CN113991994B - 用于检测电流的装置和电子装置 - Google Patents

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Abstract

本公开提供了用于检测电流的装置和电子装置。用于检测电流的装置包括：电压转换器，通过交替导通第一和第二开关来对电感器充电或放电，以将输入电压转换为输出电压；电流检测电路，配置为检测表示流经第一开关的平均电流的第一电流检测信号；基准电压生成电路，配置为基于第一开关的控制信号的占空比来生成第一开关基准电压；以及控制电路，配置为：响应于流经电感器的平均电流达到阈值电流而基于第一电流检测信号和第一开关基准电压调节第一开关的控制信号的占空比，以使流经电感器的平均电流不高于阈值电流。通过基于第一电流检测信号和第一开关基准电压来调节第一开关的控制信号的占空比，可以以低功率损耗实现对流经电感器的平均电流的限制。

Description

用于检测电流的装置和电子装置
技术领域
本公开涉及电子电路，更具体而言，涉及用于检测电流的装置。
背景技术
电压转换电路被广泛应用于各种电子设备的供电应用中。电压转换电路将由输入侧的供电装置（诸如，电池或适配器）提供的输入电压转换为适合输出侧的负载工作的输出电压，以使负载正常工作。在实际使用时，可能发生诸如输入电流过大、输出侧瞬间电流跳变等情况，导致输入侧或输出侧的功率过载，容易损坏电子设备及其供电装置。
为此，电压转换电路通常包括相应的保护电路，以限制流过电压转换电路的电感器的电流。然而，常规的电压转换电路通常具有较高的功率损耗以实现电感器电流限制。
发明内容
为了降低电感器电流限制的功率损耗，本公开提供了一种用于检测电流的装置。
在本公开的一方面，提供一种用于检测电流的装置。该用于检测电流的装置包括电压转换器、电流检测电路、基准电压生成电路和控制电路。电压转换器包括第一开关、第二开关和电感器，并且被配置为通过交替导通第一开关和第二开关来对电感器充电或放电，以将输入电压转换为输出电压。电流检测电路耦合至电压转换器，并且被配置为检测表示流经第一开关的平均电流的第一电流检测信号。基准电压生成电路被配置为基于第一开关的控制信号的占空比来生成第一开关基准电压。控制电路耦合至电压转换器、电流检测电路和基准电压生成电路，并且被配置为：响应于流经电感器的平均电流达到阈值电流而基于第一电流检测信号和第一开关基准电压调节第一开关的控制信号的占空比，以使流经电感器的平均电流不高于阈值电流。
在本公开的第二方面，提供一种电子装置。该电子装置包括供电装置以及根据第一方面的用于检测电流的装置，该用于检测电流的装置由供电装置提供输入电压。
提供本发明内容是为了以简化的形式介绍将在以下具体实施方式中进一步描述的一些概念。本发明内容不旨在标识所要求保护的主题的关键特征或基本特征，也不旨在用于限制所要求保护的主题的范围。
附图说明
通过参考附图阅读下文的详细描述，本公开的上述以及其他目的、结构和特征将更加清楚。在附图中，以示例性而非限制性的方式示出了本公开的若干实施例，其中：
图1示出了根据本公开的实施例的用于检测电流的装置的可以实施在其中的环境示意图；
图2示出了根据本公开的一个实施例的用于检测电流的装置的示意框图；
图3示出了根据本公开的实施例的在图2的用于检测电流的装置中的升压电路的示意电路图；
图4示出了根据本公开的实施例的在图2的用于检测电流的装置中的控制电路的示意电路图；
图5示出了根据本公开的第一实施例的在图2的用于检测电流的装置中的电流检测电路的示意电路图；
图6示出了根据本公开的第一实施例的在图2的用于检测电流的装置中的基准电压生成电路的示意电路图；
图7示出了根据本公开的实施例的图2的用于检测电流的装置的示意波形时序图；
图8示出了根据本公开的第二实施例的在图2的用于检测电流的装置中的电流检测电路的示意电路图；
图9示出了根据本公开的第二实施例的在图2的用于检测电流的装置中的基准电压生成电路的示意电路图；
图10示出了根据本公开的另一实施例的用于检测电流的装置的示意框图；
图11示出了根据本公开的实施例的在图10的用于检测电流的装置中的降压电路的示意电路图；
图12示出了根据本公开的实施例的在图10的用于检测电流的装置中的控制电路的示意电路图；
图13示出了根据本公开的实施例的在图10的用于检测电流的装置中的电流检测电路的示意电路图；
图14示出了根据本公开的实施例的在图10的用于检测电流的装置中的基准电压生成电路的示意电路图；
图15示出了根据本公开的实施例的在图10的用于检测电流的装置的示意波形时序图。
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本公开的实施例。虽然附图中显示了本公开的某些实施例，然而应当理解的是，本公开可以通过各种形式来实现，而且不应该被解释为限于这里阐述的实施例，相反提供这些实施例是为了更加透彻和完整地理解本公开。应当理解的是，本公开的附图及实施例仅用于示例性作用，并非用于限制本公开的保护范围。在一些或所有情形中可以明显的是，可以不采用以下所述具体设计细节而实施以下所述的任何实施例。在其他一些情形中，以框图形式示出广泛已知的结构和装置以使得容易描述一个或多个实施例。
在本公开的实施例的描述中，表述“包括”及其类似用语应当理解为开放性包含，即“包括但不限于”。表述“基于”应当理解为“至少部分地基于”。表述“一个实施例”或“该实施例”应当理解为“至少一个实施例”。表述“第一”、“第二”等等可以指代不同的或相同的对象。下文还可能包括其他明确的和隐含的定义。
在一种常规的电压转换电路的技术方案中，通常采用与电感器串联的采样电阻来检测流过电感器的平均电流，以用于限制电感器电流。然而，由于采样电阻位于大电流路径上，功耗较大，因此导致电压转换电路具有较低的功率转换效率。
在另一常规的开关型电压转换电路的技术方案中，还可以分别检测流过电压转换电路的两个功率开关管的电流，然后进行信号叠加，从而得到流过电感器的电流的完整信息，进而实现电感器电流限制。然而，这种实现方式将显著增加芯片的成本和复杂度。此外，信号叠加过程需要对分别流过两个功率开关管的电流的检测信号进行比例匹配，这导致难以对电感器电流进行高精度的控制。
在本公开的实施例中，提供了一种改进的用于检测电流的装置，该用于检测电流的装置能够基于表示流经一个功率开关管的平均电流的检测信号和与该功率开关管的控制信号的占空比相关的基准电压来调节该功率开关管的控制信号的占空比。由此，本公开的实施例能够以较高的精度和较低的功率损耗实现对流经电感器的平均电流的限制。
图1示出了根据本公开的一个实施例的用于检测电流的装置10的环境示意图。电子装置1包括供电装置2以及用于检测电流的装置10。在一个实施例中，用于检测电流的装置10可以被配置为向诸如音乐播放器之类的负载6提供工作电压。用于检测电流的装置10可以由供电装置2供电。供电装置2例如可以是电池或适配器，并且输出基本上恒定的直流供电电压VIN。供电电压VIN经过用于检测电流的装置10被转换为直流输出电压VOUT以用于提供给负载6。在一个实施例中，开关4被提供，以控制向负载6的供电。期望以高精度和低损耗来实现对流过用于检测电流的装置10的电感器的平均电流的限制，以防止供电装置2或负载6发生功率过载。
用于检测电流的装置10的示例可以包括例如升压转换电路或降压转换电路。以下将结合图2-图9来描述根据本公开的实施例的升压转换电路，并且结合图10-图15来描述根据本公开的实施例的降压转换电路。通过本公开的实施例，可以以高精度、低损耗实现对流经电感器的平均电流的限制，从而保护其供电装置和负载。
图2示出了根据本公开的一个实施例的用于检测电流的装置10’的示意框图。用于检测电流的装置10’包括升压转换电路。用于检测电流的装置10’包括升压电路12、电流检测电路14、控制电路16和基准电压生成电路18。
在一个实施例中，升压电路12被配置为将来自供电装置2的输入电压VIN升压为被提供给负载6的输出电压VOUT。电流检测电路14耦合至升压电路12，并且被配置为检测流经升压电路12的电流并且生成表示该电流的电流检测信号。控制电路16耦合至电流检测电路14、升压电路12和基准电压生成电路18。基准电压生成电路18被配置为提供控制电路16所需的基准电压。控制电路16被配置为基于来自电流检测电路14的电流检测信号、来自升压电路12的输出电压VOUT以及来自基准电压生成电路18的基准电压来控制升压电路12。
图3示出了根据本公开的实施例的在图2的用于检测电流的装置10’中的升压电路12的示意电路图。在图3的实施例中，升压电路12包括低侧开关QL1、高侧开关QH1、电感器L和电容器C。在一个实施例中，低侧开关QL1可以是场效应晶体管。备选地，低侧开关QL1可以是双极性晶体管。在一个实施例中，高侧开关QH1可以是场效应晶体管。备选地，高侧开关QH1可以是二极管、双极性晶体管或场效应晶体管或由以上一者或多者组合形成的开关。电感器L和高侧开关QH1串联耦合在输入电压VIN与输出电压VOUT之间。低侧开关QL1被耦合在电感器L和高侧开关QH1之间的中间节点SW与接地GND之间。电容器C被耦合在输出电压VOUT与接地GND之间。低侧开关QL1和高侧开关QH1在一个周期内响应于来自控制电路16的控制信号SW1和SW2而交替导通以实现升压。虽然在图3中将电感器L和电容器C示出为独立于升压电路12，但是这仅是示意而非对本公开的范围进行限制。在另一实施例中，电感器L和电容器C可以是升压电路12的一部分。
具体而言，当低侧开关QL1导通时，输入电压VIN向电感器L充电。在此期间，高侧开关QH1关断，流经电感器L的电流等于流经低侧开关QL1的电流，并且随着时间的推移而逐渐增大。当高侧开关QH1导通时，电感器L向电容器C和负载供电，流经电感器L的电流逐渐降低。随后，当低侧开关QL1导通时，输入电压VIN向电感器L充电，并且电容器C向负载供电。由此，通过使低侧开关QL1和高侧开关QH1响应于来自控制电路16的控制信号SW1和SW2而交替导通，升压电路12可以将来自供电装置2的输入电压VIN升压为被提供给负载6的输出电压VOUT。
可以通过改变低侧开关QL1或高侧开关QH1的控制信号的占空比来实现升压的改变，例如输出电压VOUT从第一电压值变为第二电压值。具体而言，低侧开关QL1的导通时间为DL*T，DL表示低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比，T表示周期时间。在一个开关周期内，低侧开关QL1与高侧开关QH1导通逻辑为互补关系，因此高侧开关QH1的导通时间为（1-DL）*T。在升压操作达到稳态的情形下，当低侧开关QL1导通时，通过电感器L的电流线性增大，电感器L两端压降为VIN；当高侧开关QH1导通时，通过电感器L的电流线性减小，电感器L两端压降为VOUT-VIN。电感器L两端达到伏秒平衡，在此情形下，输入电压VIN和输出电压VOUT具有如下关系：
Figure 897824DEST_PATH_IMAGE001
其中DL表示低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比。等式（1）可以被改写为下式（2）：
Figure 752647DEST_PATH_IMAGE002
由此可见，可以通过改变低侧开关QL1或高侧开关QH1的控制信号的占空比，来改变输出电压VOUT的输出电压值。可以理解，还可以使用其它升压电路来将输入电压VIN升压至输出电压VOUT，并且输出电压VOUT可以从第一电压值变化为第二电压值。
图4示出了根据本公开的实施例的在图2的用于检测电流的装置10’中的控制电路16的示意电路图。控制电路16包括模式控制电路20和开关信号发生器22，并且被配置调节低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比，以使流经电感器L的平均电流不高于阈值电流。模式控制电路20被耦合至升压电路12、电流检测电路14和基准电压生成电路18，并且被配置为基于来自电流检测电路14的电流检测信号、来自的升压电路12输出电压VOUT以及来自基准电压生成电路18的开关基准电压VREF2来生成脉冲宽度调制信号SPWM。开关信号发生器22被耦合到模式控制电路20，并且被配置为基于时钟信号CLK和脉冲宽度调制信号SPWM来生成高侧控制信号SW1和低侧控制信号SW2，以分别控制高侧开关QH1和低侧开关QL1的导通和关断。高侧控制信号SW1用于控制高侧开关QH1的导通和关断，低侧控制信号SW2用于控制低侧开关QL1的导通和关断。
模式控制电路20可以包括第一误差放大器24和脉冲宽度调制信号发生器28。第一误差放大器24被耦合至升压电路12，并且被配置为基于输出电压VOUT和预设输出电压VREF0之间的差来生成补偿电压VCOMP。在一个实施例中，第一误差放大器24可以被配置为基于与输出电压VOUT成比例的反馈电压VFB和第一基准电压VREF1之间的差来生成补偿电压VCOMP。例如可以通过分压网络来获得反馈电压VFB。在一个示例中，分压网络包括耦合在输出电压VOUT和接地之间的第一电阻器R1和第二电阻器R2。反馈电压VFB例如是第二电阻器R2两端的电压降。通过设置第一电阻器R1和第二电阻器R2的电阻值，可以设置反馈电压VFB与输出电压VOUT之间的比例。第一基准电压VREF1与预设输出电压VREF0成比例，并且可以由基准电压生成电路18生成。
在一个实施例中，第一误差放大器24可以包括运算放大器。当输出电压VOUT等于预设输出电压VREF0时，反馈电压VFB等于第一基准电压VREF1，此时补偿电压VCOMP保持不变。当输出电压VOUT高于预设输出电压VREF0时，反馈电压VFB高于第一基准电压VREF1，第一误差放大器24对电容器C1放电，补偿电压VCOMP相应地降低。当输出电压VOUT低于预设输出电压VREF0时，反馈电压VFB低于第一基准电压VREF1，第一误差放大器24对电容器C1充电，补偿电压VCOMP相应地增大。电阻器R3和电容器C1可以提高补偿环路的稳定性，并提高抗噪声性能。
电流检测电路14耦合到低侧开关QL1，并且被配置为检测流经低侧开关QL1的电流，并生成表示流经低侧开关QL1的电流的电流检测信号，例如采样电压VS1。可以理解，该电流检测信号VS1可以与流经低侧开关QL1的电流成比例，并且在该电流达到峰值电流时达到电流检测信号VS1的峰值。虽然在此以采样电压VS1的形式示出电流检测，但是这仅是示意而非对本公开的范围进行限制。还可以使用比例电流的方式，例如对流经低侧开关QL1的电流按比例采样一部分来检测。
脉冲宽度调制信号发生器28被耦合至电流检测电路14、第一误差放大器24和开关信号发生器22，并且可以被配置为基于来自电流检测电路14的电流检测信号VS1和来自第一误差放大器24的补偿电压VCOMP来生成脉冲宽度调制信号SPWM。开关信号发生器22被配置为基于脉冲宽度调制信号SPWM和时钟信号CLK来使低侧开关QL1和高侧开关QH1交替导通。在一个实施例中，开关信号发生器22可以被配置为响应于电流检测信号VS1等于补偿电压VCOMP来而使低侧开关QL1关断，并且使高侧开关QH1导通；并且响应于时钟信号CLK而使低侧开关QL1导通，并且使高侧开关QH1关断。利用包括第一误差放大器24的电压反馈环路，控制电路16可以使输出电压VOUT稳定在预设输出电压VREF0附近，从而向负载6提供稳定的输出电压。
为了防止供电装置2或负载6发生功率过载，控制电路16还可以被配置为限制流过用于检测电流的装置10’的电感器L的电流。
在一个实施例中，电流检测电路14被配置为生成表示流经低侧开关QL1的平均电流的电流检测信号VS2。例如，电流检测电路14可以被配置为基于表示流经低侧开关QL1的电流的电流检测信号VS1来生成表示流经低侧开关QL1的平均电流的电流检测信号VS2。关于电流检测电路14的具体实现方式的示例将结合图5和图8进行详细描述。
在一个实施例中，基准电压生成电路18被配置为基于低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比来生成开关基准电压VREF2。关于基准电压生成电路18的具体实现方式的示例将结合图6和图9进行详细描述。
控制电路16可以被配置为响应于流经电感器L的平均电流达到阈值电流而基于电流检测信号VS2和开关基准电压VREF2调节低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比，以使流经电感器L的平均电流不高于阈值电流。在一个实施例中，模式控制电路20还可以包括第二误差放大器26和二极管D1。第二误差放大器26耦合至电流检测电路14和基准电压生成电路18，并且被配置为基于电流检测信号VS2和开关基准电压VREF2之间的差来生成调节电压VEA2。在一个实施例中，由第二误差放大器26将电流检测信号VS2和开关基准电压VREF2的差值信号放大后生成调节电压VEA2。
二极管D1具有阳极和阴极，其中二极管D1的阳极耦合至第一误差放大器24的输出端，并且二极管D1的阴极耦合至第二误差放大器26的输出端。当二极管D1导通时，模式控制电路20可以被配置为基于调节电压VEA2来调节补偿电压VCOMP。
在一个实施例中，当流经电感器L的平均电流较低时，电流检测信号VS2低于开关基准电压VREF2，由第二误差放大器26生成的调节电压VEA2高于补偿电压VCOMP减去二极管D1的正向导通电压Vth，即，VEA2＞VCOMP-Vth。此时二极管D1不导通，补偿电压VCOMP由包括第一误差放大器24的电压反馈环路确定。
当流经电感器L的平均电流较高（例如，达到阈值电流）时，电流检测信号VS2接近开关基准电压VREF2，由第二误差放大器26生成的调节电压VEA2降低到补偿电压VCOMP减去二极管D1的正向导通电压，即，VEA2≤VCOMP-Vth。此时二极管D1正向导通。通过对电容器C1放电，补偿电压VCOMP被拉低到VEA2+Vth的值。由此，低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比DL减小。由等式（2）可知，占空比DL减小将导致输出电压VOUT将减小，例如低于预设输出电压VREF0。
在不考虑用于检测电流的装置10’的功耗的情况下，由供电装置2提供的输入功率等于负载6接收的输出功率，即
Figure 470067DEST_PATH_IMAGE003
其中IOUT_avg是平均输出电流，即通过负载6的平均电流；IIN_avg是平均输入电流，即流经电感器L的平均电流。结合等式（2），可以得到下式（4）：
Figure 537380DEST_PATH_IMAGE004
在一个实施例中，在稳态的情形下，低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比DL基本不变，相应地，与低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比DL相关的开关基准电压VREF2基本不变。当平均输出电流IOUT_avg较大时，平均输入电流IIN_avg增大，这可能导致输入侧的功率过载。随着平均输入电流IIN_avg的增大，流经低侧开关QL1的电流相应地增大，导致调节电压VEA2逐渐降低。当满足VEA2≤VCOMP-Vth时，控制电路16使低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比DL减小，从而使平均输入电流IIN_avg稳定在阈值电流Ith附近，从而防止供电装置2的功率过载。可以理解，在稳态下，平均输入电流IIN_avg稳定在阈值电流Ith，此时满足VS2=VREF2。换句话说，利用包括第二误差放大器26的电流反馈环路，控制电路46可以响应于流经电感器L的平均电流达到阈值电流而基于电流检测信号VS2和开关基准电压VREF2调节低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比DL，以使流经电感器L的平均电流不高于阈值电流Ith，进而防止输入侧的功率过载。
以下将结合图5-图6来描述根据本公开的第一实施例的电流检测电路14的具体实现方式的示例。图5示出了根据本公开的第一实施例的在图2的用于检测电流的装置10’中的电流检测电路14的示意电路图。在一个实施例中，电流检测电路14包括电流检测器31和平均化电路32。
电流检测器31耦合至低侧开关QL1，并且被配置为对流经低侧开关QL1的电流进行采样，以生成表示流经低侧开关QL1的电流的电流检测信号VS1。在一个实施例中，电流检测器31包括电流采样器33和斩波电路34。
电流采样器33耦合至低侧开关QL1，并且被配置为对流经低侧开关QL1的电流进行采样，以生成电流检测信号VS0。在一个实施例中，电流采样器33可以包括运算放大器35和电阻器R4。运算放大器35被配置为基于低侧开关QL1两端的电压差来生成电流检测信号VS0。在一个实施例中，运算放大器35经由开关Q0耦合至低侧开关QL1，开关Q响应于低侧控制信号SW2而与低侧开关QL1同时导通和关断。运算放大器35被配置为对流经低侧开关QL1的电流I_LS进行采样，并且对该电流I_LS进行等比例缩放，以流入电阻器R4。由此，可以获得下式（5）：
Figure 53550DEST_PATH_IMAGE005
其中k是运算放大器35的增益，R4是电阻器R4的电阻值。当低侧开关QL1导通时，电流检测信号VS0随着流过低侧开关QL1的电流I_LS的增大而增大；并且当低侧开关QL1关断时，电流检测信号VS0降为零。
斩波电路34耦合至电流采样器33，并且被配置为对电流检测信号VS0进行斩波以生成电流检测信号VS1。在一个实施例中，斩波电路34可以包括第一开关Q1和第二开关Q2。第一开关Q1被耦合至电流采样器33，并且响应于低侧控制信号SW2而与低侧开关QL1同时导通和关断。第二开关Q2被耦合在第一开关Q1与接地GND之间，并且响应于高侧控制信号SW1而与高侧开关QH1同时导通和关断。在一个实施例中，脉冲宽度调制信号发生器28可以基于电流检测信号VS1和补偿电压VCOMP来生成脉冲宽度调制信号SPWM。可以理解，电流检测器31的结构仅是示例性的，还可以以其他电路布置来检测电流检测信号VS1，只要其能够表示流经低侧开关QL1的电流。
平均化电路32耦合至斩波电路34和控制电路16，并且被配置为对电流检测信号VS1进行平均化以生成电流检测信号VS2。在一个实施例中，平均化电路32包括耦合至斩波电路34的电阻器R5和耦合在电阻器R5与接地GND之间的电容器C2。平均化电路32可以被配置为通过电阻器R5和电容器C2来对电流检测信号VS1进行积分滤波，从而对电流检测信号VS1进行平均化。结合等式（5），可以得到下式（6）：
Figure 548117DEST_PATH_IMAGE006
其中，ILS_avg是流经低侧开关QL1的平均电流。根据直流电荷量关系可以得到下式（7）：
Figure 752833DEST_PATH_IMAGE007
结合等式（5），可以得到下式（8）：
Figure 889416DEST_PATH_IMAGE008
图6示出了根据本公开的第一实施例的在图2的用于检测电流的装置10’中的基准电压生成电路18的示意电路图。基准电压生成电路18被配置为基于低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比来将在输入端接收的基准电压VREFCC转换为开关基准电压VREF2。
在一个实施例中，基准电压生成电路18可以包括第三开关Q3、第四开关Q4和滤波电路36。第三开关Q3被耦合至基准电压生成电路18的输入端，以接收基准电压VREFCC，并且响应于低侧控制信号SW2而与低侧开关QL1同时导通和关断。备选地，基准电压VREFCC还可以是在基准电压生成电路18内部生成的。第四开关Q4被耦合在第三开关Q3和接地GND之间，并且响应于高侧控制信号SW1而与高侧开关QH1同时导通和关断。换句话说，第三开关Q3的控制信号SW2的占空比为DL，与低侧开关QL1的控制信号的占空比相同。
滤波电路36被耦合至第三开关Q3和第四开关Q4之间的中间节点以及控制电路16，以生成被提供至控制电路16的开关基准电压VREF2。在一个实施例中，滤波电路36包括电阻器R6和电容器C3。电阻器R6耦合至运算放大器37的第二输入端，电容器C3耦合至运算放大器37的第二输入端和接地GND。滤波电路36被配置为对第四开关Q4两端的电压进行平均化。
通过基准电压生成电路18的配置，基准电压生成电路18的输入VREFCC和输出VREF2可以满足下式（9）：
Figure 997443DEST_PATH_IMAGE009
结合等式（8），可以得到下式（10）：
Figure 928490DEST_PATH_IMAGE010
结合等式（10）可知，由第二误差放大器26生成的调节电压VEA2与低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比DL成正比，并且随着流经电感器L的平均电流IIN_avg的增大而减小。当流经电感器L的平均电流IIN_avg增大到阈值电流时，调节电压VEA2降低到VCOMP-Vth时，二极管D1正向导通。通过对电容器C1放电，补偿电压VCOMP被拉低到VEA2+Vth的值。由此，低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比DL减小，从而使流经电感器L的平均电流IIN_avg不超过阈值电流Ith。
此外，在稳态下，平均输入电流IIN_avg稳定在阈值电流Ith，此时满足VS2=VREF2。结合等式（10），可以得到下式（11）：
Figure 620502DEST_PATH_IMAGE011
因此，流经电感器L的平均电流IIN_avg的阈值电流Ith可以通过调节基准电压VREFCC进行设置。
图7示出了根据本公开的实施例的在图2的用于检测电流的装置10’的示意波形时序图。具体地，图7示出了控制信号SW1和SW2、通过电感器L的电流IL、节点SW处的电压VSW、流经低侧开关QL1和高侧开关QH1的电流I_LS和I_HS、电流检测信号VS1和VS2。
通过根据图2至图7示出的根据本公开的第一实施例的升压转换电路，可以检测流过低侧开关的平均电流，并且基于低侧开关的控制信号的占空比来生成开关基准电压。升压转换电路可以通过基于表示流过低侧开关的平均电流的电流检测信号和与低侧开关的控制信号的占空比相关的开关基准电压来调节低侧开关的控制信号的占空比，从而使得能够通过电流反馈环路将流经电感器的平均电流限制为不高于阈值电流。相比于常规的升压转换电路，图2至图7的实施例不需要进行信号之间的比例匹配和信号叠加，因而具有较高的精度；不需要在大电流路径上设置额外的采样电阻，因而具有较低的功率损耗；并且可以仅采用一个电流采样器来实现电压反馈环路和电流反馈环路，电路简单，电路部件较少，占用较小的PCB面积。
图2至图7示出了根据本公开的实施例的升压转换电路的示例，但是可以理解，升压转换电路不限于此，而是可以具有其它升压转换电路，只要其能够通过基于表示流过一个功率开关管的平均电流的电流检测信号和与该功率开关管的控制信号的占空比相关的开关基准电压来调节该功率开关管的控制信号的占空比。虽然在图2至图7中，升压转换电路被示出为基于低侧开关进行电流限制，但是这仅是示意而非对本公开的范围进行限制。在另一实施例中，升压转换电路还可以基于表示流过高侧开关的平均电流的电流检测信号和与高侧开关的控制信号的占空比相关的高侧开关基准电压来调节高侧开关的控制信号的占空比，进而将流经电感器的平均电流限制为不高于阈值电流。
图8示出了根据本公开的第二实施例的在图2的用于检测电流的装置10’中的电流检测电路14’的示意电路图。在一个实施例中，电流检测电路14’包括电流检测器31’和平均化电路32。图8的电流检测电路14’与图5的电流检测电路14相似，不同之处在于：电流检测器31’包括第一开关Q1和第二开关Q2。第一开关Q1被耦合在低侧开关QL1与电阻器R5之间，并且响应于低侧控制信号SW2而与低侧开关QL1同时导通和关断；第二开关Q2被耦合在第一开关Q1与电阻器R5的中间节点和接地GND之间，并且响应于高侧控制信号SW1而与高侧开关QH1同时导通和关断。第一开关Q1与第二开关Q2之间的中间节点的电压与流经低侧开关QL1的电流成比例，电流检测器31’生成表示流经低侧开关QL1的电流的电流检测信号VS1’。平均化电路32耦合至斩波电路34和控制电路16，并且被配置为对电流检测信号VS1’进行平均化以生成电流检测信号VS2’。电流检测信号VS2’表示与流经低侧开关QL1的平均电流成比例，结合等式（7）可以得到下式（12）：
Figure 295197DEST_PATH_IMAGE012
其中IIN_avg表示平均输入电流，即流经电感器L的平均电流；DL表示低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比。
图9示出了根据本公开的第二实施例的在图2的用于检测电流的装置10’中的基准电压生成电路18’的示意电路图。图9的基准电压生成电路18’与图6的基准电压生成电路18相似，不同之处在于：基准电压生成电路18’被配置为基于在输入端接收的基准电流IREF和低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比来生成开关基准电压VREF2。
在一个实施例中，基准电压生成电路18’包括基准电路开关Q5、基准电流采样器37和基准平均化电路38。基准电路开关Q5被耦合至基准电压生成电路18’的输入端和接地GND之间，以接收基准电流IREF，并且响应于低侧控制信号SW2而与低侧开关QL1同时导通和关断。基准电流采样器37被耦合至基准电路开关Q5，并且被配置为对流经基准电路开关Q5的电流进行采样，以生成表示流经基准电路开关Q5的电流的基准电流检测信号VS3。在一个实施例中，基准电流采样器37可以包括第三开关Q3和第四开关Q4。第三开关Q3和第四开关Q4可以具有与图6的第三开关Q3和第四开关Q4相似的布置。第三开关Q3的控制信号SW2的占空比为DL，与低侧开关QL1的控制信号的占空比相同。
基准平均化电路38被耦合至基准电流采样器37和控制电路16，并且被配置为对基准电流检测信号VS3进行平均化以生成被提供至控制电路16的开关基准电压VREF2’。通过基准电压生成电路18的配置，基准电压生成电路18的输入IREF和输出VREF2’可以满足下式（13）：
Figure 254801DEST_PATH_IMAGE013
结合等式（12），可以得到下式（14）：
Figure 356749DEST_PATH_IMAGE014
结合等式（14）可知，由第二误差放大器26生成的调节电压VEA2与低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比DL成正比，并且随着流经电感器L的平均电流IIN_avg的增大而减小。当流经电感器L的平均电流IIN_avg增大到阈值电流时，调节电压VEA2降低到VCOMP-Vth时，二极管D1正向导通。通过对电容器C1放电，补偿电压VCOMP被拉低到VEA2+Vth的值。由此，低侧开关QL1的控制信号SW2的占空比DL减小，从而使流经电感器L的平均电流IIN_avg不超过阈值电流。
此外，在稳态下，VREF ’=VS2 ’。结合等式（14），可以得到下式（15）：
Figure 536058DEST_PATH_IMAGE015
因此，流经电感器L的平均电流IIN_avg的阈值电流Ith可以通过调节基准电流IREF进行设置。
通过根据图8至图9示出的根据本公开的第二实施例的升压转换电路的电流检测电路和基准电压生成电路，可以检测流过低侧开关的平均电流，并且基于低侧开关的控制信号的占空比来生成开关基准电压，以使得升压转换电路能够通过电流反馈环路将流经电感器的平均电流限制为不高于阈值电流。相比于常规的升压转换电路，图8至图9的实施例具有较高的精度、较低的功率损耗，并且电路简单，集成度高，极大地减小了PCB面积，并且显著降低设计和生产成本。
以下将结合图10-图15来描述根据本公开的实施例的降压转换电路。图10示出了根据本公开的另一实施例的用于检测电流的装置10”的示意框图。用于检测电流的装置10”包括降压转换电路。用于检测电流的装置10”包括降压电路42、电流检测电路44、控制电路46和基准电压生成电路48。图10的用于检测电流的装置10”与图2的用于检测电流的装置10’相似，不同之处在于：用于检测电流的装置10”包括降压电路42，降压电路42被配置为将来自供电装置2的输入电压VIN降压为被提供给负载6的输出电压VOUT。
图11示出了根据本公开的实施例的在图10的用于检测电流的装置10”中的降压电路42的示意电路图。在图11的实施例中，降压电路42包括高侧开关QH2、低侧开关QL2、电感器L和电容器C。在一个实施例中，高侧开关QH2可以是场效应晶体管。备选地，高侧开关QH2可以是双极性晶体管。在一个实施例中，低侧开关QL2可以是场效应晶体管。备选地，低侧开关QL2可以是二极管、双极性晶体管或场效应晶体管或由以上一者或多者组合形成的开关。高侧开关QH2和电感器L串联耦合在输入电压VIN与输出电压VOUT之间。低侧开关QL2被耦合在电感器L和高侧开关QH2之间的中间节点SW与接地GND之间。电容器C被耦合在输出电压VOUT与接地GND之间。高侧开关QH2和低侧开关QL2在一个周期内响应于来自控制电路46的控制信号SW1和SW2而交替导通以实现降压。
具体而言，当高侧开关QH2导通时，输入电压VIN向电感器L和电容器C充电，并且向负载供电。在此期间，低侧开关QL2关断，流经电感器L的电流等于流经高侧开关QH2的电流，并且随着时间的推移而逐渐增大。当低侧开关QL2导通时，电感器L和电容器C向负载供电，流经电感器L的电流逐渐降低。由此，通过使高侧开关QH2和低侧开关QL2响应于来自控制电路46的控制信号SW1和SW2而交替导通，降压电路42可以将来自供电装置2的输入电压VIN降压为被提供给负载6的输出电压VOUT。
可以通过改变高侧开关QH2或低侧开关QL2的控制信号的占空比来实现降压的改变，例如输出电压VOUT从第一电压值变为第二电压值。具体而言，高侧开关QH2的导通时间为DH*T，DH表示高侧开关QH2的控制信号SW1的占空比，T表示周期时间。在一个开关周期内，高侧开关QH2与低侧开关QL2导通逻辑为互补关系，因此低侧开关QL2的导通时间为（1-DH）*T。在降压操作达到稳态的情形下，当高侧开关QH2导通时，通过电感器L的电流线性增大，电感器L两端压降为VIN-VOUT；当低侧开关QL2导通时，通过电感器L的电流线性减小，电感器L两端压降为VOUT。电感器L两端达到伏秒平衡，在此情形下，输入电压VIN和输出电压VOUT具有如下关系：
Figure 250329DEST_PATH_IMAGE016
其中DH表示高侧开关QH2的控制信号SW1的占空比。等式（16）可以被改写为下式（17）：
Figure 831483DEST_PATH_IMAGE017
由此可见，可以通过改变高侧开关QH2或低侧开关QL2的控制信号的占空比，来改变输出电压VOUT的输出电压值。可以理解，还可以使用其它降压电路来将输入电压VIN降压至输出电压VOUT，并且输出电压VOUT可以从第一电压值变化为第二电压值。
图12示出了根据本公开的实施例的在图10的用于检测电流的装置10”中的控制电路46的示意电路图。控制电路46包括模式控制电路50和开关信号发生器52，并且被配置调节高侧开关QH2的控制信号SW1的占空比，以使流经电感器L的平均电流（即，平均输出电流IOUT_avg）不高于阈值电流Ith。模式控制电路50包括第一误差放大器54、第二误差放大器56、二极管D1和脉冲宽度调制信号发生器58。图12的控制电路46与图4的控制电路16相似，不同之处在于：电流检测信号VS1表示流经高侧开关QH2的电流，电流检测信号VS2表示流经高侧开关QH2的平均电流，并且开关基准电压VREF2与高侧开关QH2的控制信号的占空比相关。与图4类似，脉冲宽度调制信号发生器48可以被配置为基于来自电流检测电路44的电流检测信号VS1和来自第一误差放大器54的补偿电压VCOMP来生成脉冲宽度调制信号SPWM。利用包括第一误差放大器54的电压反馈环路，控制电路46可以使输出电压VOUT稳定在预设输出电压VREF0附近，从而向负载6提供稳定的输出电压。
电流检测电路44可以被配置为生成表示流经高侧开关QH2的平均电流的电流检测信号VS2。基准电压生成电路48可以被配置为基于高侧开关QH2的控制信号SW1的占空比来生成开关基准电压VREF2。第二误差放大器56可以被配置为基于电流检测信号VS2和开关基准电压VREF2之间的差来生成调节电压VEA2。可以理解，在稳态下，平均输出电流IOUT_avg稳定在阈值电流Ith，此时满足VS2=VREF2。利用包括第二误差放大器56的电流反馈环路，控制电路46可以响应于流经电感器L的平均电流达到阈值电流而基于电流检测信号VS2调节高侧开关QH2的控制信号SW1的占空比，以使流经电感器L的平均电流不高于阈值电流Ith。
图13示出了根据本公开的实施例的在图10的用于检测电流的装置10”中的电流检测电路44的示意电路图。在一个实施例中，电流检测电路44包括电流检测器61和平均化电路32。电流检测器61包括电流采样器63和斩波电路64。电流采样器63可以包括运算放大器65和电阻器R4。图13的电流检测电路44与图5的电流检测电路14相似，不同之处在于：电流检测电路44耦合到高侧开关QH2，第一开关Q1的控制信号SW1的占空比为DH，与高侧开关QH2的控制信号的占空比相同。电流检测电路44被配置为生成表示流经高侧开关QH2的平均电流的电流检测信号VS2。根据直流电荷量关系可以得到下式（18）：
Figure 104333DEST_PATH_IMAGE018
其中，IHS_avg是流经高侧开关QH2的平均电流，IOUT_avg是平均输出电流，即流经电感器L的平均电流。由此，电流检测信号VS2可以满足下式（19）：
Figure 770937DEST_PATH_IMAGE019
图14示出了根据本公开的实施例的在图10的用于检测电流的装置10”中的基准电压生成电路48的示意电路图。在一个实施例中，基准电压生成电路48可以包括第三开关Q3、第四开关Q4和滤波电路66。图14的基准电压生成电路48与图6的基准电压生成电路18相似，不同之处在于：第三开关Q3的控制信号SW1的占空比为DH，与高侧开关QH2的控制信号的占空比相同。通过基准电压生成电路48的配置，基准电压生成电路48的输入VREFCC和输出VREF2可以满足下式（20）：
Figure 285970DEST_PATH_IMAGE020
结合等式（19），可以得到下式（21）：
Figure 721631DEST_PATH_IMAGE021
结合等式（21）可知，由第二误差放大器26生成的调节电压VEA2与高侧开关QH2的控制信号SW1的占空比DH成正比，并且随着流经电感器L的平均电流IOUT_avg的增大而减小。由此，当流经电感器L的平均电流IOUT_avg增大到阈值电流时，补偿电压VCOMP被拉低到VEA2+Vth的值，高侧开关QH2的控制信号SW1的占空比DH减小，从而使流经电感器L的平均电流IOUT_avg不超过阈值电流Ith。
此外，在稳态下，平均输出电流IOUT_avg稳定在阈值电流Ith，此时满足VS2=VREF2。结合等式（21），可以得到下式（22）：
Figure 430961DEST_PATH_IMAGE022
流经电感器L的平均电流IOUT_avg的阈值电流Ith可以通过调节基准电压VREFCC进行设置。
图15示出了根据本公开的实施例的在图10的用于检测电流的装置10”的示意波形时序图。具体地，图15示出了控制信号SW1和SW2、通过电感器L的电流IL、节点SW处的电压VSW、流经低侧开关QL1和高侧开关QH1的电流I_LS和I_HS、电流检测信号VS1和VS2。
通过根据图10至图15示出的根据本公开的实施例的降压转换电路，可以检测流过高侧开关的平均电流，并且基于高侧开关的控制信号的占空比来生成开关基准电压。降压转换电路可以通过基于表示流过高侧开关的平均电流的电流检测信号和与高侧开关的控制信号的占空比相关的开关基准电压来调节高侧开关的控制信号的占空比，从而能够通过电流反馈环路将流经电感器的平均电流限制为不高于阈值电流。相比于常规的降压转换电路，图10至图15的实施例不需要进行信号之间的比例匹配和信号叠加，因而具有较高的精度；不需要在大电流路径上设置额外的采样电阻，因而具有较低的功率损耗；并且可以仅采用一个电流采样器来实现电压反馈环路和电流反馈环路，电路简单，电路部件较少，占用较小的PCB面积。
图10至图15示出了根据本公开的实施例的降压转换电路的示例，但是可以理解，降压转换电路不限于此，而是可以具有其它降压转换电路，只要其能够通过基于表示流过一个功率开关管的平均电流的电流检测信号和与该功率开关管的控制信号的占空比相关的开关基准电压来调节该功率开关管的控制信号的占空比。虽然在图10至图15中，降压转换电路被示出为基于高侧开关进行电流限制，但是这仅是示意而非对本公开的范围进行限制。在另一实施例中，降压转换电路还可以基于表示流过低侧开关的平均电流的电流检测信号和与低侧开关的控制信号的占空比相关的低侧开关基准电压来调节低侧开关的控制信号的占空比，进而将流经电感器的平均电流限制为不高于阈值电流。
本公开的实施例的技术方案基于表示流经一个功率开关管的平均电流的检测信号和与该功率开关管的控制信号的占空比相关的开关基准电压来调节该功率开关管的控制信号的占空比，从而能够通过电流反馈环路将流经电感器的平均电流限制为不高于阈值电流。与常规电压转换电路相比，本公开的实施例的技术方案结构简单，能够降低电压转换电路的损耗，并且占用较小的PCB面积。
实施例可以使用以下条款来进一步描述：
条款1. 一种用于检测电流的装置（10、10’、10”），包括：
电压转换器（12、42），包括第一开关、第二开关和电感器（L），并且被配置为通过交替导通所述第一开关和所述第二开关来对所述电感器（L）充电或放电，以将输入电压（VIN）转换为输出电压（VOUT）；
电流检测电路（14、44），耦合至所述电压转换器（12、42），并且被配置为检测表示流经所述第一开关的平均电流的第一电流检测信号（VS2）；
基准电压生成电路（18、48），被配置为基于所述第一开关的控制信号的占空比来生成第一开关基准电压（VREF2）；以及
控制电路（16、46），耦合至所述电压转换器（12、42）、所述电流检测电路（14、44）和所述基准电压生成电路（18、48），并且被配置为：响应于流经所述电感器（L）的平均电流达到阈值电流而基于所述第一电流检测信号（VS2）和所述第一开关基准电压（VREF2）调节所述第一开关的控制信号的占空比，以使流经所述电感器（L）的平均电流不高于所述阈值电流。
条款2. 根据条款1所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中电流检测电路（14、44）包括：
电流检测器（31、61），耦合至所述第一开关，并且被配置为检测表示流经所述第一开关的电流的第二电流检测信号（VS1）；以及
平均化电路（32、62），耦合至所述电流检测器（31、61）和所述控制电路（16、46），并且被配置为对所述第二电流检测信号（VS1）进行平均化以生成被提供至所述控制电路（16、46）的所述第一电流检测信号（VS2）。
条款3. 根据条款2所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述电流检测器（31、61）包括：
电流采样器（33、63），耦合至所述第一开关，并且被配置为对流经所述第一开关的电流进行采样，以生成第三电流检测信号（VS0）；以及
斩波电路（34、64），耦合至所述电流采样器（33、63）和所述平均化电路（32、62），并且被配置为对所述第三电流检测信号（VS0）进行斩波以生成被提供至所述平均化电路（32、62）的所述第二电流检测信号（VS1）。
条款4. 根据条款3所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述斩波电路（34、64）包括：
第三开关（Q1），耦合在所述电流采样器（33、63）和所述平均化电路（32、62）之间；以及
第四开关（Q2），耦合至所述第三开关（Q1）、所述平均化电路（32、62）和接地（GND）；
其中所述控制电路（16、46）进一步被配置为：使所述第一开关与所述第三开关（Q1）同时导通和关断，并且使所述第二开关与所述第四开关（Q2）同时导通和关断。
条款5. 根据条款3所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述电流采样器（33、63）包括：
运算放大器（35、65），具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述第一输入端和所述第二输入端分别耦合至所述第一开关的两个端子，所述运算放大器（35、65）的所述输出端耦合至所述斩波电路（34、64）；以及
电阻器（R4），耦合至所述运算放大器（35、65）、所述斩波电路（34、64）和接地（GND）。
条款6. 根据条款3所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述电流检测器（31、61）还包括第五开关（Q0），所述第五开关（Q0）耦合在所述第一开关和所述电流采样器（33、63）之间，
其中所述控制电路（16、46）进一步被配置为：使所述第一开关与所述第五开关（Q0）同时导通和关断。
条款7. 根据条款1所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述基准电压生成电路（18、48）被配置为基于所述第一开关的控制信号的占空比来将在输入端接收的基准电压（VREFCC）转换为所述第一开关基准电压（VREF2），其中所述基准电压生成电路（18、48）包括：
第六开关（Q3），耦合至所述基准电压生成电路（18、48）的所述输入端，以接收所述基准电压（VREFCC）；
第七开关（Q4），耦合至所述第六开关（Q3）和接地（GND）；以及
滤波电路（36、66），耦合至所述第六开关（Q3）和所述第七开关（Q4）之间的中间节点以及所述控制电路（16、46），以生成被提供至所述控制电路（16、46）的所述第一开关基准电压（VREF2）；
其中所述控制电路（16、46）进一步被配置为：使所述第一开关与所述第六开关（Q3）同时导通和关断，并且使所述第二开关与所述第七开关（Q4）同时导通和关断。
条款8. 根据条款2所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述第一开关被耦合在所述电感器与所述第二开关之间的中间节点和接地（GND）之间，所述电流检测器包括：
第三开关（Q1），耦合至所述第一开关；以及
第四开关（Q2），耦合至所述第三开关（Q1）、所述平均化电路和接地（GND）；
其中所述控制电路进一步被配置为：使所述第一开关与所述第三开关（Q1）同时导通和关断，并且使所述第二开关与所述第四开关（Q2）同时导通和关断。
条款9. 根据条款1所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述基准电压生成电路被配置为基于在输入端接收的基准电流（IREF）和所述第一开关的控制信号的占空比来生成所述第一开关基准电压（VREF2），其中所述基准电压生成电路包括：
基准电路开关（Q5），耦合至所述基准电压生成电路的所述输入端和接地（GND），以接收所述基准电流（IREF）；
基准电流采样器（37），耦合至所述基准电路开关（Q5），并且被配置为对流经所述基准电路开关（Q5）的电流进行采样，以生成表示流经所述基准电路开关（Q5）的电流的基准电流检测信号（VS3）；
基准平均化电路（38），耦合至所述基准电流采样器（37）和所述控制电路，并且被配置为对所述基准电流检测信号（VS3）进行平均化以生成被提供至所述控制电路的所述第一开关基准电压；
其中所述控制电路进一步被配置为：使所述第一开关与所述基准电路开关（Q5）同时导通和关断。
条款10. 根据条款9所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述基准电流采样器（37）包括：
第六开关（Q3），耦合至所述基准电路开关（Q5）和所述基准平均化电路（38）；以及
第七开关（Q4），耦合至所述第六开关（Q3）、所述基准平均化电路（38）和接地（GND）；
其中所述控制电路进一步被配置为：使所述第一开关与所述第六开关（Q3）同时导通和关断，并且使所述第二开关与所述第七开关（Q4）同时导通和关断。
条款11. 根据条款1所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述电流检测电路（14、44）还被配置为检测表示流经所述第一开关的电流的第二电流检测信号（VS1）；并且其中所述控制电路（16、46）包括：
模式控制电路（20、50），耦合至所述电压转换器（12、42）和所述电流检测电路（14、44），并且被配置为基于所述第一电流检测信号（VS2）、所述第二电流检测信号（VS1）、所述第一开关基准电压（VREF2）和所述输出电压（VOUT）来生成脉冲宽度调制信号（SPWM）；以及
开关信号发生器（22、52），耦合至所述模式控制电路（20、50），并且被配置为基于所述脉冲宽度调制信号（SPWM）和时钟信号（CLK）来使所述第一开关和所述第二开关交替导通。
条款12. 根据条款11所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述模式控制电路（20、50）包括：
第一误差放大器（24、54），耦合至所述电压转换器（12、42），并且被配置为基于所述输出电压（VOUT）和预设输出电压（VREF0）之间的差来生成补偿电压（VCOMP）；
补偿电压调节电路，耦合至所述电流检测电路（14、44）、所述基准电压生成电路（18、48）和所述第一误差放大器（24、54），并且被配置为基于所述第一电流检测信号（VS2）和所述第一开关基准电压（VREF2）来调节所述补偿电压（VCOMP）；以及
脉冲宽度调制信号发生器（28、58），耦合至所述电流检测电路（14、44）、所述第一误差放大器（24、54）、所述补偿电压调节电路和所述开关信号发生器（22、52），并且被配置为基于所述第二电流检测信号（VS1）和所述补偿电压（VCOMP）来生成被提供至所述开关信号发生器（22、52）的所述脉冲宽度调制信号（SPWM）。
条款13. 根据条款12所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述补偿电压调节电路包括：
第二误差放大器（26、56），耦合至所述电流检测电路（14、44）和所述基准电压生成电路（18、48），并且被配置为基于所述第一电流检测信号（VS2）和所述第一开关基准电压（VREF2）之间的差来生成调节电压（VEA2）；以及
二极管（D1），具有阳极和阴极，所述二极管（D1）的所述阳极耦合至所述第一误差放大器（24、54），并且所述二极管（D1）的所述阴极耦合至所述第二误差放大器（26、56）。
条款14. 根据条款13所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），其中所述补偿电压调节电路还被配置为：当所述二极管（D1）导通时，基于所述调节电压（VEA2）调节所述补偿电压（VCOMP）。
条款15. 一种电子装置（1），包括：
供电装置（2）；以及
根据条款1-14中任一项所述的用于检测电流的装置（10、10’、10”），由所述供电装置（2）提供所述输入电压（VIN）。
此外，本公开提供了各种示例实施例，如所描述的以及如附图所示。然而，本公开不限于本文所描述和说明的实施例，而是可以延伸到其他实施例，如本领域技术人员已经知道或将会知道的。说明书中对“一个实施例”、“该实施例”、“这些实施例”或“一些实施例”的引用意指所描述的特定特征、结构或特性被包括在至少一个实施例中，并且这些短语在说明书中各个地方的出现不必全部指代相同的实施例。
最后，虽然已经以专用于结构特征和/或方法动作的语言描述了各个实施例，但是应当理解，在所附表示中限定的主题不一定限于所描述的具体特征或动作。相反，具体特征和动作被公开作为实现所要求保护的主题的示例形式。

Claims (15)

1.一种用于检测电流的装置，包括：
电压转换器，包括第一开关、第二开关和电感器，并且被配置为通过交替导通所述第一开关和所述第二开关来对所述电感器充电或放电，以将输入电压转换为输出电压；
电流检测电路，耦合至所述电压转换器，并且被配置为检测表示流经所述第一开关的平均电流的第一电流检测信号；
基准电压生成电路，被配置为基于所述第一开关的控制信号的占空比来生成第一开关基准电压；以及
控制电路，耦合至所述电压转换器、所述电流检测电路和所述基准电压生成电路，并且被配置为：响应于流经所述电感器的平均电流达到阈值电流而基于所述第一电流检测信号和所述第一开关基准电压调节所述第一开关的控制信号的占空比，以使流经所述电感器的平均电流不高于所述阈值电流。
2.根据权利要求1所述的装置，其中电流检测电路包括：
电流检测器，耦合至所述第一开关，并且被配置为检测表示流经所述第一开关的电流的第二电流检测信号；以及
平均化电路，耦合至所述电流检测器和所述控制电路，并且被配置为对所述第二电流检测信号进行平均化以生成被提供至所述控制电路的所述第一电流检测信号。
3.根据权利要求2所述的装置，其中所述电流检测器包括：
电流采样器，耦合至所述第一开关，并且被配置为对流经所述第一开关的电流进行采样，以生成第三电流检测信号；以及
斩波电路，耦合至所述电流采样器和所述平均化电路，并且被配置为对所述第三电流检测信号进行斩波以生成被提供至所述平均化电路的所述第二电流检测信号。
4.根据权利要求3所述的装置，其中所述斩波电路包括：
第三开关，耦合在所述电流采样器和所述平均化电路之间；以及
第四开关，耦合至所述第三开关、所述平均化电路和接地；
其中所述控制电路进一步被配置为：使所述第一开关与所述第三开关同时导通和关断，并且使所述第二开关与所述第四开关同时导通和关断。
5.根据权利要求3所述的装置，其中所述电流采样器包括：
运算放大器，具有第一输入端、第二输入端和输出端，所述第一输入端和所述第二输入端分别耦合至所述第一开关的两个端子，所述运算放大器的所述输出端耦合至所述斩波电路；以及
电阻器，耦合至所述运算放大器、所述斩波电路和接地。
6.根据权利要求3所述的装置，其中所述电流检测器还包括第五开关，所述第五开关耦合在所述第一开关和所述电流采样器之间，
其中所述控制电路进一步被配置为：使所述第一开关与所述第五开关同时导通和关断。
7.根据权利要求1所述的装置，其中所述基准电压生成电路被配置为基于所述第一开关的控制信号的占空比来将在输入端接收的基准电压转换为所述第一开关基准电压，其中所述基准电压生成电路包括：
第六开关，耦合至所述基准电压生成电路的所述输入端，以接收所述基准电压；
第七开关，耦合至所述第六开关和接地；以及
滤波电路，耦合至所述第六开关和所述第七开关之间的中间节点以及所述控制电路，以生成被提供至所述控制电路的所述第一开关基准电压；
其中所述控制电路进一步被配置为：使所述第一开关与所述第六开关同时导通和关断，并且使所述第二开关与所述第七开关同时导通和关断。
8.根据权利要求2所述的装置，其中所述第一开关被耦合在所述电感器与所述第二开关之间的中间节点和接地之间，所述电流检测器包括：
第三开关，耦合至所述第一开关；以及
第四开关，耦合至所述第三开关、所述平均化电路和接地；
其中所述控制电路进一步被配置为：使所述第一开关与所述第三开关同时导通和关断，并且使所述第二开关与所述第四开关同时导通和关断。
9.根据权利要求1所述的装置，其中所述基准电压生成电路被配置为基于在输入端接收的基准电流和所述第一开关的控制信号的占空比来生成所述第一开关基准电压，其中所述基准电压生成电路包括：
基准电路开关，耦合至所述基准电压生成电路的所述输入端和接地，以接收所述基准电流；
基准电流采样器，耦合至所述基准电路开关，并且被配置为对流经所述基准电路开关的电流进行采样，以生成表示流经所述基准电路开关的电流的基准电流检测信号；
基准平均化电路，耦合至所述基准电流采样器和所述控制电路，并且被配置为对所述基准电流检测信号进行平均化以生成被提供至所述控制电路的所述第一开关基准电压；
其中所述控制电路进一步被配置为：使所述第一开关与所述基准电路开关同时导通和关断。
10.根据权利要求9所述的装置，其中所述基准电流采样器包括：
第六开关，耦合至所述基准电路开关和所述基准平均化电路；以及
第七开关，耦合至所述第六开关、所述基准平均化电路和接地；
其中所述控制电路进一步被配置为：使所述第一开关与所述第六开关同时导通和关断，并且使所述第二开关与所述第七开关同时导通和关断。
11.根据权利要求1所述的装置，其中所述电流检测电路还被配置为检测表示流经所述第一开关的电流的第二电流检测信号；并且其中所述控制电路包括：
模式控制电路，耦合至所述电压转换器和所述电流检测电路，并且被配置为基于所述第一电流检测信号、所述第二电流检测信号、所述第一开关基准电压和所述输出电压来生成脉冲宽度调制信号；以及
开关信号发生器，耦合至所述模式控制电路，并且被配置为基于所述脉冲宽度调制信号和时钟信号来使所述第一开关和所述第二开关交替导通。
12.根据权利要求11所述的装置，其中所述模式控制电路包括：
第一误差放大器，耦合至所述电压转换器，并且被配置为基于所述输出电压和预设输出电压之间的差来生成补偿电压；
补偿电压调节电路，耦合至所述电流检测电路、所述基准电压生成电路和所述第一误差放大器，并且被配置为基于所述第一电流检测信号和所述第一开关基准电压来调节所述补偿电压；以及
脉冲宽度调制信号发生器，耦合至所述电流检测电路、所述第一误差放大器、所述补偿电压调节电路和所述开关信号发生器，并且被配置为基于所述第二电流检测信号和所述补偿电压来生成被提供至所述开关信号发生器的所述脉冲宽度调制信号。
13.根据权利要求12所述的装置，其中所述补偿电压调节电路包括：
第二误差放大器，耦合至所述电流检测电路和所述基准电压生成电路，并且被配置为基于所述第一电流检测信号和所述第一开关基准电压之间的差来生成调节电压；以及
二极管，具有阳极和阴极，所述二极管的所述阳极耦合至所述第一误差放大器，并且所述二极管的所述阴极耦合至所述第二误差放大器。
14.根据权利要求13所述的装置，其中所述补偿电压调节电路还被配置为：当所述二极管导通时，基于所述调节电压调节所述补偿电压。
15.一种电子装置，包括：
供电装置；以及
根据权利要求1-14中任一项所述的装置，由所述供电装置提供所述输入电压。
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