT范围(例如0.8V到36V)的负载(RLOAD)。在一些实例中，RLOAD对应于USB电力传输适配器。在其它实例中，RLOAD对应于无线充电器。系统也包含耦合在输入电压节点与负载之间的切换转换器(例如，图14中的切换转换器电路系统1450及控制电路1460)，其中切换转换器经配置以基于VIN提供VOUT到负载。切换转换器包含栅极驱动器电路系统(例如，图14中的栅极驱动器电路系统1430)及耦合到栅极驱动器电路系统的电流模式控制电路(例如，图14中的电流模式控制电路1470)。电流模式控制电路经配置以根据不同的操作模式(例如，CCM、DCM及PSM，如本文描述)输出控制信号(例如，图14中的S_ON)到栅极驱动器电路系统，其中电流模式控制电路经配置以调整用于在DCM与PSM之间切换的阈值(例如，本文中的IPSM*)。
在一些实例中，电流模式控制电路1470包含偏压电路(例如，图3及14中的偏压电路302、图4中的偏压电路400、图6中的偏压电路600、图8中的偏压电路800、图10中的偏压电路1000)，所述偏压电路经配置以基于VIN及VOUT调整阈值。电流模式控制电路1470也包含耦合到偏压电路的箝位电路(例如，图3及14中的箝位电路106)，其中箝位电路经配置以基于所述阈值将输入信号箝位在较低箝位值。
在一些实例中，电流模式控制电路也包含电压/电流转换器(例如，图3及14中的电压/电流转换器104)，所述电压/电流转换器耦合到箝位电路且经配置以提供输入信号到箝位电路。在一些实例中，电流模式控制电路也包含耦合到电压/电流转换器的运算放大器(例如，图3及14中的运算放大器102)，其中运算放大器的输出被提供到电压/电流转换器，且其中运算放大器的输出基于参考电压(VREF)与同输出电压成比例的反馈电压(VFB)的比较。
在一些实例中，电流模式控制电路也包含比较器(例如，图3及14中的比较器108)，所述比较器具有：第一输入，其耦合到箝位电路的输出；及第二输入，其耦合电流感测电路，所述电流感测电路耦合到VIN-S1路径(从电压供应节点120到高侧开关的路径)。在一些实例中，电流模式控制电路也包含经配置以提供关断信号(TOFF)的关断时间电路(例如，图3及14中的关断时间电路110)。在一些实例中，电流模式控制电路也包含耦合到比较器及关断时间电路的输出的控制逻辑(例如，图3及14中的控制逻辑112)，其中控制逻辑的输出耦合到栅极驱动器电路系统。
在一些实例中，切换转换器是降压转换器，其中电流模式控制电路经配置以基于以下调整阈值：
Figure BDA0003717326020000101
其中VOUT为输出电压，VIN为输入电压，且K为按比例缩放因子。在一些实例中，切换转换器是升压转换器，其中电流模式控制电路经配置以基于以下调整阈值：
Figure BDA0003717326020000102
其中VOUT为输出电压，VIN为输入电压，且K为按比例缩放因子。在一些实例中，切换转换器是降压/升压转换器，其中电流模式控制电路经配置以基于以下调整阈值：
Figure BDA0003717326020000103
其中VMIN是输入电压及输出电压的最小值，VMAX是输入电压及输出电压的最大值，且K为按比例缩放因子。
在一些实例中，偏压电路包括包含电压供应节点(例如，图4、6、8及10中的电压供应节点420、620、820或1020)，以及耦合到电压供应节点的第一电流源(例如，图4、6、8及10中的电流源402、602、802或1002)。偏压电路也包含第一晶体管(例如，图4、6、8及10中的Q1)，所述第一晶体管具有耦合到第一电流源的第一电流端子且具有耦合到接地节点(例如，图4、6、8及10中的接地节点422、622、822或1022)的第二电流端子。偏压电路也包含耦合到电压供应节点的第二电流源(例如，图4、6、8及10中的电流源404、604、804或1004)。偏压电路也包含第二晶体管(例如，图4、6、8及10中的Q2)，所述第二晶体管具有耦合到第二电流源的第一电流端子且具有耦合到第一晶体管的第一电流端子及控制端子的第二电流端子，其中第二晶体管的控制端子耦合到第二晶体管的第一电流端子。偏压电路也包含耦合在Q2的第二电流端子与接地节点422之间的第三电流源(例如，图4、6、8及10中的电流源406、606、806或1006)。
在一些实例中，偏压电路也包含第三晶体管(例如，图4、6、8及10中的Q3)，所述第三晶体管具有耦合到电压供应节点的第一电流端子，具有耦合到第二晶体管的控制端子的控制端子，且具有第二电流端子。偏压电路也包含耦合在第三晶体管的第二电流端子与接地节点之间的第四电流源(例如，图4、6、8及10中的电流源408、608、808或1008)。偏压电路400也包含第四晶体管(例如，图4、6、8及10中的Q4)，所述第四晶体管具有第一电流端子，具有耦合到第三晶体管的第二电流端子的控制端子，且具有耦合到接地节点的第二电流端子。偏压电路也包含耦合到第四晶体管的第一电流端子的电流镜(例如，由图4、6、8或10中的MP1及MP2形成)，其中电流镜的输出为IPSM*。在一些实例中，第一、第二、第三及第四晶体管是BJT。而且，在一些实例中，电流镜由PMOS晶体管形成，如图4、6、8及10中表示。
在所提出的实例中，追踪不同VIN及VOUT的纹波电流的可调整PSM阈值(IPSM*)用于控制PSM与DCM之间的转变。这可针对具有宽范围的VIN及VOUT的切换转换器，实现VOUT纹波与效率之间的良好折衷。所提出的解决方案适合于所有电流模式DC/DC转换器(例如，峰值电流模式转换器、平均电流模式转换器、降压转换器、升压转换器及降压/升压转换器)。
某些术语已经在此描述及权利要求书通篇使用以指代特定系统组件。所属领域的技术人员将了解，不同方可通过不同名称指代组件。此文献不希望区分仅在名称上不同而非在其相应功能或结构上不同的组件。在本公开及权利要求书中，术语“包含”及“包括”以开放性方式使用，且因此应被解释为意指“包含但不限于……”。
在整明书通篇使用术语“耦合”。所述术语可涵盖实现与本公开的描述一致的功能关系的连接、通信，或信号路径。举例来说，如果装置A产生信号来控制装置B执行动作，那么在第一实例中，装置A通过直接连接耦合到装置B，或在第二实例中，装置A通过中介组件C耦合到装置B，前提是中介组件C未更改装置A与装置B之间的功能关系，使得装置B由装置A经由由装置A产生的控制信号而控制。
以上讨论意在说明本发明的原理及各种实施例。一旦完全了解以上揭示内容，所属领域的技术人员便将变得了解许多变型及修改。

Claims (21)

1.一种系统，其包括：
输入电压节点，其经配置以提供输入电压；
负载；
切换转换器，其耦合在所述输入电压节点与所述负载之间，其中所述切换转换器经配置以基于所述输入电压提供输出电压到所述负载，且其中所述切换转换器包括：
栅极驱动器电路系统；及
电流模式控制电路，其耦合到所述栅极驱动器电路系统且经配置以根据不同的操作模式输出控制信号到所述栅极驱动器电路系统，其中所述电流模式控制电路经配置以调整用于在不连续导通模式(DCM)与省电模式(PSM)之间切换的阈值。
2.根据权利要求1所述的系统，其中所述电流模式控制电路包括：
偏压电路，其经配置以基于所述输入电压及所述输出电压调整所述阈值；及
箝位电路，其耦合到所述偏压电路，其中所述箝位电路经配置以基于所述阈值将输入信号箝位在较低箝位值。
3.根据权利要求2所述的系统，其中所述电流模式控制电路包括：
电压/电流转换器，其耦合到所述箝位电路，且经配置以提供所述输入信号到所述箝位电路；及
运算放大器，其耦合到电压/电流转换器，其中所述运算放大器的输出被提供到所述电压/电流转换器，且其中所述运算放大器的所述输出基于参考电压与同所述输出电压成比例的反馈电压的比较。
4.根据权利要求3所述的系统，其中所述电流模式控制电路进一步包括：
比较器，其具有：
第一输入，其耦合到所述箝位电路的输出；及
第二输入，其耦合到电流感测电路，所述电流感测电路经配置以沿从所述输入电压节点到所述切换转换器的高侧开关的路径感测电流；
关断时间电路，其经配置以提供关断信号；及
控制逻辑，其耦合到所述比较器及所述关断时间电路的输出，其中所述控制逻辑的输出耦合到所述栅极驱动器电路系统。
5.根据权利要求1所述的系统，其中所述切换转换器是降压转换器，且其中所述电流模式控制电路经配置以基于以下调整所述阈值：
Figure FDA0003717326010000021
其中VOUT为所述输出电压，VIN为所述输入电压，且K为按比例缩放因子。
6.根据权利要求1所述的系统，其中所述切换转换器是升压转换器，且其中所述电流模式控制电路经配置以基于以下调整所述阈值：
Figure FDA0003717326010000022
其中VOUT为所述输出电压，VIN为所述输入电压，且K为按比例缩放因子。
7.根据权利要求1所述的系统，其中所述切换转换器是降压/升压转换器，且其中所述电流模式控制电路经配置以基于以下调整所述阈值：
Figure FDA0003717326010000023
其中VMIN是所述输入电压及所述输出电压的最小值，VMAX是所述输入电压及所述输出电压的最大值，且K为按比例缩放因子。
8.根据权利要求2所述的系统，其中所述偏压电路包括：
电压供应节点；
第一电流源，其耦合到所述电压供应节点；
第一晶体管，其具有耦合到所述第一电流源的第一电流端子且具有耦合到接地节点的第二电流端子；
第二电流源，其耦合到所述电压供应节点；
第二晶体管，其具有耦合到所述第二电流源的第一电流端子且具有耦合到所述第一晶体管的所述第一电流端子及控制端子的第二电流端子，其中所述第二晶体管的控制端子耦合到所述第二晶体管的所述第一电流端子；及
第三电流源，其耦合在所述第二晶体管的所述第二电流端子与所述接地节点之间。
9.根据权利要求8所述的系统，其中所述偏压电路进一步包括：
第三晶体管，其具有耦合到所述电压供应节点的第一电流端子，具有耦合到所述第二晶体管的所述控制端子的控制端子，且具有第二电流端子；
第四电流源，其耦合在所述第三晶体管的所述第二电流端子与所述接地节点之间；第四晶体管，其具有第一电流端子，具有耦合到所述第三晶体管的所述第二电流端子的控制端子，且具有耦合到所述接地节点的第二电流端子；及
电流镜，其耦合到所述第四晶体管的所述第一电流端子，其中所述电流镜的输出是所述阈值。
10.根据权利要求1所述的系统，其中所述负载包括USB电力传输适配器。
11.根据权利要求1所述的系统，其中所述负载包括无线充电器。
12.一种用于切换转换器的控制电路，所述控制电路包括：
栅极驱动器电路系统；及
电流模式控制电路，其耦合到所述栅极驱动器电路系统，其中所述电流模式控制电路包括：
运算放大器，其具有参考电压输入及反馈电压输入；
电压/电流转换器，其耦合到所述运算放大器的输出；
箝位电路，其耦合到所述电压/电流转换器的输出；
偏压电路，其耦合到所述箝位电路以提供较低箝位值，其中所述较低箝位值可依据所述切换转换器的输入电压及输出电压而调整。
13.根据权利要求12所述的控制电路，其中所述电流模式控制电路进一步包括：
比较器，其具有：
第一输入，其耦合到所述箝位电路的输出；及
第二输入，其耦合到从输入电压节点到所述切换转换器的高侧开关路径感测到的电流斜坡；及
控制逻辑，其耦合到所述比较器及关断时间电路的输出，其中所述控制逻辑的输出耦合到所述栅极驱动器电路系统。
14.根据权利要求12所述的控制电路，其中所述偏压电路包括：
电压供应节点；
第一电流源，其耦合到所述电压供应节点；
第一晶体管，其具有耦合到所述第一电流源的第一电流端子且具有耦合到接地节点的第二电流端子；
第二电流源，其耦合到所述电压供应节点；
第二晶体管，其具有耦合到所述第二电流源的第一电流端子且具有耦合到所述第一晶体管的所述第一电流端子及控制端子的第二电流端子，其中所述第二晶体管的控制端子耦合到所述第二晶体管的所述第一电流端子；及
第三电流源，其耦合在所述第二晶体管的所述第二电流端子与所述接地节点之间。
15.根据权利要求14所述的控制电路，其中所述偏压电路进一步包括：
第三晶体管，其具有耦合到所述电压供应节点的第一电流端子，具有耦合到所述第二晶体管的所述控制端子的控制端子，且具有第二电流端子；
第四电流源，其耦合在所述第三晶体管的所述第二电流端子与所述接地节点之间；第四晶体管，其具有第一电流端子，具有耦合到所述第三晶体管的所述第二电流端子的控制端子，且具有耦合到所述接地节点的第二电流端子；及
电流镜，其耦合到所述第四晶体管的所述第一电流端子，其中所述电流镜的输出是所述较低箝位值。
16.一种切换转换器，其包括：
栅极驱动器电路系统；及
电流模式控制电路，其耦合到所述栅极驱动器电路系统且经配置以根据不同的操作模式输出控制信号到所述栅极驱动器电路系统，其中所述电流模式控制电路经配置以调整用于在不连续导通模式(DCM)与省电模式(PSM)之间切换的阈值，其中所述电流模式控制电路包括：
偏压电路，其经配置以基于所述切换转换器的输入电压及输出电压调整所述阈值；及
箝位电路，其耦合到所述偏压电路，其中所述箝位电路经配置以基于所述阈值将输入信号箝位在较低箝位值。
17.根据权利要求16所述的切换转换器，其中所述电流模式控制电路包括：
电压/电流转换器，其耦合到所述箝位电路，且经配置以提供所述输入信号到所述箝位电路；及
运算放大器，其耦合到电压/电流转换器，其中所述运算放大器的输出被提供到所述电压/电流转换器，且其中所述运算放大器的所述输出基于参考电压与同所述输出电压成比例的反馈电压的比较。
18.根据权利要求17所述的切换转换器，其中所述电流模式控制电路进一步包括：
比较器，其具有：
第一输入，其耦合到所述箝位电路的输出；及
第二输入，其耦合到从输入电压节点到所述切换转换器的高侧开关路径感测到的电流斜坡；
关断时间电路，其经配置以提供关断信号；及
控制逻辑，其耦合到所述比较器及所述关断时间电路的输出，其中所述控制逻辑的输出耦合到所述栅极驱动器电路系统。
19.根据权利要求16所述的切换转换器，其中所述切换转换器是降压转换器，且其中所述偏压电路经配置以基于以下调整所述阈值：
Figure FDA0003717326010000051
其中VOUT为所述输出电压，VIN为所述输入电压，且K为按比例缩放因子。
20.根据权利要求16所述的切换转换器，其中所述切换转换器是升压转换器，且其中所述偏压电路经配置以基于以下调整所述阈值：
Figure FDA0003717326010000052
其中VOUT为所述输出电压，VIN为所述输入电压，且K为按比例缩放因子。
21.根据权利要求16所述的切换转换器，其中所述切换转换器是降压/升压转换器，且其中所述偏压电路经配置以基于以下调整所述阈值：
Figure FDA0003717326010000053
其中VMIN是所述输入电压及所述输出电压的最小值，VMAX是所述输入电压及所述输出电压的最大值，且K为按比例缩放因子。
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