DE102017127263B4

DE102017127263B4 - Schaltwandler, der pulsweitenmodulation und currentmode-steuerung verwendet

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Publication number: DE102017127263B4
Application number: DE102017127263.1A
Authority: DE
Inventors: Marco Vanin; Cristian Garbossa; Stefano Orlandi; Winand Van Sloten
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2017-11-20
Filing date: 2017-11-20
Publication date: 2021-02-18
Anticipated expiration: 2037-11-21
Also published as: CN109818498A; US10666142B2; US20190157975A1; DE102017127263A1; CN109818498B

Abstract

Schaltwandler, der aufweist:eine schaltende Schaltung (THS, TLS), die dazu ausgebildet ist, ein Schaltsignal (SPWM) zu empfangen und einen Ausgangsknoten entsprechend dem Schaltsignal (SPWM) abwechselnd mit einem Versorgungsknoten und einem Referenzknoten zu verbinden, wobei eine Eingangsspannung (VIN) operabel zwischen den Versorgungsknoten und den Referenzknoten angelegt ist;eine Induktivität (Lo), die zwischen den Ausgangsknoten der schaltenden Schaltung und einen Ausgangsknoten des Schaltwandlers gekoppelt ist;eine Frequenzsteuerschaltung (11), welche dazu ausgebildet ist:einen ersten Strom (iCH) zu erzeugen;einen zweiten Strom (iFF) zu erzeugen, wobei für Eingangsspannungen (VIN) geringer als ein vorgegebener Schwellenwert (VIN*) der zweite Strom (iFF) null ist; undein Frequenzsteuersignal (SF, iCH- iFF) basierend auf dem ersten Strom (iCH) und dem zweiten Strom (iFF) zu erzeugen;einen Oszillator (OSC), der dazu ausgebildet ist:das Frequenzsteuersignal (SF, iCH- iFF) zu empfangen; undein Taktsignal (SCLK) mit einer entsprechend dem Frequenzsteuersignal (SF, iCH- iFF) eingestellten Oszillatorfrequenz (fPWM) zu erzeugen, sodass, wenn die Eingangsspannung (VIN) größer als der vorgegebene Schwellenwert (VIN*) ist, die Oszillatorfrequenz (fPWM) sich verringert, wenn die Eingangsspannung (VIN) ansteigt; undeinen Schaltcontroller (10), der dazu ausgebildet ist, das Taktsignal (SCLK) zu empfangen und das Schaltsignal (SPWM) unter Verwendung von Pulsweitenmodulation (PWM) zu erzeugen, wobei die Frequenz des Schaltsignals entsprechend der Oszillatorfrequenz (fPWM) eingestellt wird und ein Tastgrad des Schaltsignals (SPWM) durch Verwendung einer Current-Mode-Steuerung bestimmt wird.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft das Gebiet von Schaltwandlern wie beispielsweise DC/DC-Abwärtswandlern oder dergleichen.
HINTERGRUND
Schaltwandler werden üblicherweise abhängig von einem oder mehr Parametern wie der Eingangsspannung, der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom (d. h. der Last) in verschiedenen Betriebsarten betrieben. Die unterschiedlichen Betriebsarten unterscheiden sich in der Schaltsteuerung der elektronischen Schalter, die den Stromfluss durch eine Induktivität (Drossel) des Schaltwandlers steuern. Schaltwandler können in der kontinuierlichen Leitungsbetriebsart (continuous conduction mode, CCM) und in der diskontinuierlichen Leitungsbetriebsart (discontinuous conduction mode, DCM) betrieben werden. Bei CCM fließt der Induktivitätsstrom kontinuierlich durch die Induktivität, ohne auf Null abzufallen, wohingegen der Induktivitätsstrom bei DCM einen diskontinuierlichen Kurvenverlauf aufweist, da die Spannung in jedem Schaltzyklus auf null abfällt.
Der Schaltbetrieb der elektronischen Schalter wird durch ein Schaltsignal, das die Aktivierung/Deaktivierung der elektronischen Schalter auslöst, bestimmt. Bei dem Schaltsignal handelt es sich um ein Logiksignal (d. h. es nimmt nur einen logischen High-Pegel oder einen logischen Low-Pegel an), das unter Verwendung verschiedener Modulationsschemata moduliert werden kann, um z. B. die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom zu regeln. Herkömmliche Modulationsschemata sind Pulsweitenmodulation (PWM) und Pulsfrequenzmodulation (PFM). Wenn PWM verwendet wird, wird der Tastgrad (Duty Cycle) des Schaltsignals in jedem Schaltzyklus durch Einstellen der Ein-Zeit (d. h. der Pulsweite) des Schaltsignals eingestellt, während die Schaltfrequenz konstant ist. Wenn PFM verwendet wird, wird die Schaltfrequenz durch Einstellen der zeitlichen Position der Pulse des Schaltsignals eingestellt, während die Pulsweite (d. h. die Ein-Zeit in einem Schaltzyklus) konstant ist. Die Publikation WO 2017 / 084 868 A1 beschreibt einen frei schwingenden Schaltwandler mit einer häufig als „Voltage Mode Control“ bezeichneten Spannungsregelung. Als Modulationsschema wird PFM verwendet. Die Publikation US 2012 / 0 223 693 A1 betrifft ebenfalls einen Schaltwandler mit adaptiver PFM. Die Publikation US 2014 / 0 210 441 A1 betrifft einen Schaltwandler mit PWM und einem zusätzlichen Mechanismus zur Anpassung der PWM-Schaltfrequenz abhängig von Ein- und Ausgangsspannung.
Die beiden oben erwähnten Betriebsarten, CCM und DCM, können mit einem der Modulationsschemata PWM und PFM kombiniert werden. Daher lassen sich vier Betriebsarten unterscheiden, d. h. PFM-DCM, PWM-DCM, PWM-CCM und PFM-CCM. Der erzielbare Wirkungsgrad der Leistungswandlung kann für einen bestimmten Arbeitspunkt (z. B. für eine bestimmte Kombination von Eingangsspannung, Ausgangsspannung, Ausgangsstrom) für verschiedene Betriebsarten unterschiedlich sein. Des Weiteren können bestimmte Betriebsarten für einen bestimmten Bereich von Betriebsarten nicht geeignet sein. Um den Wirkungsgrad zu optimieren, wurden Mehrbetriebsarten-Schaltwandler entwickelt, die dazu ausgebildet sind, in zwei oder mehr verschiedenen Betriebsarten zu arbeiten. Der Arbeitspunkt der Schaltwandler wird überwacht und, wenn eine Betriebsartwechselbedingung erreicht wird, wird die Betriebsart geändert.
Bei einigen Betriebsarten können Stabilitätsprobleme auftreten, während ein stabiler Betrieb im Allgemeinen leicht gewährleistet werden kann, wenn PWM-CCM verwendet wird. Allerdings ist es in der Regel nicht trivial, einen Schaltwandler im CCM in einem bestimmten Bereich von Arbeitspunkten wie beispielsweise Arbeitspunkten mit einer hohen Eingangsspannung und einem hohen Ausgangsstrom (einer hohen Last) stabil zu betreiben. Eine der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe kann darin gesehen werden, existierende Schaltwandlerkonzepte zu verbessern und einen stabilen Betrieb derselben in einem großen Arbeitsbereich zu gewährleisten.
ÜBERBLICK
Die oben genannte Aufgabe wird z.B. durch einen Schaltwandler gemäß Anspruch 1 oder durch ein Verfahren gemäß Anspruch 8 gelöst. Verschiedene Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Im Folgenden wird ein Schaltwandler beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel enthält der Schaltwandler eine schaltende Schaltung (switching circuit), die dazu ausgebildet ist, ein Schaltsignal zu empfangen und einen Ausgangsknoten der schaltenden Schaltung entsprechend dem Schaltsignal (S_PWM) abwechselnd mit einem Versorgungsknoten und einem Referenzknoten zu verbinden. Eine Eingangsspannung ist operabel zwischen den Versorgungsknoten und den Referenzknoten angelegt. Der Schaltwandler enthält weiterhin eine Induktivität, die mit dem Ausgangsknoten der schaltenden Schaltung und einem Ausgangsknoten des Schaltwandlers gekoppelt ist, sowie eine Frequenzsteuerschaltung, welche dazu ausgebildet ist einen ersten Strom zu erzeugen, einen zweiten Strom zu erzeugen, wobei für Eingangsspannungen geringer als ein vorgegebener Schwellenwert der zweite Strom (i_FF) null ist. Der Schaltwandler umfasst weiter einen Oszillator, der dazu ausgebildet ist, das Frequenzsteuersignal zu empfangen und ein Taktsignal mit einer entsprechend dem Frequenzsteuersignal eingestellten Oszillatorfrequenz zu erzeugen, sodass, wenn die Eingangsspannung größer als der vorgegebene Schwellenwert ist, die Oszillatorfrequenz sich verringert, wenn die Eingangsspannung ansteigt. Ein Schaltcontroller ist dazu ausgebildet, das Taktsignal zu empfangen und das Schaltsignal unter Verwendung von Pulsweitenmodulation (PWM) zu erzeugen, wobei die Frequenz des Schaltsignals entsprechend der Oszillatorfrequenz eingestellt wird und ein Tastgrad des Schaltsignals unter Verwendung einer Current-Mode-Steuerung (current mode control) bestimmt wird.
Weiterhin wird hier ein Verfahren beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel beinhaltet das Verfahren das abwechselnde Anlegen einer Eingangsspannung und eines Referenzpotentials an einen ersten Anschluss einer Induktivität eines Schaltwandlers entsprechend einem Schaltsignal unter Verwendung einer schaltenden Schaltung, die in dem Schaltwandler enthalten ist. Das Verfahren beinhaltet weiterhin das Erzeugen, durch eine Frequenzsteuerschaltung, eines ersten Stroms; das Erzeugen, durch die Frequenzsteuerschaltung, eines zweiten Stroms, wobei für Eingangsspannungen geringer als ein vorgegebener Schwellenwert der zweite Strom null ist, das Erzeugen, durch die Frequenzsteuerschaltung, eines Frequenzsteuersignals basierend auf dem ersten Strom und dem zweiten Strom; das Bestimmen, unter Verwendung einer Frequenzsteuerschaltung, dass die Eingangsspannung größer als der vorgegebene Schwellenwert ist, das Erzeugen eines Taktsignals mit einer Oszillatorfrequenz, die von der Eingangsspannung abhängt, sodass, als Reaktion auf das Bestimmen, dass die Eingangsspannung größer als der vorgegebene Schwellenwert ist, die Oszillatorfrequenz sich verringert, wenn die Eingangsspannung ansteigt, und das Erzeugen des Schaltsignals unter Verwendung von Pulsweitenmodulation (PWM), wobei die Frequenz des Schaltsignals entsprechend der Oszillatorfrequenz eingestellt wird und ein Tastgrad des Schaltsignals unter Verwendung einer Current-Mode-Steuerung bestimmt wird.
Figurenliste
Die Erfindung lässt sich unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen und Beschreibungen besser verstehen. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstäblich; vielmehr wurde Wert darauf gelegt, die Prinzipien der Erfindung darzustellen. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugsziffern entsprechende Teile. Zu den Zeichnungen:

1 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel eines Abwärtswandlers mit Current-Mode-Steuerung gesteuerter PWM veranschaulicht.
2 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel eines Abwärtswandlers, der in PFM arbeitet, veranschaulicht.
3 ist ein Diagramm, das Betriebsartwechselbedingungen für Betriebsartwechsel zwischen PWM-DCM, PFM-DCM, PWM-CCM und PFM-CCM zeigt.
4 ist ein Diagramm, das die Schaltfrequenz während eines Betriebsartwechsels von PWM-CCM nach PFM-CCM und umgekehrt veranschaulicht.
5 ist ein Schaltbild, das exemplarisch ein Ausführungsbeispiel eines Schaltwandlers mit einer kontinuierlichen Veränderung der PWM-Schaltfrequenz für hohe Eingangsspannungen veranschaulicht.
6 ist ein Schaltbild, das das Beispiel von 5 mit einer beispielhaften Implementierung des ausführlicher gezeigten Schaltcontrollers veranschaulicht.
7 ist ein Diagramm, das Kennlinien, entsprechend denen die PWM-Schaltfrequenz abhängig von der Eingangsspannung variiert werden kann, sowie die Betriebsartwechselbedingung für ein Schalten zwischen PWM-CCM und PFM-CCM veranschaulicht.
8 veranschaulicht eine beispielhafte Implementierung der PWM-Frequenzsteuerung, die bei den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen verwendet werden kann.
9 ist ein Diagramm, das die Funktion der PWM-Frequenzsteuerschaltung von 8 veranschaulicht.
10 ist ein Diagramm, das Betriebsartwechselbedingungen ähnlich zu 3 veranschaulicht, wobei der Bereich von Eingangsspannungen, die unter Verwendung von PWM-CCM gehandhabt werden können, im Vergleich zu dem Beispiel von 3 erhöht ist.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
1 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel eines Abwärtswandlers mit einem Schaltcontroller, der dazu in der Lage ist, (neben anderen Betriebsarten) in PWM-CCM zu arbeiten. Bei dem gegenwärtigen Beispiel sind nur jene Teile der Schaltung gezeigt, die zur PWM-Steuerung verwendet werden, um die Darstellung einfach zu halten. Weiterhin versteht es sich, dass die verwendeten Konzepte, auch wenn bei den hier beschriebenen Ausführungsbeispielen ein Abwärtswandler beschrieben ist, nicht auf Abwärtswandler beschränkt sind und ohne weiteres auf andere Arten von Schaltwandlern wie beispielsweise Sperrwandler, Aufwärtswandler oder dergleichen übertragen werden können.
Bei dem vorliegenden Beispiel enthält der Abwärtswandler eine schaltende Schaltung, die zwischen einem Eingangsschaltungsknoten und einem Referenzknoten angeschlossen ist. Eine Eingangsspannung V_IN ist zwischen den Versorgungsknoten und den Referenzknoten, der üblicherweise auf einem Referenzpotential (z. B. Massepotential) liegt, angelegt. Bei dem vorliegenden Beispiel ist die schaltende Schaltung als Transistorhalbbrücke, die aus einem High-Side-Transistor T_HS und einem Low-Side-Transistor T_LS zusammengesetzt ist, implementiert. Die zwei Transistoren T_LS und T_HS sind an einem Ausgangsschaltungsknoten der schaltenden Schaltung in Reihe geschaltet. Bei den vorliegenden Beispielen sind die zwei Transistoren T_LS und T_HS als MOS-Transistoren (MOSFETs) implementiert. Allerdings kann stattdessen jeder andere Typ von Transistor eingesetzt werden. Bei einigen Beispielen kann eine Diode anstelle des Low-Side-Transistors T_LS verwendet werden.
Der Schaltwandler enthält weiterhin eine Induktivität Lo, die zwischen den Ausgangsschaltungsknoten der schaltenden Schaltung (z. B. der Transistorhalbbrücke) und einen Ausgangsschaltungsknoten (kurz als Ausgang bezeichnet) des Schaltwandlers, an den die Ausgangsspannung V_OUT angelegt wird, angeschlossen. Gemäß dem vorliegenden Beispiel kann ein Ausgangskondensator Co zwischen dem Ausgang des Schaltwandlers und einem Referenzschaltungsknoten (z. B. Masseknoten) angeschlossen werden, um die Ausgangsspannung V_OUT zu puffern. Im Allgemeinen ist die schaltende Schaltung dazu ausgebildet, die Eingangsspannung V_IN und eine Referenzspannung (z. B. 0 Volt, Massepotential) abwechselnd an die Induktivität Lo anzulegen.
Der Schaltbetrieb des Schaltwandlers kann durch ein oder mehr Schaltsignale, die durch den Schaltcontroller 10 erzeugt werden, bestimmt werden. Bei dem vorliegenden Beispiel von 1 ist das Schaltsignal, das dem High-Side-Transistor zugeführt wird, mit S_PWM bezeichnet, während das Schaltsignal, das dem Low-Side-Transistor zugeführt wird, mit S _PWM bezeichnet ist. Es wird darauf hingewiesen, dass das Signal S _PWM (mit Ausnahme einer geringen Totzeit) im Wesentlichen eine inverse Version des Signals S_PWM ist. Bei anderen Implementierungen kann ein einziges Schaltsignal S_PWM ausreichen, zum Beispiel weil die schaltende Schaltung nur einen aktiven elektronischen Schalter oder eine Schaltung zum Verteilen des Schaltsignals S_PWM auf zwei oder mehr elektronische Schalter enthält.
PWM ist als solches auf dem Gebiet von Schaltwandlern bekannt und deshalb wird die Erzeugung des Schaltsignals hier nur kurz zusammen gefasst. Im Allgemeinen besitzt das Schaltsignal S_PWM eine mit f_PWM bezeichnete, konstante Frequenz, während die Ein-Zeit T_ON des Schaltsignals S_PWM in jedem Schaltzyklus eingestellt wird. Das Verhältnis zwischen Ein-Zeit T_ON und der Schaltperiode T_PWM = f_PWM ^-1 wird üblicherweise als Tastgrad (Duty Cycle) bezeichnet. In anderen Worten, der Tastgrad des Schaltsignals wird in jedem Schaltzyklus aktualisiert, um die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom zu regeln, während die Schaltperiode im Wesentlichen konstant ist. Die Schaltfrequenz f_PWM wird durch ein Taktsignal S_CLK, das durch einen Oszillator OSC erzeugt werden kann, bestimmt. Der Oszillator OSC kann unter Verwendung jeder beliebigen bekannten Oszillatorschaltung wie beispielsweise einer Relaxationsoszillatorschaltung oder dergleichen implementiert werden.
Bei dem vorliegenden Beispiel implementiert der Schaltcontroller 10 eine sogenannte Current-Mode-Steuerung (current-mode control) (z. B. bei dem vorliegenden Beispiel eine Peak-Current-Mode-Steuerung), die zwei Rückkopplungsschleifen beinhaltet, d. h. eine Stromrückkopplung sowie eine Spannungsrückkopplung. Im Wesentlichen regelt eine erste (innere) Steuerschleife den Spitzenwert des Induktivitätsstroms i_L. Der Strom-Sollwert (siehe 1, V_COMP) für die Stromsteuerung wird durch eine zweite (äußere) Steuerschleife bestimmt und so eingestellt, dass die Ausgangsspannung V_OUT auf einen gewünschten Spannungs-Sollwert stabilisiert wird.
Bei dem Beispiel von 1 enthält der Schaltcontroller ein RS-Flip-Flop FF1, das das Taktsignal S_CLK an einem Setzen-Eingang S empfängt. Entsprechend wird das an dem Ausgang des RS-Flip-Flops FF1 bereitgestellte Schaltsignal S_PWM regelmäßig und synchron zu dem Taktsignal S_CLK auf einen hohen Signalpegel gesetzt. Das RS-Flip-Flop FF1 empfängt an einem Rücksetzen-Eingang R ein Rücksetzsignal S_OFF, wobei das Rücksetzsignal S_OFF (durch Anlegen eines hohen Pegels an den Rücksetzen-Eingang R) den Zeitpunkt, zu dem der Induktivitätsstrom i_L einen Strom-Sollwert erreicht, anzeigt. Der Induktivitätsstrom i_L wird durch ein Stromerfassungssignal Vcs und der Strom-Sollwert durch den Schwellenwert V_COMP repräsentiert. Der Schaltcontroller 10 enthält einen Komparator K₁, der dazu ausgebildet ist, das Stromerfassungssignal Vcs mit dem Schwellenwert V_COMP zu vergleichen. Jedes Mal, wenn das Stromerfassungssignal Vcs den Schwellenwert V_COMP erreicht, signalisiert der Komparator K₁ dem RS-Flip-Flop FF1, das Schaltsignal S_PWM auf einen niedrigen Signalpegel zurückzusetzen. Das inverse Schaltsignal S_PWM wird an dem Ausgang Q bereitgestellt.
Bei dem vorliegenden Beispiel wird das Stromerfassungssignal Vcs durch eine Stromerfassungsschaltung CS, die dazu ausgebildet ist, den Induktivitätsstrom i_L zu erfassen und ein entsprechendes Stromerfassungssignal Vcs zu erzeugen, bereitgestellt. Bei einem einfachen Beispiel kann es sich bei der Stromerfassungsschaltung CS um einen einfachen Stromerfassungswiderstand, der zu der Induktivität Lo in Reihe geschaltet ist, handeln. Allerdings sind zum Zweck der Strommessung höher entwickelte Schaltungen wie beispielsweise Erfassungstransistoren, die mit den Transistoren in der schaltenden Schaltung gekoppelt sind, oder dergleichen bekannt.
Der Schwellenwert V_COMP (d. h. der Strom-Sollwert für die innere Steuerschleife) wird an einem Ausgang eines Fehlerverstärkers EA, der dazu ausgebildet ist, den Steuerfehler Vvs - V_REF zu verstärken, bereitgestellt, wobei Vvs ein Spannungserfassungssignal, das die Ausgangsspannung V_OUT repräsentiert, ist, und V_REF eine Referenzspannung, die den Spannungs-Sollwert für die äußere Regelschleife repräsentiert, ist. Optional können zwischen den Fehlerverstärker EA und den Komparator K₁ ein Integrator und/oder ein Schleifenfilter gekoppelt werden.
Bei dem vorliegenden Beispiel wird das Spannungserfassungssignal Vvs durch eine Spannungserfassungsschaltung VS, die zwischen den Ausgang des Schaltwandlers und einen Eingang des Fehlerverstärkers EA gekoppelt ist, bereitgestellt. Bei dem vorliegenden Beispiel ist die Spannungserfassungsschaltung VS aus Widerständen Ri und R₂, die einen einfachen resistiven Spannungsteiler bilden, zusammengesetzt. Allerdings können stattdessen komplexere Spannungserfassungsschaltungen verwendet werden.
Um das Obige zusammenzufassen, der Schaltcontroller 10 verwendet bei PWM-CCM zwei Rückkopplungsschleifen, wobei die erste Rückkopplungsschleife durch die Stromerfassungsschaltung CS und den Komparator K₁ gebildet wird und die zweite Rückkopplungsschleife durch die Spannungserfassungsschaltung VS und den Fehlerverstärker EA gebildet wird. Die erste Rückkopplungsschleife ist Teil einer Steuerschleife, die zum Steuern des Induktivitätsstroms i_L verwendet wird, während die zweite Rückkopplungsschleife Teil einer Steuerschleife ist, die zum Steuern der Ausgangsspannung V_OUT verwendet wird.
Es versteht sich, dass das Konzept der Peak-Current-Mode-Steuerung während des PWM-Betriebs eines Schaltwandlers, wie er in 1 dargestellt ist, auf mehreren Wegen implementiert werden kann. Bei einigen Implementierungen handelt es sich bei dem Fehlerverstärker EA um einen Transkonduktanzverstärker, der einen Stromausgang aufweist; ähnlich weist auch die Stromerfassungsschaltung CS einen Stromausgang auf. Das heißt, das Fehlersignal V_COMP ebenso wie das Stromerfassungssignal Vcs sind bei derartigen Implementierungen Ströme. Das Fehlersignal und das Stromerfassungssignal (beides Ströme) können dann (durch Überlagerung) an einem Schaltungsknoten subtrahiert werden, und der Differenzstrom kann an einen Widerstand geleitet werden. Der Spannungsabfall über dem Widerstand wird dann einer Komparatorschaltung (entspricht K₁ in 1) zugeführt, der einen festen Komparatorschwellenwert verwendet. Weitere Ströme können an dem erwähnten Schaltungsknoten überlagert werden, z. B. zur Flankenkompensation, um subharmonische Oszillationen zu vermeiden. Allerdings bieten diese und verschiedene andere Implementierungen im Wesentlichen dieselben Grundfunktionen wie das allgemeine Beispiel von 1. Es sind viele dieser Implementierungen als solche bekannt und sie werden deshalb hier nicht weiter erörtert.
Wie oben erwähnt, kann PWM-CCM in einigen Situationen nicht geeignet sein. Zum Beispiel, wenn der Schaltwandler nur durch eine sehr geringe Last (Ausgangsstrom gering) belastet wird oder wenn die Eingangsspannung V_IN hoch ist, kann ein Betriebsartwechsel auf PFM-DCM oder PFM-CCM erforderlich sein, um in der Lage zu sein, die Regelung der Ausgangsspannung aufrecht zu erhalten. Bevor die Betriebsartwechselbedingungen ausführlicher erörtert werden, wird ein Beispiel eines Schaltcontrollers, der in der PFM-CCM-Betriebsart arbeitet, in 2 dargestellt. Bei diesem Beispiel sind nur jene Teile des Schaltcontrollers 10 gezeigt, die zur PFM-Steuerung verwendet werden, um die Darstellung einfach zu halten. Es versteht sich, dass die zur PWM-Steuerung und zur PFM-Steuerung verwendeten Schaltungskomponenten ebenso wie weitere Schaltungstechnik zum Auslösen von Betriebsartwechseln in dem Schaltcontroller 10 enthalten sein können.
Gemäß 2 sind die schaltende Schaltung (Transistorhalbbrücke), die Induktivität Lo, der Ausgangskondensator Co, die Spannungserfassungsschaltung VS und der Fehlerverstärker EA dieselben wie bei dem Beispiel von 1. Allerdings unterscheidet sich die Konfiguration des Schaltcontrollers von dem vorherigen Beispiel. Entsprechend wird das Ausgangssignal V_COMP des Fehlerverstärkers EA (Fehlersignal) durch den (invertierenden) Integrator INT integriert, und das integrierte Fehlersignal wird durch einen Komparator K₂ mit einem Schwellenwert (bei dem es sich um 0 Volt, oder wie in 2 dargestellt, einen beliebigen anderen konstanten Schwellenwert V_REF,PFM handeln kann) verglichen. Der Ausgang des Komparators K₂ ist mit einer Pulsgeneratorschaltung MFi, die dazu ausgebildet ist, einen Puls einer definierten Pulslänge T_ON zu erzeugen, wenn sie durch ein Komparatorausgangssignal ausgelöst wird. Es sind verschiedene Implementierungen der Pulsgeneratorschaltung als solche bekannt und sie werden daher hier nicht weiter erörtert. Einige Pulsgeneratorimplementierungen sind als One-Shot-Schaltung‟ (one-shot circuit) oder monostabile Multivibratorschaltungen bekannt. Allerdings sind verschiedene andere Implementierungen, die dieselbe Funktion bereitstellen, einsetzbar.
Als Reaktion darauf, dass der Komparator K₂ detektiert, dass das integrierte Fehlersignal den dem Komparator K₂ zugeführten Schwellenwert erreicht hat, wird ein Puls erzeugt. Von daher ist die Pulslänge (Ein-Zeit T_ON,min) der Pulse in dem Schaltsignal fest, wobei die Schaltfrequenz (Pulswiederholfrequenz) entsprechend dem gemessenen Fehlersignal V_COMP variiert. Wie bei dem vorherigen Beispiel von 1 wird das Schaltsignal dem High-Side-Transistor T_HS und das inverse Schaltsignal dem Low-Side-Transistor T_LS der Halbbrücke zugeführt.
3 ist ein Diagramm, das Betriebsartwechselbedingungen für Betriebsartwechsel zwischen PFM-DCM, PWM-DCM, PWM-CCM und PFM-CCM veranschaulicht. Entsprechend wird PFM-DCM für Arbeitspunkte in dem hell schattierten Bereich über der strichgepunkteten Linie und der gestrichelten Diagonale verwendet. PWM-DCM wird für Arbeitspunkte in dem Gebiet zwischen der gestrichpunkteten Linie und der gekrümmten gestrichelten Linie verwendet. PWM-CCM wird für Arbeitspunkte in dem schraffierten Gebiet unter der rechten Seite der gekrümmten gestrichelten Linie und unter der horizontalen durchgezogenen Linie verwendet. Schließlich wird PFM-CCM für Arbeitspunkte über der horizontalen durchgezogenen Linie und der rechten Seite der gestrichelten Diagonale verwendet.
Die folgende Erörterung bezieht sich auf den Betriebsartwechsel zwischen PWM-CCM und PFM-CCM, was in Situationen mit vergleichsweise hohem Ausgangsstrom i_OUT (hohe Last) größer als i_OUT' relevant ist. Bei dem Beispiel von 3 ist die Betriebsartwechselbedingung (horizontale durchgezogene Linie) für einen Betriebsartwechsel von PWM-CCM auf PFM-CCM gegeben durch die Gleichung $V_{I N} > V_{O U T} \frac{T_{S W}}{T_{O N, m i n}} = \frac{V_{O U T}}{f_{S W} \cdot T_{O N, m i n}},$
wobei fsw = Tsw^-1 die PWM-Schaltfrequenz f_PWM, die von dem Oszillator OSC bei Betriebsarten, die PWM verwenden, bereitgestellt wird, ist. Die minimale Ein-Zeit T_ON,min ist die minimale Ein-Zeit, die beim PWM-Betrieb erzeugt werden kann (T_ON,min · f_PWM ist der minimale Tastgrad), und sie ist während des PFM-Betriebs ebenfalls gleich der festen Ein-Zeit.
In anderen Worten, ein Betriebsartwechsel von PWM-CCM auf PFM-CCM wird ausgelöst, wenn die Ausgangsspannung V_OUT unter den Wert V_OUT', der durch $V_{O U T}' = V_{I N} \cdot f_{P W M} \cdot T_{O N, m i n},$
gegeben ist, abfällt, wobei die PWM-Schaltfrequenz f_PWM und die minimale Ein-Zeit T_ON,min bekannte Systemparameter sind. Dies ist gleichbedeutend damit, dass die Eingangsspannung V_IN den Wert V_IN', der gegeben ist durch $V_{I N}^{'} = \frac{V_{O U T}}{f_{P W M} \cdot T_{O N, m i n}} .$
übersteigt.
4 ist ein Diagramm, das den Zusammenhang zwischen der Schaltfrequenz fsw und der Eingangsspannung V_IN während eines Betriebsartwechsels von PWM-CCM nach PFM-CCM veranschaulicht, wenn ein Mehrbetriebsartschaltcontroller, wie er unter Bezugnahme auf 1 und 2 beschrieben ist, verwendet wird. Entsprechend ist die Schaltfrequenz fsw gleich der PWM-Frequenz f_PWM und für Eingangsspannungen V_IN geringer als V_IN' konstant. Wenn die Eingangsspannung die kritische Spannung V_IN' (siehe Gleichung (3)) ist, schaltet der Schaltcontroller auf PFM-CCM, und die Schaltfrequenz fsw verringert sich monoton mit ansteigender Eingangsspannung V_IN. Für das Zurückwechseln der Betriebsart auf PWM-CCM ist die kritische Spannung bei V_IN' etwas geringer, und der Betriebsartwechsel zeigt die Hysterese, die in 4 zu sehen ist. Die Breite der Hysterese kann abhängig von der tatsächlichen Implementierung der für den Betriebsartwechsel verantwortlichen Schaltung variieren.
Zusätzlich zu der Hysterese, die bei einigen Anwendungen unerwünscht sein kann, kann weiterhin ein Betriebsartwechsel auf PFM-CCM unerwünscht sein, da in der PFM-CCM-Betriebsart Stabilitätsprobleme auftreten können, was zu unerwünschten RF-Signalanteilen in der Ausgangsspannung des Schaltwandlers führen kann. Die unten erörterten, beispielhaften Schaltwandlerimplementierungen erlauben es, mit der PWM-CCM-Betriebsart einen größeren Bereich von Arbeitspunkten abzudecken und damit das Erfordernis, auf PFM-CCM zu schalten, zu vermeiden.
5 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Schaltwandlers, der dazu in der Lage ist, unter Verwendung einer modifizierten Pulsweitenmodulation (PWM) zu arbeiten, wobei die PWM-Schaltfrequenz f_PWM nicht konstant ist, sondern graduell verringert werden kann, wenn die Eingangsspannung einen bestimmten Schwellenwert V_IN*, der signifikant geringer als der in Gleichung (3) genannte Schwellenwert V_IN' ist, überschreitet.
Bei dem Beispiel von 5 sind die schaltende Schaltung (Transistorhalbbrücke), die Induktivität Lo, der Ausgangskondensator Co, die Spannungserfassungsschaltung VS und die Stromerfassungsschaltung CS im Wesentlichen dieselben wie bei dem Beispiel von 1, und es wird, um redundante Erläuterungen zu vermeiden, auf die entsprechende Beschreibung oben Bezug genommen. Bei dem vorliegenden Beispiel ist der Schaltcontroller 10 dazu ausgebildet, die Schaltsignale S_PWM und S _PWM für die schaltende Schaltung (Transistorhalbbrücke) unter Verwendung von PWM und (z. B. Peak-) Current-Mode-Steuerung zu erzeugen.
Bei dem vorliegenden Beispiel empfängt der Schaltcontroller 10 das Spannungserfassungssignal Vvs und das Stromerfassungssignal Vcs als Rückkopplungssignale (um die Ausgangsspannung V_OUT und den Induktivitätsstrom i_L zu überwachen). Wie unter Bezugnahme auf 1 ausführlich erläutert, beinhaltet die Current-Mode-Steuerung die Verwendung einer ersten Rückkopplungsschleife zum Steuern des Induktivitätsstroms i_L und eine zweite Steuerschleife zum Steuern der Ausgangsspannung V_OUT. Die Frequenz fsw des pulsweitenmodulierten Schaltsignals wird durch die Frequenz f_PWM des durch den Oszillator OSC bereitgestellten Taktsignals S_CLK bestimmt (fsw = f_PWM). Allerdings wird die Frequenz f_PWM des Taktsignals S_CLK, abweichend von dem herkömmlichen Beispiel von 1, nicht auf einen konstanten Wert eingestellt, sondern (beginnend von einem Nominalwert) graduell verringert, wenn die Eingangsspannung V_IN über den bestimmten Schwellenwert V_IN* hinaus ansteigt. Um die Oszillationsfrequenz des Oszillators OSC abzustimmen, enthält der Schaltwandler eine Frequenzsteuerschaltung 11, die dazu ausgebildet ist, abhängig von der gegenwärtigen Eingangsspannung V_IN ein Frequenzsteuersignal S_F zu erzeugen, wobei das Frequenzsteuersignal S_F eine gewünschte Oszillationsfrequenz des Oszillators OSC repräsentiert. Dabei kann die Frequenzsteuerschaltung 11 das Frequenzsteuersignal S_F entsprechend irgendeiner Kennlinie, die einen Zusammenhang zwischen der Eingangsspannung V_IN und der Schaltfrequenz f_PWM repräsentiert, erzeugen.
Es wird darauf hingewiesen, dass die Frequenzsteuerschaltung 11 und der Oszillator OSC zusammen einen spannungsgesteuerten Oszillator bilden, dessen Oszillationsfrequenz durch die Eingangsspannung V_IN des Schaltwandlers (V_IN-gesteuerter Oszillator) gesteuert werden kann, während er in PWM-CCM arbeitet. Das Verringern der PWM-Schaltfrequenz f_PWM für ansteigende Eingangsspannungen V_IN während der Aufrechterhaltung des PWM-Betriebs (unter Verwendung der Current-Mode-Steuerung) ermöglicht für hohe Eingangsspannungen das Vermeiden eines Betriebsartwechsels auf PFM-CCM. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele nichtsdestotrotz das Wechseln auf PFM-DCM (oder andere Betriebsarten mit niedrigem Ruhestrom wie PFM-DCM mit Puls-Auslassen (pulse skipping) oder Burst-Betrieb) für geringe Ausgangsströme (geringe Last) erlauben.
Das Beispiel von 6 ist im Wesentlichen dasselbe wie das Beispiel von 5, wobei der Schaltcontroller 10 auf dieselbe Weise wie bei dem Beispiel von 1 implementiert ist. Entsprechend kann man zwei Rückkopplungsschleifen sehen, wobei die erste Rückkopplungsschleife (Stromerfassungsschaltung CS und Komparator K₁) Teil der Stromsteuerschleife ist und die zweite Rückkopplungsschleife (Spannungserfassungsschaltung VS und Fehlerverstärker EA) Teil der Spannungssteuerschleife ist. Die Funktion des Fehlerverstärkers EA, des Komparators K₁ und des RS-Flip-Flops FF1 ist dieselbe wie bei dem Beispiel von 1, und es wird, um redundante Erläuterungen zu vermeiden, Bezug genommen auf die entsprechende Beschreibung oben. Allerdings ist die Frequenz f_PWM des Taktsignals S_CLK (und daher die Frequenz des Schaltsignals S_PWM) abweichend von dem Beispiel von 1 nicht konstant, sondern kann abhängig von dem gegenwärtigen Wert der Eingangsspannung V_IN verändert werden.
Es wird darauf hingewiesen, dass dieser „modifizierte“ PWM-Betrieb mit Einstellung der Schaltfrequenz f_PWM nicht mit dem PFM-Betrieb zu verwechseln ist. Bei PFM wird die Schaltfrequenz (Pulswiederholfrequenz) durch Verwenden einer Rückkopplung der Ausgangsspannung (Spannungserfassungssignal Vvs) in einer geschlossenen Steuerschleife eingestellt, um die Ausgangsspannung V_OUT zu regeln. Im Gegensatz dazu wird bei den Beispielen der 5 und 6 die PWM-Schaltfrequenz nur basierend auf der Eingangsspannung V_IN direkt (nach vorne) gesteuert. Zusätzlich zu der Einstellung der PWM-Schaltfrequenz ist die Current-Mode-Steuerung, wie erunter Bezugnahme auf 1 ausführlich beschrieben ist, implementiert.
7 ist ein Diagramm zur Illustration von Kennlinien, gemäß denen die PWM-Schaltfrequenz f_PWM abhängig von der Eingangsspannung V_IN entsprechend den Ausführungsbeispielen aus den 5 und 6 verändert werden kann. Wie aus 7 zu sehen ist, ist die Kennlinie für Eingangsspannungen V_IN kleiner oder gleich dem Eingangsspannungsschwellenwert V_IN* (V_IN ≤ V_IN*) flach (die PWM-Schaltfrequenz f_PWM = f_PWM* ist konstant) und verringert sich für Eingangsspannungen V_IN über dem Eingangsspannungsschwellenwert V_IN* (f_PWM < f_PWM* für V_IN > V_IN*) monoton. Der Schwellenwert V_IN* und die PWM-Schaltfrequenz f_PWM* sind konstante Systemparameter, die zu der Zeit, zu der der Schaltwandler für eine bestimmte Anwendung ausgelegt wird (direkt oder indirekt) festgelegt werden kann. Bei Anwendungen, bei denen die PWM-Schaltfrequenz f_PWM* oder die Ausgangsspannung V_OUT programmiert oder auf eine andere Weise durch einen Anwender der Schaltung eingestellt werden kann, kann der Schwellenwert V_IN* abhängig von V_OUT oder f_PWM* eingestellt werden, um eine geeignete Kennlinie ähnlich zu der in 7 gezeigten zu erhalten. Die Grenze zwischen PWM-CCM und PFM-CCM ist ebenfalls in 7 als gestrichelte Linie gezeigt. Die Grenzlinie zeigt eine 1/x-Charakteristik. Entsprechend Gleichung (3) ist die Grenzlinie durch die Funktion f_PWM = (V_OUT/_ON,min) · 1/V_N gegeben. Da die Eingangsspannung V_IN entlang der x-Achse gezeichnet ist, ist die Grenzlinie proportional zu 1/V_IN.
In 7 sind als Beispiele drei verschiedene Kennlinien dargestellt. Es versteht sich, dass die gezeigten Kurven als Beispiele anzusehen sind und dass bei anderen Anwendungen verschiedene andere Kurven anwendbar sind. Die erste Kennlinie zeigt eine konstante PWM-Schaltfrequenz f_PWM* = f_PWM1 für Eingangsspannungen V_IN unter dem Schwellenwert V_IN* = V_IN1, und einen linearen Abfall für höhere Eingangsspannungen (über V_IN1). Die zweite Kennlinie zeigt eine konstante PWM-Schaltfrequenz f_PWM* = f_PWM2 für Eingangsspannungen V_IN unter dem Schwellenwert V_IN* = V_IN2, und einen linearen Abfall für höhere Eingangsspannungen (über V_IN2). Schließlich zeigt die dritte Kennlinie eine konstante PWM-Schaltfrequenz f_PWM* = f_PWM3 für Eingangsspannungen V_IN unter dem Schwellenwert V_IN* = V_IN1, und einen 1/x-förmigen Abfall für höhere Eingangsspannungen (über V_IN2). Wenn die 1/x-Kennlinie verwendet wird, kann die PWM-Schaltfrequenz bis kurz bevor die Grenzlinie gekreuzt wird und der 1/x-förmige Abfall der Kennlinie mit der Form der Grenzlinie übereinstimmt, auf einem konstanten Wert f_PWM* gehalten werden, so dass ein unerwünschter Betriebsartwechsel auf PFM-CCM vermieden und der PWM-Betrieb aufrechterhalten wird. Weiterhin wird die oben erwähnte Hysterese, wie in 4 gezeigt, vermieden, da bei der Eingangsspannung V_IN* kein Betriebsartwechsel auftritt.
8 zeigt eine beispielhafte Implementierung der PWM-Frequenzsteuerschaltung 11, die bei den in den 5 und 6 gezeigten Ausführungsbeispielen verwendet werden kann. Die Schaltung von 8 implementiert im Wesentlichen eine steuerbare Stromquelle, die dazu ausgebildet ist, basierend auf der Eingangsspannung entsprechend einer definierten Kennlinie wie beispielsweise der ersten Kurve von 7 gesteuert zu werden. Entsprechend enthält die Schaltung von 8 einen Transistor T₁, der als spannungsgesteuerte Stromquelle (Transistorstrom i_FF) angesehen werden kann, und eine Stromquelle Q₁, die einen Strom ip ablässt, wobei der Strom ip zu der Zeit, zu der der Schaltwandler für eine bestimmte Anwendung ausgelegt wird, festgelegt werden kann. Wie weiter unten gezeigt wird, beeinflusst i_P den Schwellenwert V_IN* (siehe 7). Der Transistor T₁ und die Stromquelle Qi sind an einen ersten Anschluss eines Widerstands Rc angeschlossen, so dass der Summenstrom i_FF + i_P durch den Widerstand Rc fließt. Der zweite Anschluss des Widerstands Rc kann an Masse angeschlossen sein. Die Schaltung von 8 enthält weiterhin einen Spannungsteiler, der aus Widerständen R_A und R_B zusammengesetzt ist und der dazu ausgebildet ist, die Eingangsspannung V_IN zu teilen und den Bruchteil V_IN · R_B/(R_A + R_B) bereitzustellen. Die Ausgangsspannung des Spannungsteilers sowie der Spannungsabfall Rc · (i_FF + i_P) über dem Widerstand Rc werden einem Differentialverstärker A₁ (Operationsverstärker), dessen Ausgang den durch den Transistor T₁ fließenden Transistorstrom i_FF steuert, zugeführt.
Wenn die Verstärkung des Operationsverstärkers A₁ ausreichend hoch ist, kann der Transistorstrom wie folgt berechnet werden: $i_{F F} = {\begin{matrix} 0 \\ \frac{V_{I N}}{R_{C}} \cdot \frac{R_{B}}{R_{A} + R_{B}} - i_{P} \end{matrix} \begin{matrix} {ifV}_{I N} \leq V_{I N} * \\ {fV}_{I N} > V_{I N} * \end{matrix}$
wobei $V_{I N} * = R_{C} i_{P} \frac{R_{A} + R_{B}}{R_{B}} .$
Das Ausgangssignal der Frequenzsteuerschaltung 11, das in 5 und 6 mit S_F bezeichnet wurde, ist die Stromdifferenz i_CH - i_FF, wobei der Strom i_CH durch eine weitere Stromquelle Q₂ bereitgestellt wird. Bei dem abgebildeten Beispiel bestimmt der Strom i_CH die konstante Schaltfrequenz f_PWM* und kann zu der Zeit, zu der der Schaltwandler für eine bestimmte Anwendung ausgelegt wird, festgelegt werden. Entsprechend ist die Schaltfrequenz des Oszillators OSC proportional zu dem Strom i_CH - i_FF, das heißt: $f_{P W M} \sim i_{C H} - i_{F F} .$
9 zeigt die Funktion der Frequenzsteuerschaltung 11 in Kombination mit dem Oszillator OSC, der dazu ausgebildet sein kann, ein Taktsignal S_CLK mit einer Schaltfrequenz f_PWM zu erzeugen. Für Eingangsspannungen V_IN geringer als der Schwellenwert V_IN* ist der Strom i_FF null, und die Frequenzsteuerschaltung 11 erzeugt einen konstanten Ausgangsstrom i_CH (siehe die Gleichungen (4) bis (6)). Für Eingangsspannungen V_IN größer als der Schwellenwert V_IN* steigt der Strom i_FF linear an und die Frequenzsteuerschaltung 11 erzeugt daher einen linear abfallenden Ausgangsstrom i_CH - i_FF (siehe die Gleichungen (4) bis (6)). Da der Ausgangsstrom i_CH - i_FF verwendet wird, um den Oszillator OSC zu steuern, verringert sich die PWM-Schaltfrequenz f_PWM mit einer ansteigenden Eingangsspannung V_IN ebenfalls linear (falls V_IN > V_IN*).
Auch wenn die in den 8 und 9 dargestellte beispielhafte Implementierung für hohe Eingangsspannungen einen linearen Frequenzabfall bereitstellt, können andere Implementierungen eine andere Charakteristik wie beispielsweise die erwähnte 1/x-Charakteristik verwenden. Des Weiteren versteht es sich, dass, auch wenn eine bestimmte analoge Implementierung als Beispiel erörtert wurde, andere analoge oder (zumindest teilweise) digitale Implementierungen anwendbar sind. Zum Beispiel kann die Eingangsspannung V_IN bei Ausführungsbeispielen, die einen Oszillator OSC verwenden, der durch Anlegen eines Digitalsignals an einen Steuereingang digital gesteuert werden kann, digitalisiert werden, und ein entsprechendes digitales Frequenzsteuersignal (siehe z. B. 5, Signal S_F) kann, z. B. unter Verwendung eines Prozessors wie beispielsweise eines Mikrocontrollers oder dergleichen, digital berechnet werden. Der Prozessor kann dazu ausgebildet sein, Software, die eine Kennlinie wie beispielsweise eine der in 7 gezeigten Kurven implementiert, auszuführen.
10 ist ein Diagramm, das Betriebsartwechselbedingungen ähnlich zu 3 veranschaulicht. Allerdings ist im Vergleich zu dem Beispiel von 3 der Bereich der Eingangsspannungen, die durch Verwendung von PWM-CCM gehandhabt werden kann, im Vergleich zu dem Beispiel von 3 vergrößert. Abhängig von der tatsächlichen Implementierung kann ein Betrieb in PFM-CCM überhaupt vermieden werden. Im Vergleich zu dem Beispiel von 3 ist die durch Gleichung (1) oder (2) definierte horizontale Linie von V_IN' nach V_IN''' nach oben (zu höheren Eingangs-/Ausgangsspannungen) verschoben (z. B. von 22 Volt nach 35 Volt), indem die PWM-Schaltfrequenz F_PWM verringert wird, ohne einen Betriebsartwechsel auf PFM-CCM durchzuführen. Abhängig von der Anwendung wird die horizontale Linie V_IN''' nach oben verschoben, bis sie gleich oder größer einer maximalen Eingangsspannung V_IN,MAX des Schaltwandlers ist. In diesem Fall tritt ein Betriebsartwechsel auf PFM-CCM niemals auf, wenn das System entsprechend der Spezifikation betrieben wird.
Obwohl die Erfindung in Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen dargestellt und beschrieben wurde, können Änderungen und Anpassungen an den dargestellten Beispielen durchgeführt werden, ohne den Geist und die Reichweite der angehängten Ansprüche zu verlassen. Insbesondere hinsichtlich der verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Bauelementen oder Strukturen (Einheiten, Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, usw.) durchgeführt werden, sowie der Bergriffe (einschließlich eines Bezugs auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Bauelemente zu beschreiben, sollen diese - sofern nicht anders angegeben - jeglichem Bauelement oder Struktur entsprechen, die die erwähnte Funktion des beschriebenen Bauelements durchführen (d.h. die funktionell gleichwertig sind), auch wenn diese nicht der offenbarten Struktur, welche die Funktion in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung durchführen, strukturell gleich ist.

Claims

Schaltwandler, der aufweist: eine schaltende Schaltung (T_HS, T_LS), die dazu ausgebildet ist, ein Schaltsignal (S_PWM) zu empfangen und einen Ausgangsknoten entsprechend dem Schaltsignal (S_PWM) abwechselnd mit einem Versorgungsknoten und einem Referenzknoten zu verbinden, wobei eine Eingangsspannung (V_IN) operabel zwischen den Versorgungsknoten und den Referenzknoten angelegt ist; eine Induktivität (Lo), die zwischen den Ausgangsknoten der schaltenden Schaltung und einen Ausgangsknoten des Schaltwandlers gekoppelt ist; eine Frequenzsteuerschaltung (11), welche dazu ausgebildet ist: einen ersten Strom (i_CH) zu erzeugen; einen zweiten Strom (i_FF) zu erzeugen, wobei für Eingangsspannungen (V_IN) geringer als ein vorgegebener Schwellenwert (V_IN*) der zweite Strom (i_FF) null ist; und ein Frequenzsteuersignal (S_F, i_CH - i_FF) basierend auf dem ersten Strom (i_CH) und dem zweiten Strom (i_FF) zu erzeugen; einen Oszillator (OSC), der dazu ausgebildet ist: das Frequenzsteuersignal (S_F, i_CH - i_FF) zu empfangen; und ein Taktsignal (S_CLK) mit einer entsprechend dem Frequenzsteuersignal (S_F, i_CH - i_FF) eingestellten Oszillatorfrequenz (f_PWM) zu erzeugen, sodass, wenn die Eingangsspannung (V_IN) größer als der vorgegebene Schwellenwert (V_IN*) ist, die Oszillatorfrequenz (f_PWM) sich verringert, wenn die Eingangsspannung (V_IN) ansteigt; und einen Schaltcontroller (10), der dazu ausgebildet ist, das Taktsignal (S_CLK) zu empfangen und das Schaltsignal (S_PWM) unter Verwendung von Pulsweitenmodulation (PWM) zu erzeugen, wobei die Frequenz des Schaltsignals entsprechend der Oszillatorfrequenz (f_PWM) eingestellt wird und ein Tastgrad des Schaltsignals (S_PWM) durch Verwendung einer Current-Mode-Steuerung bestimmt wird.
Schaltwandler gemäß Anspruch 1, wobei der Tastgrad für die Current-Mode-Steuerung basierend auf einem Induktivitätsstrom (i_L), der durch die Induktivität (Lo) fließt, und weiterhin basierend auf einer Ausgangsspannung (V_OUT) an dem Ausgangsknoten des Schaltwandlers eingestellt wird.
Schaltwandler gemäß Anspruch 2, der weiterhin aufweist: eine Spannungserfassungsschaltung (VS), die mit dem Ausgangsknoten des Schaltwandlers gekoppelt und dazu ausgebildet ist, ein Spannungserfassungssignal (Vvs), das die Ausgangsspannung (V_OUT) repräsentiert, bereitzustellen; eine Erfassungsschaltung (CS), die mit der Induktivität (Lo) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, ein Stromerfassungssignal (Vcs), das den Induktivitätsstrom (i_L) repräsentiert, bereitzustellen; wobei der Tastgrad für die Current-Mode-Steuerung basierend auf dem Stromerfassungssignal (Vcs) und dem Spannungserfassungssignal (Vvs) eingestellt wird.
Schaltwandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Frequenzsteuerschaltung (11) dazu ausgebildet ist, das Frequenzsteuersignal (S_F, i_CH - i_FF) derart zu erzeugen, dass die Oszillatorfrequenz (f_PWM) für Eingangsspannungen (V_IN), die nicht größer als der vorgegebene Schwellenwert (V_IN*) sind, im Wesentlichen konstant bleibt.
Schaltwandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei sich die Oszillatorfrequenz (f_PWM), wenn die Eingangsspannung (V_IN) größer als der vorgegebene Schwellenwert (V_IN*) ist, linear oder entsprechend einer 1/x-Charakteristik verringert.
Schaltwandler gemäß einem der Ansprüche 2 und 3 bis 5, soweit rückbezogen auf Anspruch 2, wobei der Schaltcontroller ein Mehrbetriebsartcontroller ist, der dazu ausgebildet ist, in zwei oder mehr Betriebsarten zu arbeiten, wobei die Betriebsarten zwei oder mehr von Folgendem aufweisen: kontinuierliche Leitungsbetriebsart (CCM) unter Verwendung von PWM, diskontinuierliche Leitungsbetriebsart (DCM) unter Verwendung von PWM, DCM unter Verwendung von Pulsfrequenzmodulation (PFM), und wobei eine Betriebsartwechselbedingung zwischen zwei verschiedenen Betriebsarten von zumindest einem von Folgendem abhängt: der Ausgangsspannung (V_OUT), dem Ausgangsstrom (i_OUT) und der Eingangsspannung (V_IN).
Schaltwandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die schaltende Schaltung und die Induktivität in einer Abwärtswandlertopologie verbunden sind.
Verfahren, das aufweist: abwechselndes Anlegen einer Eingangsspannung (V_IN) und eines Referenzpotentials an einen ersten Anschluss einer Induktivität (Lo) eines Schaltwandlers entsprechend einem Schaltsignal (S_PWM) unter Verwendung einer schaltenden Schaltung (T_LS, T_HS), die in dem Schaltwandler enthalten ist; Erzeugen, durch eine Frequenzsteuerschaltung (11), eines ersten Stroms (i_CH); Erzeugen, durch die Frequenzsteuerschaltung (11), eines zweiten Stroms (i_FF), wobei für Eingangsspannungen (V_IN) geringer als ein vorgegebener Schwellenwert (V_IN*) der zweite Strom (i_FF) null ist; Erzeugen, durch die Frequenzsteuerschaltung (11), eines Frequenzsteuersignals (S_F, i_CH - i_FF) basierend auf dem ersten Strom (i_CH) und dem zweiten Strom (i_FF); Bestimmen, unter Verwendung einer Frequenzsteuerschaltung (11), dass die Eingangsspannung (V_IN) größer als der vorgegebene Schwellenwert (V_IN*) ist; Erzeugen eines Taktsignals (S_CLK) mit einer Oszillatorfrequenz (f_PWM), die von der Eingangsspannung (V_IN) abhängt, unter Verwendung eines Oszillators (OSC), sodass, als Reaktion auf das Bestimmen, dass die Eingangsspannung (V_IN) größer als der vorgegebene Schwellenwert (V_IN*) ist, die Oszillatorfrequenz (f_PWM) sich verringert, wenn die Eingangsspannung (V_IN) ansteigt; und Erzeugen des Schaltsignals (S_PWM) unter Verwendung von Pulsweitenmodulation (PWM) unter Verwendung eines Schaltcontrollers (10), wobei die Frequenz des Schaltsignals entsprechend der Oszillatorfrequenz (f_PWM) eingestellt wird und ein Tastgrad des Schaltsignals (S_PWM) unter Verwendung einer Current-Mode-Steuerung bestimmt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 8, wobei der Tastgrad für die Current-Mode-Steuerung basierend auf einem durch die Induktivität (Lo) fließenden Induktivitätsstrom (i_L) und weiterhin basierend auf einer Ausgangsspannung (V_OUT) an dem Ausgangsknoten des Schaltwandlers eingestellt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 8, das weiterhin aufweist: Erfassen einer Ausgangsspannung (V_OUT) an dem Ausgangsknoten des Schaltwandlers und Bereitstellen eines entsprechenden Spannungserfassungssignals (Vvs); Erfassen eines Induktivitätsstroms (i_L), der durch die Induktivität (Lo) fließt, und Bereitstellen eines entsprechenden Stromerfassungssignals (V_CS); wobei der Tastgrad für die Current-Mode-Steuerung basierend auf dem Stromerfassungssignal (Vcs) und dem Spannungserfassungssignal (Vvs) eingestellt wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 8-10, wobei das Frequenzsteuersignal (S_F, i_CH - i_FF) derart erzeugt wird, dass die Oszillatorfrequenz (f_PWM) für Eingangsspannungen (V_IN) nicht größer als der vorgegebene Schwellenwert (V_IN*) im Wesentlichen konstant bleibt.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 8-11, wobei sich die Oszillatorfrequenz (f_PWM), wenn die Eingangsspannung (V_IN) größer als der vorgegebene Schwellenwert (V_IN*) ist, linear oder entsprechend einer 1/x-Charakteristik verringert.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 8 bis 12, das weiterhin aufweist: Detektieren einer Betriebsartwechselbedingung während des Betriebs in einer PWM-kontinuierlichen-Leitungs-Betriebsart; und Wechseln der Betriebsart des Schaltcontrollers auf die Detektion einer Betriebsartwechselbedingung hin.