CN113691114A - 输出最大负载电流控制电路和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种输出最大负载电流的控制电路和方法，应用于峰值电流模式升压变换器中。所述输出最大负载电流控制电路包括：跨导放大器A1、开关S1、电阻R1、RC滤波电路、误差放大器A2、补偿电容C3、源跟随器PM1；在变换器的主功率管NMOS管NM或附从功率管PMOS管PM开启时，通过采样、放大主功率管NMOS管NM或附从功率管PMOS管PM的电流，再经电流电压变换、RC滤波电路在全时间求平均后获得与输出电流成正比的电压，与一固定参考电压误差放大后钳位住峰值电流模式升压变换器中的Vcomp电压,实现了不随输入电源电压变化、不受外部器件影响的输出最大负载电流的控制。

Description

输出最大负载电流控制电路和方法

技术领域

本发明涉及一种输出最大负载电流控制电路和控制方法，属于开关电源控制技术领域。

背景技术

峰值电流模式控制的升压变换器作为应用最广泛的拓扑结构在锂电池应用的电子产品中随处可见，被应用于对外升压放电的应用中。基于芯片和电池安全稳定的考虑，输出能力的限流提出了更高的要求。

传统的单独基于采样上下功率管电流，然后限制功率管最大电流的方法只限制了输入的最大的峰值电流，而无法直接控制输出的最大电流，在随着电池电压变化时，输出电流的能力变化很大。另外，电感的不同也会造成电感的峰值电流不同，导致输出最大电流值受外部器件的影响。

已公开的中国专利申请文件CN103701312A提供了一种升压变换器的峰值电流的控制方法，其采用两级最大电流的控制，实现了输出的限流，但是其仍然采用的是只能控制输入的峰值电流，随输入电压的变化输出限流变化仍然很大，不能做成全输入电压范围内恒定输出限流的效果。其难点在于输出电流会跟随输入电源电压变化，且随外部器件影响。

发明内容

为了克服现有峰值电流控制技术只能通过控制输入的峰值电流而实现输出限流，但是输出电流随输入电压、外围器件不同仍然会有很大变化的不足，本发明提出了一种在原有峰值模式升压变换器中增加输出电流限流控制环路来实现输出恒定限流的系统和方法。

为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

本发明一方面提出了一种输出最大负载电流控制电路，用于峰值电流模式升压变换器中的最大输出负载电流的控制。所述输出最大负载电流控制电路通过钳位住Vcomp电压，控制输出最大负载电流，所述峰值电流模式升压变换器电路包括电感L、主功率管NMOS管NM、附从功率管PMOS管PM、误差放大器EA等；所述输出最大负载电流控制电路包括：跨导放大器A1，用于采样、放大流经所述主功率管NMOS管NM上的电流；开关S1，具有和所述主功率管NMOS管NM相同的开关控制信号；电阻R1，用于产生与流经所述电感L电流成正比的电压信号；RC滤波电路，包含电阻R2和电容C2，用于产生所述电阻R1上电压平均值；误差放大器A2，用于产生所述最大负载电流控制电路的主极点，其增益决定了所述最大负载电流控制电路的增益；补偿电容C3，用于决定所述最大负载电流控制电路的环路增益带宽；源跟随器PM1，用于将所述误差放大器A2输出的Calamp端接入所述峰值电流模式升压变换器电路环路的Vcomp端。

进一步地，所述跨导放大器A1输入端接在所述主功率管NMOS管NM的源极和漏极，输出端与所述开关S1的输入端连接；所述开关S1输出端接所述电阻R1到GND，并作为所述RC滤波电路的输入；所述误差放大器A2输入端接所述RC滤波电路的输出端Vsense和固定参考电压Vref,其输出端Cclamp接所述补偿电容C3到GND,并作为所述源跟随器PM1的输入，所述源跟随器PM1的输出端接入到所述峰值电流模式升压变换器电路的误差放大器EA的输出端Vcomp。

由峰值电流控制模式升压变换器原理可知，在主功率管NMOS管NM开启时对电感储能，仅输出电容上的电荷对外放电；主功率管NMOS管NM关闭后，附从功率管PMOS管PM开启，电感储蓄的能量一部分对外放电，一部分对电容充电。所以，从能量守恒定律可知，在主功率管NMOS管NM开启时实时采样电感电流，然后在整个周期内平均，对应的能量就和输出电流成正向比例关系。

本发明中，通过所述跨导放大器A1获取主功率管NMOS管NM开启时的电流，经所述电阻R1进行电流电压变换，再经过所述RC滤波电路在全时间求平均后获得与输出电流成正比的电压，经过误差放大器A2与一固定参考电压Vref比较放大后钳位住Vcomp电压，再经过源跟随器PM1接入峰值电流模式升压变换器中，从而钳位住峰值电流模式升压变换器中的Vcomp电压,实现了不随输入电源电压变化、不受外部器件影响的输出最大负载电流的控制。

进一步地，所述RC滤波电路R2*C2的时间常数设置为大于等于10us，这样电容C2上得到的滤波电压即是所述电阻R1上的平均电压。

进一步地，所述跨导放大器A1包括采样电阻Rsense1和Rsense2、第一功率管NM1、第二功率管NM2、第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5、第六功率管NM6、第七功率管NM7、基准电流源IB；所述第一功率管NM1、第二功率管NM2是PMOS管；所述第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5、第六功率管NM6、第七功率管NM7是NMOS管。所述采样电阻Rsense1输入端连接所述主功率管NMOS管NM的SW端，输出端连接第一功率管NM1的源端；所述采样电阻Rsense2输入端连接所述主功率管NMOS管NM的PGND端，输出端连接第二功率管NM2的源端；第一功率管NM1和第四功率管NM4的漏极连接，并和第一功率管NM1、第二功率管NM2的栅极连接；第二功率管NM2、第五功率管NM5和第六功率管的漏极连接，并和第六功率管NM6、第七功率管的栅极连接；第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5、第六功率管NM6、第七功率管NM7的源极连接在一起；第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5的栅极连接在一起；第三功率光NM3接基准电流源IB；第七功率管NM7的漏极是输出端I _A1 ，连接所述的开关S1。

进一步地，所述基准电流源IB为跨导放大器A1提供偏置电流；所述第一功率管NM1、第二功率管NM2是PMOS管；所述第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5、第六功率管NM6、第七功率管NM7是NMOS管。

所述跨导放大器A1的等效跨导gm=1/Rdson1，Rdson1为第一功率管NM1、第二功率管NM2形成的等效输入导通电阻，跨导放大器的输出电流I _A1 为：

，

其中，Isw是流经第一功率管NM1的电流，Rdson是第一功率管NM1的导通电阻。

进一步地，所述误差放大器A2包括电流源I，第八功率管NM8，第九功率管NM9，第十功率管NM10，第十一功率管NM11，第十二功率管NM12，第十三功率管NM13，第十四功率管NM14，第十五功率管NM15；其中所述第八功率管NM8、第九功率管NM9、第十功率管NM10、第十一功率管NM11是NMOS管；第十二功率管NM12、第十三功率管NM13、第十四功率管NM14、第十五功率管NM15是PMOS管；所述第十功率管NM10的栅极是输入端VN，第十一功率管NM11的栅极是输入端VP；第十功率管NM10、第十二功率管NM12、第十三功率管NM13与第十一功率管NM11、第十四功率管NM14、第十五功率管NM15 是镜像对称结构连接；电流源I分别连接第十功率管NM10的源极和第十一功率管NM11的源极；第十二功率管NM12的漏极和第八功率管NM8的漏极连接，第八功率管NM8的栅极与第九功率管NM9的栅极连接，第八功率管NM8的漏极与栅极连接；第十五功率管NM15的漏极与第九功率管NM9的漏极连接，并作为输出端Vclamp连接所述源跟随器PM1的栅极。

进一步地，所述第八功率管NM8、第九功率管NM9、第十功率管NM10、第十一功率管NM11是NMOS管；所述第十二功率管NM12、第十三功率管NM13、第十四功率管NM14、第十五功率管NM15是PMOS管。

输出最大负载电流控制电路的主极点在所述误差放大器A2的输出端，输入端VN接所述RC滤波电路的输出端Vsense和输入端VP接固定参考电压Vref,其输出端Cclamp是一个满摆幅误差放大器，通过源跟随器PM1接入峰值电流模式升压变换器的Vcomp。所述误差放大器A2的增益决定了电流环路的增益，输出Vclamp的补偿C3决定了电流环路的环路增益带宽。

本发明第二方面还提供了一种峰值电流模式升压变换器，通过将上述输出最大负载电流控制电路接入一般的峰值电流模式升压变换器，可以实现不随输入电源电压变化、不受外部器件影响的输出最大负载电流的控制。所述输出最大负载电流控制电路的输入是跨导放大器A1输入端，分别连接在峰值电流模式升压变换器主功率管NMOS管NM的源极和漏极；其输出端为源跟随器PM1的输出端，连接到峰值电流模式升压变换器的误差放大器EA的输出端Vcomp。

本发明第三方面提供了一种峰值电流模式升压变换器中输出最大负载电流的控制方法，在变换器主功率管NMOS管NM开启时，通过采样、放大所述主功率管NMOS管NM的电流，再经电流电压变换、RC滤波电路求平均后可获得与输出电流成正比的电压，得到此电压后，与一固定参考电压误差放大后嵌位Vcomp，便形成一个稳定的环路，限制输出电流。

进一步地，还可以采集流经附从功率管PMOS管PM上的电流代替采集主功率管PMOS管NM的电流。在稳定状态下同一周期内流过主功率管NMOS管NM的电流也将同样流过附从功率管NMOS管NM，所以同样道理也可以通过采样附从功率管PMOS管PM实现。不同点在于开关S1是在主功率管NMOS管NM打开时才打开，附从功率管PMOS管PM关闭时开关S1关闭，跨导放大器需要用附从功率管PMOS管PM输入方式。

进一步地，当流到RC滤波电路的输出端Vsense电压与参考基准源的固定参考电压Vref形成环路时，下面等式成立：

其中，k和A均是转换常数，a是跨导放大器A1的等效输入导通电阻Rdson1和跨导放大器A1输入端第一功率管NM1的导通电阻Rdson的比值，Vref是参考基准源的固定参考电压，R是峰值电流模式升压变换器内阻；由此可推导出下式计算输出最大负载电流：

可以看出，输出电流Iout被限制在只和峰值电流模式升压变换器内阻相关，而不随输入电源电压变化、不受外部器件影响。

附图说明

图1为峰值电流模式升压变换器的结构示意图；

图2为环路控制信号示意图；

图3为输出电流与输出电压的关系示意图；

图4为输出最大负载电流控制电路原理图；

图5 为本发明一种实施例的峰值电流模式升压变换器结构示意图；

图6为跨导放大器A1电路图；

图7为误差放大器A2电路图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

峰值电流模式升压变换器结构如图1所示，外围包括电感L、输出电容、分压电阻形的反馈网络等，芯片内部包括主功率管NMOS管NM、附从功率管PMOS管PM，控制电路依次包含误差放大器EA、补偿网络Rcomp和Ccomp、PWM比较器、斜坡生成电路、逻辑控制电路、时钟、驱动级和采样电路等。峰值电流模式升压变换器通过误差放大器EA将输出电压的反馈值VFB与参考基准源VREF放大后产生Vcomp，对于峰值电流模式Boost由采样电路采样主功率管NMOS管的电流与斜坡补偿信号叠加后产生的Vslope与Vcomp比较产生QA，再由逻辑控制电路控制主功率管NMOS管NM和附从功率管PMOS管PM的开关，最后控制输出电压。

峰值电流模式升压变换器稳定状态下Vslope的峰值与Vcomp相等，限制了Vcomp后也就相等于限制了Vslope的峰值，而限制了Vslope的峰值也就限制了电感的最大电流，相应地限制了输出负载的最大电流。峰值电流控制模式升压变换器环路控制信号如图2所示，限制了Vcomp后，也就限制了Vslope的峰值，而限制了Vslope的峰值也就可以限制输出负载的最大电流。

本发明通过提供一种输出最大负载电流控制电路实现对Vcomp电压的钳位，实现控制输出最大负载电流。如图4为本发明一个实施例的输出最大负载电流控制电路，包括：跨导放大器A1，用于采样、放大流经所述主功率管NMOS管NM上的电流；开关S1，具有和所述主功率管NMOS管NM相同的开关控制信号；电阻R1，用于产生与流经所述电感L电流成正比的电压信号；RC滤波电路，包含电阻 R2和电容C2，用于产生所述电阻R1上电压平均值；误差放大器A2，用于产生所述最大负载电流控制电路的主极点，其增益决定了所述最大负载电流控制电路的增益；补偿电容C3，用于决定所述最大负载电流控制电路的环路增益带宽；源跟随器PM1，用于将所述误差放大器A2输出的Calamp端接入所述峰值电流模式升压变换器电路环路的Vcomp端。

跨导放大器A1输入端接在主功率管NMOS管NM的源极和漏极，输出端与开关S1的输入端连接；开关S1输出端接电阻R1到GND，并作为RC滤波电路的输入；误差放大器A2输入端接RC滤波电路的输出端Vsense和固定参考电压Vref,其输出端Cclamp接补偿电容C3到GND,并作为源跟随器PM1的输入，源跟随器PM1的输出端接入到峰值电流模式升压变换器电路的误差放大器EA的输出端Vcomp。

在主功率管NMOS管NM开启后，通过采样主功率管NMOS管NM电流获得流经电感的电流，经变换为电压后，在每个周期内通过RC滤波电路在全时间求平均，由能量守恒定律可知，可得到与输出电流成正比的电压，得到的平均电压与一固定参考电压误差放大后嵌位Vcomp，形成一个稳定的环路即限制了输出电流。

具体的，开关S1是和主功率管NMOS管NM具有相同的控制信号的开关，功率管NM的电流通过跨导放大器A1采样、放大后的电流流到电阻R1上产生与电感电流成正比的电压信号，当主功率管NMOS管NM打开时，开关S1同时打开，电阻R1上形成采样电压，当主功率管NMOS管NM关闭时，开关S1关闭，电阻R1上的电压降到0。RC滤波电路，包含电阻 R2和电容C2，R2*C2的时间常数设置大于等于10us，这样电容C2上得到的滤波电压即是R1上的平均电压Vsense，这个平均电压Vsense与输出电流和峰值电流模式升压变换器内阻R的乘积成正比关系，比例系数设成A。平均电压Vsense与固定参考电压Vref经误差放大器A2比较放大后钳位住Vcomp电压，再经过源跟随器PM1接入峰值电流模式升压变换器中，从而钳位住峰值电流模式升压变换器中的Vcomp电压,实现了不随输入电源电压变化、不受外部器件影响的输出最大负载电流的控制。

在一个实施例中，跨导放大器A1电路图如图6所示，包括采样电阻Rsense1和Rsense2、第一功率管NM1、第二功率管NM2、第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5、第六功率管NM6、第七功率管NM7、基准电流源IB。基准电流源IB为跨导放大器提供偏置电流；所述采样电阻Rsense1输入端连接所述主功率管NMOS管NM的SW端，输出端连接第一功率管NM1的源端；所述采样电阻Rsense2输入端连接所述主功率管NMOS管NM的PGND端，输出端连接第二功率管NM2的源端；第一功率管NM1和第四功率管NM4的漏极连接，并和第一功率管NM1、第二功率管NM2的栅极连接；第二功率管NM2、第五功率管NM5和第六功率管的漏极连接，并和第六功率管NM6、第七功率管的栅极连接；第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5、第六功率管NM6、第七功率管NM7的源极连接在一起；第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5的栅极连接在一起；第三功率管NM3接基准电流源IB；第七功率管NM7的漏极是输出端I _A1 ，连接输出最大负载电流控制电路的开关S1。

比例电流镜是指输出电流与输入电流成比例，第一功率管NM1、第二功率管NM2及外围连接构成了电流镜。如果第一功率管NM1和第二功率管NM2自身的跨导足够大，跨导放大器A1的等效跨导gm=1/Rdson1，Rdson1为第一功率管NM1、第二功率管NM2形成的等效输入导通电阻，跨导放大器的输出电流I _A1 为：

，

其中，Isw是流经第一功率管NM1的电流，Rdson是第一功率管NM1的导通电阻。

输出最大负载电流控制电路的主极点在误差放大器A2的输出端，在一个实施例中，误差放大器A2的电路图如图7所示，包括电流源I，第八功率管NM8，第九功率管NM9，第十功率管NM10，第十一功率管NM11，第十二功率管NM12，第十三功率管NM13，第十四功率管NM14，第十五功率管NM15，其中所述第八功率管NM8、第九功率管NM9、第十功率管NM10、第十一功率管NM11是NMOS管；第十二功率管NM12、第十三功率管NM13、第十四功率管NM14、第十五功率管NM15是PMOS管。所述第十功率管NM10的栅极是输入端VN，第十一功率管NM11的栅极是输入端VP；第十功率管NM10、第十二功率管NM12、第十三功率管NM13与第十一功率管NM11、第十四功率管NM14、第十五功率管NM15 是镜像对称结构连接；电流源I分别连接第十功率管NM10的源极和第十一功率管NM11的源极；第十二功率管NM12的漏极和第八功率管NM8的漏极连接，第八功率管NM8的栅极与第九功率管NM9的栅极连接，第八功率管NM8的漏极与栅极连接；第十五功率管NM15的漏极与第九功率管NM9的漏极连接，并作为输出端Vclamp连接输出最大负载电流控制电路的源跟随器PM1的栅极。

所述误差放大器A2的输入端VN，连接所述RC滤波电路的输出端Vsense，输入端VP，连接固定参考电压Vref,其输出端Cclamp是一个满摆幅误差放大器，通过源跟随器PM1接入峰值电流模式升压变换器的Vcomp。所述误差放大器A2的增益决定了电流环路的增益，输出Vclamp的补偿C3决定了电流环路的环路增益带宽。

当输出电流小于设定值时，Vsense值小于Vref，输出最大负载电流控制电路相当于开环状态，不影响峰值电流模式升压变换器环路状态及稳定性。随着输出电流的增加，当Vsense=Vref时，输出最大负载电流控制电路形成负反馈闭环工作状态，为了CV到CC的顺利切换电流反馈环路的单位增益带宽应远小于峰值电流模式升压变换器环路带宽。

当环路稳定后，Vref=Vsense，由

，其中a是跨导放大器A1的等效 输入导通电阻Rdson1和跨导放大器A1输入端第一功率管NM1的导通电阻Rdson的比值，Vref 是参考基准源的固定参考电压，R是峰值电流模式升压变换器内阻，另外也可以通过峰值电 流模式升压变换器外面精确的电阻设定，k和A都是转换常数，由此得到了峰值电流模式升 压变换器输出最大电流不受外围器件、温度、输入电压变化的常数电流值。

在本发明的另一个实施例中，将上述输出最大负载电流控制电路接入一般的峰值电流模式升压变换器构成一种新的峰值电流模式升压变换器，结构示意图如图5所示，可以实现不随输入电源电压变化、不受外部器件影响的输出最大负载电流的控制。所述输出最大负载电流控制电路的输入是所述跨导放大器A1输入端，分别连接在主功率管NMOS管NM的源极和漏极；其输出端为所述源跟随器PM1的输出端，连接到一般的峰值电流模式升压变换器的误差放大器EA的输出端Vcomp。

上述结构是通过采样主功率管NMOS管NM实现输出最大电流控制的一种结构。在稳定状态下同一周期内流过主功率管NMOS管NM的电流也将同样流过附从功率管NMOS管NM，所以同样道理也可以通过采样附从功率管PMOS管PM实现，实施原理类似。不同点在于开关S1是在主功率管NMOS管NM打开时才打开，附从功率管PMOS管PM关闭时开关S1关闭，跨导放大器需要用附从功率管PMOS管PM输入方式。控制方法和原理一样，这里不再赘述。

Claims (10)

1.一种输出最大负载电流控制电路，用于峰值电流模式升压变换器中最大输出负载电流的控制，所述峰值电流模式升压变换器电路包括电感L、主功率管NMOS管NM、附从功率管PMOS管PM、误差放大器EA，其特征在于，所述输出最大负载电流控制电路包括：

跨导放大器A1，用于采样、放大流经所述主功率管NMOS管NM上的电流；

开关S1，具有和所述主功率管NMOS管NM相同的开关控制信号；

电阻R1，用于产生与流经所述电感L电流成正比的电压信号；

RC滤波电路，包含电阻 R2和电容C2，用于产生所述电阻R1上电压平均值；

误差放大器A2，用于产生所述最大负载电流控制电路的主极点；

补偿电容C3，用于决定所述最大负载电流控制电路的环路增益带宽；

源跟随器PM1，用于将所述误差放大器A2输出的Calamp端接入所述峰值电流模式升压变换器电路环路的Vcomp端。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述跨导放大器A1输入端接在所述主功率管NMOS管NM的源极和漏极，输出端与所述开关S1的输入端连接；所述开关S1输出端接所述电阻R1到GND，并作为所述RC滤波电路的输入；所述误差放大器A2输入端接所述RC滤波电路的输出端Vsense和固定参考电压Vref,其输出端Cclamp接所述补偿电容C3到GND,并作为所述源跟随器PM1的输入，所述源跟随器PM1的输出端接入到所述峰值电流模式升压变换器电路的误差放大器EA的输出端Vcomp。

3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述RC滤波电路R2*C2的时间常数设置为大于等于10us。

4.根据权利要求1或2所述的控制电路，其特征在于，所述跨导放大器A1包括采样电阻Rsense1和Rsense2、第一功率管NM1、第二功率管NM2、第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5、第六功率管NM6、第七功率管NM7、基准电流源IB；所述采样电阻Rsense1输入端连接所述主功率管NMOS管NM的SW端，输出端连接第一功率管NM1的源端；所述采样电阻Rsense2输入端连接所述主功率管NMOS管NM的PGND端，输出端连接第二功率管NM2的源端；第一功率管NM1和第四功率管NM4的漏极连接，并和第一功率管NM1、第二功率管NM2的栅极连接；第二功率管NM2、第五功率管NM5和第六功率管的漏极连接，并和第六功率管NM6、第七功率管的栅极连接；第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5、第六功率管NM6、第七功率管NM7的源极连接在一起；第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5的栅极连接在一起；第三功率管NM3接基准电流源IB；第七功率管NM7的漏极是输出端I _A1 ，连接所述的开关S1。

5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述基准电流源IB为跨导放大器A1提供偏置电流；所述第一功率管NM1、第二功率管NM2是PMOS管；所述第三功率管NM3、第四功率管NM4、第五功率管NM5、第六功率管NM6、第七功率管NM7是NMOS管。

6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述误差放大器A2包括电流源I，第八功率管NM8，第九功率管NM9，第十功率管NM10，第十一功率管NM11，第十二功率管NM12，第十三功率管NM13，第十四功率管NM14，第十五功率管NM15；其中所述第八功率管NM8、第九功率管NM9、第十功率管NM10、第十一功率管NM11是NMOS管；第十二功率管NM12、第十三功率管NM13、第十四功率管NM14、第十五功率管NM15是PMOS管；所述第十功率管NM10的栅极是输入端VN，第十一功率管NM11的栅极是输入端VP；第十功率管NM10、第十二功率管NM12、第十三功率管NM13与第十一功率管NM11、第十四功率管NM14、第十五功率管NM15 是镜像对称结构连接；电流源I分别连接第十功率管NM10的源极和第十一功率管NM11的源极；第十二功率管NM12的漏极和第八功率管NM8的漏极连接，第八功率管NM8的栅极与第九功率管NM9的栅极连接，第八功率管NM8的漏极与栅极连接；第十五功率管NM15的漏极与第九功率管NM9的漏极连接，并作为输出端Vclamp连接所述源跟随器PM1的栅极。

7.一种峰值电流模式升压变换器，其特征在于，包括权利要求1-7所述的控制电路。

8.一种输出最大负载电流的控制方法，用于峰值电流模式升压变换器中输出最大负载电流的控制，其特征在于，在所述变换器的主功率管NMOS管NM开启时，通过采样、放大所述主功率管NMOS管NM的电流，再经电流电压变换、RC滤波电路在全时间求平均后获得与输出电流成正NMOS管比的电压，与一固定参考电压误差放大后钳位住所述峰值电流模式升压变换器中的Vcomp电压，便形成一个稳定的环路，限制输出电流。

9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，还采集流经附从功率管PMOS管PM上的电流。

10.根据权利要求8或9所述的控制方法，其特征在于，根据下式计算输出最大负载电流I _OUT ：

其中：Vref是参考基准源的固定参考电压，R是峰值电流模式升压变换器内阻，a是跨导放大器A1的等效输入导通电阻Rdson1和跨导放大器A1输入端第一功率管NM1的导通电阻Rdson的比值，k和A均是转换常数。

Images