KR20220121634A - 고해상도로 부하 전류를 측정하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

고해상도로 부하 전류를 측정하기 위한 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

스위칭 컨버터의 부하에 제공되는 부하 전류를 측정하기 위한 방법은, 스위칭 컨버터의 인덕터를 통과하는 인덕터 전류의 피크를 정의하는 제1 기준 전압을 획득하는 단계, 제1 기준 전압 및 스위칭 컨버터의 적어도 하나의 파워 스위치의 온(on)-시간에 기초하여 펄스를 생성하는 단계, 펄스를 필터링함으로써 출력 신호를 생성하는 단계, 및 출력 신호에 기초하여, 부하 전류가 제1 문턱값보다 작은 경우 제1 모드로부터 제2 모드를 설정하는 단계를 포함할 수 있고, 펄스를 생성하는 단계는, 제2 모드에서, 온-시간에 비례하여 연장된 폭을 가지는 펄스를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.

Description

고해상도로 부하 전류를 측정하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR MEASUREMENT OF LOAD CURRENT WITH HIGH RESOLUTION}
본 개시의 기술적 사상은 스위칭 컨버터에 관한 것으로서, 자세하게는 고해상도로 부하 전류를 측정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
스위칭 컨버터는, 높은 전력 효율에 기인하여 다양한 전자 부품들(electric components), 즉 부하에 전력을 제공하는 공급 전압(supply voltage)을 생성하는데 사용될 수 있고, 부하는 스위칭 컨버터가 제공하는 부하 전류를 소비함으로써 동작할 있다. 최근 스위칭 컨버터는 부하 전류의 변동에도 불구하고 공급 전압을 안정적으로 생성하는 것뿐만 아니라, 부하의 소비 전력에 대한 정보를 생성하는 것이 요구될 수 있다. 예를 들면, 부하 전류에 대한 정보는 부하의 소비 전력 및/또는 배터리 잔량을 추정하거나, 과열을 예방하는 등 다양하게 활용될 수 있고, 특히 배터리를 전원으로 사용하는 모바일 어플리케이션과 같이 높은 전력 효율이 요구되는 어플리케이션들에서 중요할 수 있다. 부하 전류는 부하의 상태에 따라 넓은 범위에서 변동할 수 있고, 이에 따라 부하 전류를 정확하게 측정하는 것이 중요할 수 있다.
본 개시의 기술적 사상은, 넓은 변동 범위에서도 부하 전류를 정확하게 측정하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 기술적 사상의 일측면에 따라, 스위칭 컨버터의 부하에 제공되는 부하 전류를 측정하기 위한 장치는, 스위칭 컨버터의 적어도 하나의 파워 스위치의 온(on)-시간에 비례하는 시간 동안 활성화되는 연장 신호를 생성하는 시간 연장 회로, 제1 모드에서 온-시간에 기초하여 제1 제어 신호를 생성하고, 제2 모드에서 연장 신호에 기초하여 제1 제어 신호를 생성하는 논리 회로, 스위칭 컨버터의 인덕터를 통과하는 인덕터 전류의 피크를 정의하는 제1 기준 전압을 수신하고, 제1 제어 신호에 기초하여 펄스를 생성하는 스위치 회로, 펄스를 필터링함으로써 출력 신호를 생성하는 필터, 및 출력 신호의 전압을 제2 기준 전압과 비교함으로써 모드 신호를 생성하는 제1 비교기를 포함할 수 있고, 논리 회로는, 모드 신호에 기초하여 부하 전류가 제1 문턱값보다 작은 경우 제2 모드로 설정될 수 있다.
본 개시의 기술적 사상의 일측면에 따라, 입력 전압으로부터 출력 전압을 생성하는 스위칭 컨버터는, 출력 전압이 생성되는 출력 노드에 연결된 인덕터 및 출력 캐패시터, 인덕터에 인덕터 전류를 제공하는 적어도 하나의 파워 스위치, 제1 기준 전압에 기초하여 정의된 인덕터 전류의 피크를 검출함으로써 피크 신호를 생성하는 피크 전류 검출기, 피크 신호에 기초하여 적어도 하나의 파워 스위치를 제어하는 스위치 드라이버, 및 제1 기준 전압 및 적어도 하나의 파워 스위치의 온(on)-시간에 기초하여 펄스를 생성하고, 펄스를 필터링함으로써 부하 전류의 크기를 나타내는 출력 신호를 생성하는 부하 전류 미터를 포함할 수 있고, 부하 전류 미터는, 출력 신호에 기초하여 부하 전류가 제1 문턱값보다 작은 경우 제1 모드로부터 제2 모드를 설정하고, 제2 모드에서 펄스의 폭을 연장할 수 있다.
본 개시의 기술적 사상의 일측면에 따라, 스위칭 컨버터의 부하에 제공되는 부하 전류를 측정하기 위한 방법은, 스위칭 컨버터의 인덕터를 통과하는 인덕터 전류의 피크를 정의하는 제1 기준 전압을 획득하는 단계, 제1 기준 전압 및 스위칭 컨버터의 적어도 하나의 파워 스위치의 온(on)-시간에 기초하여 펄스를 생성하는 단계, 펄스를 필터링함으로써 출력 신호를 생성하는 단계, 및 출력 신호에 기초하여, 부하 전류가 제1 문턱값보다 작은 경우 제1 모드로부터 제2 모드를 설정하는 단계를 포함할 수 있고, 펄스를 생성하는 단계는, 제2 모드에서, 온-시간에 비례하여 연장된 폭을 가지는 펄스를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예에 따른 장치 및 방법에 의하면, 넓은 변동 범위에서 부하 전류가 정확하게 측정될 수 있고, 이에 따라 부하의 소비 전력이 정확하게 추정될 수 있다.
또한, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 장치 및 방법에 의하면, 낮은 부하 전류가 높은 해상도로 측정될 수 있고, 이에 따라 부하의 낮은 소비 전력이 정확하게 추정될 수 있다.
또한, 본 개시의 예시적 실시예에 따른 장치 및 방법에 의하면, 정확하게 측정된 부하 전류에 기인하여, 부하의 소비 전력을 활용한 다양한 기능들의 유용성이 증대될 수 있다.
본 개시의 예시적 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 아니하며, 언급되지 아니한 다른 효과들은 이하의 기재로부터 본 개시의 예시적 실시예들이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 개시의 예시적 실시예들을 실시함에 따른 의도하지 아니한 효과들 역시 본 개시의 예시적 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위칭 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 다른 피크 전류 검출기를 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 부하 전류 미터를 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위칭 컨버터의 동작의 예시를 나타내는 타이밍도이다.
도 5는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 부하 전류 미터를 나타내는 블록도이다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류 미터의 측정 모드의 전환을 나타내는 그래프이다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위치 회로 및 필터를 나타내는 회로도이다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 시간 연장 회로를 나타내는 회로도이다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 시간 연장 회로의 동작의 예시를 나타내는 타이밍도이다.
도 10은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 11은 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류를 측정하기 위한 방법을 나타내는 순서도이다.
도 12는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류를 측정하기 위한 방법을 나타내는 순서도이다.
도 13은 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류를 측정하기 위한 방법을 나타내는 순서도이다.
도 14는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류를 측정하기 위한 방법을 나타내는 순서도이다.
도 15는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류를 측정하기 위한 방법을 나타내는 순서도이다.
도 16은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 17은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위칭 컨버터(10)를 나타내는 블록도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 스위칭 컨버터(10)는 인덕터(L), 출력 캐패시터(C_OUT), 제1 파워 스위치(PS1), 제2 파워 스위치(PS2), 스위치 드라이버(12), 전압 피드백 회로(14), 피크 전류 검출기(16) 및 부하 전류 미터(18)를 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 스위칭 컨버터(10)의 구성요소들은 하나의 반도체 패키지에 포함될 수 있다. 일부 실시예들에서, 스위칭 컨버터(10)는 인쇄회로기판(Printed Circuit Board; PCB)을 포함할 수 있고, 스위칭 컨버터(10)의 구성요소들 중 적어도 2개는 분리된 반도체 패키지들로서 인쇄회로기판(PCB)에 각각 실장될(mounted) 수 있다.
도 1을 참조하면, 스위칭 컨버터(10)는 제1 단자(P1)를 통해서 수신되는 입력 전압(VIN)으로부터 제2 단자(P2)에 출력 전압(VOUT)을 생성할 수 있다. 출력 전압(VOUT)은 다른 전자 부품들, 즉 부하(load)의 공급 전압(supply voltage)으로 사용될 수 있고, 스위칭 컨버터(10)는 부하 전류(ILOAD)를 제2 단자(P2)를 통해서 부하에 제공할 수 있다. 스위칭 컨버터(10)는 소자의 온/오프를 전환(switch)함으로써 출력 전압(VOUT)을 생성하는 임의의 전자 회로를 지칭할 수 있고, 스위칭 레귤레이터로서 지칭될 수도 있다. 예를 들면, 스위칭 컨버터(10)의 제1 파워 스위치(PS1) 및 제2 파워 스위치(PS2)는 스위치 드라이버(12)로부터 제공되는 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)에 기초하여 온(on)되거나 오프(off)될 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 파워 스위치(PS1)는 파워 트랜지스터로서 PFET(p-type field effect transistor)를 포함할 수 있고, 로우 레벨의 제1 구동 신호(DRV1)에 응답하여 온될 수 있다. 또한, 일부 실시예들에서, 제2 파워 스위치(PS2)는 파워 트랜지스터로서 NFET(n-type field effect transistor)를 포함할 수 있고, 하이 레벨의 제2 구동 신호(DRV2)에 응답하여 온될 수 있다. 일부 실시예들에서, 제2 파워 스위치(PS2)는 접지 전위가 인가되는 애노드(anode) 및 인덕터(L)와 연결되는 캐소드(cathode)를 가지는 다이오드로 대체될 수도 있다. 본 명세서에서, 제1 구동 신호(DRV1)는 액티브-로우 신호로 가정되고, 제2 구동 신호(DRV2)는 액티브-하이 신호로 가정된다.
본 명세서에서, 스위치(또는 파워 스위치)의 온(on)은 스위치의 양단이 전기적으로 연결된(connected) 상태를 지칭할 수 있고, 스위치의 오프(off)는 스위치의 양단이 전기적으로 단선된(disconnected) 상태를 지칭할 수 있다. 또한, 온 상태의 스위치 및/또는 도선을 경유하여 전기적으로 연결된 2이상의 구성요소들은 단순하게 연결된(connected) 것으로 지칭될 수 있고, 도선 등을 통해서 전기적으로 항시 연결된 2이상의 구성요소들은 결합된(coupled) 것으로 지칭될 수 있다.
일부 실시예들에서, 입력 전압(VIN) 및 출력 전압(VOUT)은 양의 직류 전압들일 수 있고, 스위칭 컨버터(10)는 DC-DC 컨버터(DC-to-DC converter)일 수 있다. 예를 들면, 스위칭 컨버터(10)는 벅(buck) 컨버터일 수 있고, 입력 전압(VIN)보다 낮은 출력 전압(VOUT)을 생성할 수 있으며, 강압(step-down) 컨버터로서 지칭될 수도 있다. 또한, 스위칭 컨버터(10)는 부스트(boost) 컨버터일 수 있고, 입력 전압(VIN)보다 높은 출력 전압(VOUT)을 생성할 수 있으며, 승압(step-up) 컨버터로서 지칭될 수도 있다. 또한, 스위칭 컨버터(10)는 벅-부스트(buck-boost)(또는 승강압) 컨버터일 수 있고, 입력 전압(VIN)보다 낮거나 높은 출력 전압(VOUT)을 생성할 수 있다. 이하에서, 스위칭 컨버터(10)는 벅 컨버터를 주로 참조하여 설명될 것이나, 본 개시의 예시적 실시예들은 다른 종류의 DC-DC 컨버터뿐만 아니라 AC 전압을 수신하는 AC-DC 컨버터(AC-to-DC converter) 등에도 적용될 수 있는 점은 이해될 것이다.
전압 피드백 회로(14)는 출력 전압(VOUT) 및 목표 전압을 비교할 수 있고, 비교 결과를 나타내는 피드백 신호(FB)를 스위치 드라이버(12)에 제공할 수 있다. 예를 들면, 전압 피드백 회로(14)는 출력 전압(VOUT) 또는 출력 전압(VOUT)으로부터 분할된 전압을 적어도 하나의 기준 전압과 비교할 수 있고, 비교 결과를 나타내는 피드백 신호(FB)를 생성할 수 있다. 스위치 드라이버(12)는 피드백 신호(FB)에 기초하여 출력 전압(VOUT)의 레벨을 식별할 수 있다. 일부 실시예들에서, 전압 피드백 회로(14)는 출력 전압(VOUT) 또는 출력 전압(VOUT)으로부터 분할된 전압이 기준 전압보다 낮은 경우 활성화되는 피드백 신호(FB)를 생성할 수 있고, 스위치 드라이버(12)는 활성화된 피드백 신호(FB)에 응답하여 제1 구동 신호(DRV1)를 활성화할 수 있다.
피크 전류 검출기(16)는 인덕터(L)를 통과하는 인덕터 전류(IL)의 피크를 검출할 수 있고, 피크 신호(PK)를 스위치 드라이버(12)에 제공할 수 있다. 예를 들면, 피크 전류 검출기(16)는 인덕터 전류(IL)를 감지할 수 있고, 감지된 인덕터 전류(IL)의 크기가 제1 기준 전압(VREF1)에 기초하여 정의된 크기에 대응하는 경우, 활성화된 피크 신호(PK)를 생성할 수 있다. 스위치 드라이버(12)는 활성화된 피크 신호(PK)에 응답하여 제1 구동 신호(DRV1)를 비활성화할 수 있고, 이에 따라 인덕터 전류(IL)는 감소할 수 있다. 결과적으로, 인덕터 전류(IL)의 피크는 제1 기준 전압(VREF1)에 기초하여 정의된 크기로 제한될 수 있고, 스위칭 컨버터(10)의 요건들, 예컨대 EMI(electromagnetic interference) 요건이 충족될 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 기준 전압(VREF1)은, 예컨대 스위치 드라이버(12)에 의해서, 변동할 수 있고, 이에 따라 인덕터 전류(IL)의 피크가 조절될 수 있다. 일부 실시예들에서, 도 1에 도시된 바와 상이하게, 피크 전류 검출기(16)는 인덕터 전류(IL) 대신 제1 파워 스위치(PS1)를 통과하는 전류를 감지할 수도 있고, 제1 파워 스위치(PS1)를 통과하는 전류의 피크를 검출할 수도 있다. 피크 전류 검출기(16)의 예시가 도 2를 참조하여 후술될 것이다.
부하 전류 미터(18)는 스위칭 컨버터(10)가 제2 단자(P2)를 통해서 부하에 제공하는 부하 전류(ILOAD)를 측정할 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 부하 전류 미터(18)는, 피크 전류 검출기(16)로부터 제1 기준 전압(VREF1)을 수신할 수 있고, 스위치 드라이버(12)로부터 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)를 수신할 수 있으며, 부하 전류(ILOAD)의 크기를 나타내는 출력 신호(OUT)를 생성할 수 있다. 부하 전류(ILOAD)는 인덕터(L)를 통과하는 인덕터 전류(IL) 및/또는 출력 캐패시터(C_OUT)가 방전함으로써 발생하는 전류를 포함할 수 있다. 출력 캐패시터(C_OUT)는 인덕터 전류(IL)에 의해서 충전되므로, 일정 시간 동안 누적된 인덕터 전류(IL)는 도일한 시간 동안 누적된 부하 전류(ILOAD)와 동일할 수 있다. 이에 따라, 부하 전류 미터(18)는 인덕터 전류(IL)의 피크에 대한 정보를 포함하는 제1 기준 전압(VREF1) 및 인덕터 전류(IL)가 발생하는 타이밍에 대한 정보를 포함하는 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)에 기초하여 부하 전류(ILOAD)를 측정할 수 있다. 본 명세서에서, 부하 전류 미터(18)는 부하 전류(ILOAD)를 측정하기 위한 장치로 지칭될 수도 있다. 일부 실시예뜰에서, 부하 전류 미터(18)는 제1 구동 신호(DRV1)만을 수신할 수도 있다.
일부 실시예들에서, 부하 전류 미터(18)가 생성하는 출력 신호(OUT)는 부하의 소비 전력을 추정하는데 사용될 수 있다. 예를 들면, 도 1에 도시된 바와 같이, 출력 신호(OUT)는 제3 단자(P3)를 통해서 출력될 수 있고, 부하 전류(ILOAD)를 소비하는 부하 또는 다른 구성요소에 포함된 전력 추정기는 출력 신호(OUT)에 기초하여 부하 전류(ILOAD)의 크기를 식별할 수 있다. 전력 추정기는 부하 전류(ILOAD)의 식별된 크기에 기초하여 부하의 소비 전력을 추정할 수 있다. 추정된 소비 전력은, 배터리 잔량을 추정하거나, 부하의 과열을 예방하거나, 비정상 이벤트를 검출하는 등 다수의 유용한 기능들에 활용될 수 있다. 본 명세서에서, 출력 신호(OUT)는 전력 추정기에 제공되는 것으로 가정된다.
일부 실시예들에서, 부하 전류(ILOAD)는 넓은 범위에서 변동할 수 있다. 예를 들면, 부하는 소비 전력을 감소시키기 위하여 절전 모드로 설정될 수 있고, 절전 모드에서 부하 전류(ILOAD)는 정상 모드에서보다 현저하게 감소된 크기를 가질 수 있다. 도면들을 참조하여 후술되는 바와 같이, 출력 신호(OUT)는 넓은 변동 범위를 가지는 부하 전류(ILOAD)를 정확하게 나타낼 수 있고, 이에 따라 부하의 소비 전력이 정확하게 추정될 수 있다. 예를 들면, 부하 전류 미터(18)는 낮은 부하 전류(ILOAD)를 높은 해상도로 측정할 수 있고, 이에 따라 부하의 전력 소비가 낮은 경우(예컨대, 절전 모드)에서도 부하의 소비 전력이 정확하게 추정될 수 있다. 부하 전류 미터(18)의 예시들이 도 3 등을 참조하여 후술될 것이다.
스위치 드라이버(12)는 출력 전압(VOUT)이 목표 전압에 근사적으로 유지되도록 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)를 생성할 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 스위치 드라이버(12)는 전압 피드백 회로(14)로부터 피드백 신호(FB)를 수신할 수 있고, 피크 전류 검출기(16)로부터 피크 신호(PK)를 수신할 수 있으며, 피크 신호(PK) 및 피드백 신호(FB)에 기초하여 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 스위치 드라이버(12)는 복수의 로직 게이트들을 포함할 수 있고, 피크 신호(PK) 및 피드백 신호(FB)를 논리 연산함으로써 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 스위치 드라이버(12)는 활성화된 피크 신호(PK)에 응답하여, 비활성화된 제1 구동 신호(DRV1) 및 활성화된 제2 구동 신호(DRV2)를 생성할 수 있고, 이에 따라 인덕터 전류(IL)가 감소할 수 있다. 또한, 스위치 드라이버(12)는 활성화된 피드백 신호(FB)에 응답하여, 활성화된 제1 구동 신호(DRV1) 및 비활성화된 제2 구동 신호(DRV2)를 생성할 수 있고, 이에 따라 인덕터 전류(IL)가 증가할 수 있다. 스위치 드라이버(12)의 동작의 예시가 도 4 등을 참조하여 후술될 것이다.
도 2는 본 개시의 예시적 실시예에 다른 피크 전류 검출기(20)를 나타내는 블록도이다. 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 피크 전류 검출기(20)는 인덕터 전류(IL)의 피크를 검출할 수 있고, 피크 신호(PK)를 생성할 수 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, 피크 전류 검출기(20)는 전류 센서(22), 기준 전압 생성기(24) 및 비교기(26)를 포함할 수 있다.
전류 센서(22)는 인덕터 전류(IL)를 감지함으로써 감지 전압(VSEN)을 생성할 수 있고, 비교기(26)에 감지 전압(VSEN)을 제공할 수 있다. 예를 들면, 전류 센서(22)는 인덕터 전류(IL)에 비례하는 감지 전압(VSEN)을 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 전류 센서(22)는 인덕터 전류(IL) 대신 도 1의 제1 파워 스위치(PS1)를 통과하는 전류를 감지할 수도 있다.
기준 전압 생성기(24)는 제1 기준 전압(VREF1)을 생성할 수 있고, 비교기(26)에 제1 기준 전압(VREF1)을 제공할 수 있다. 기준 전압 생성기(24)는 제1 기준 전압(VERF1)을 생성하는 임의의 구조를 생성할 수 있다. 예를 들면, 기준 전압 생성기(24)는 기준 전류를 생성하는 전류원 및 저항을 포함할 수 있고, 제1 기준 전압(VREF1)은 기준 전류가 저항을 통과함으로써 발생하는 전압에 대응할 수 있다. 일부 실시예들에서, 기준 전압 생성기(24)는 외부로부터 제어 신호를 수신할 수 있고, 제어 신호에 기초하여 가변되는 제1 기준 전압(VREF1)을 생성할 수도 있다.
비교기(26)는 감지 전압(VSEN) 및 제1 기준 전압(VREF1)을 비교함으로써 피크 신호(PK)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 도 2에 도시된 바와 같이, 비교기(26)는 비반전 입력을 통해서 전류 센서(22)로부터 감지 전압(VSEN)을 수신할 수 있고, 반전 입력을 통해서 기준 전압 생성기(24)로부터 제1 기준 전압(VREF1)을 수신할 수 있다. 이에 따라, 비교기(26)는 감지 전압(VSEN)이 제1 기준 전압(VREF1)을 초과하는 경우 활성화된 피크 신호(PK)를 생성할 수 있다. 본 명세서에서, 피크 신호(PK)는 액티브-하이 신호로 가정되고, 이에 따라 활성화된 피크 신호(PK)는 하이 레벨을 가질 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 피크 전류 검출기(20)는, 비교기(26)에 의해서 감지 전압(VSEN)과 비교되는 제1 기준 전압(VREF1)을 그대로 출력할 수 있고, 출력된 제1 기준 전압(VREF1)이 도 1의 부하 전류 미터(18)에 제공될 수 있다. 만일 도 2에 도시된 바와 상이하게, 피크 전류 검출기(20)가 제1 기준 전압(VREF1)로부터 변환된 전압, 예컨대 제1 기준 전압(VREF1)을 2이상의 저항들로 분할한 전압을 출력하는 경우, 도 1의 부하 전류 미터(18)에 제공되는 전압은 2이상의 저항들 사이 편차(variation)에 기인하는 오차를 포함할 수 있고, 이에 따라 부하 전류 미터(18)에 의한 부하 전류(ILOAD)의 측정에서 오차가 유발될 수 있다. 그러나, 도 2에 도시된 바와 같이, 제1 기준 전압(VREF1)이 그대로 부하 전류 미터(18)에 제공될 수 있고, 이에 따라 부하 전류 미터(18)는 보다 정확하게 부하 전류(ILOAD)를 측정할 수 있다.
도 3은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 부하 전류 미터(30)를 나타내는 블록도이다. 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 부하 전류 미터(30)는 제1 기준 전압(VREF1), 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)를 수신할 수 있고, 부하 전류(ILOAD)의 크기를 나타내는 출력 신호(OUT)를 생성할 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 부하 전류 미터(30)는 펄스 생성기(32) 및 필터(34)를 포함할 수 있다. 이하에서, 도 3은 도 1을 참조하여 설명될 것이다.
펄스 생성기(32)는 제1 기준 전압(VREF1), 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)에 기초하여 펄스(또는 펄스 신호)(PL)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 펄스 생성기(32)는, 제1 기준 전압(VREF1)에 기초한 진폭 및 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)에 기초한 폭(또는 활성화 폭)을 가지는 펄스(PL)를 생성할 수 있다. 도 1을 참조하여 전술된 바와 같이, 제1 기준 전압(VREF1)은 인덕터 전류(IL)의 피크에 대한 정보를 포함할 수 있고, 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)는 인덕터 전류(IL)가 발생하는 타이밍에 대한 정보를 포함할 수 있다. 이에 따라, 펄스(PL)는 일정 시간 동안 누적된 인덕터 전류(IL)에 대한 정보를 포함할 수 있고, 필터(34)는 펄스(PL)를 필터링함으로써 부하 전류(ILOAD)의 크기를 나타내는 출력 신호(OUT)를 생성할 수 있다. 본 명세서에서, 펄스(PL)는 액티브-하이 신호로서 활성화시 하이 레벨을 가지는 것으로 가정되고, 펄스(PL)의 폭은 하이 레벨이 유지되는 시간을 지칭할 수 있다.
도 3을 참조하면, 펄스 생성기(32)는 출력 신호(OUT)를 수신할 수 있고, 모드 신호(MD)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 펄스 생성기(32)는 복수의 측정 모드들 중 하나로 설정될 수 있다. 예를 들면, 펄스 생성기(32)는 출력 신호(OUT)에 기초하여 부하 전류(ILOAD)의 크기를 식별할 수 있다. 펄스 생성기(32)는, 식별된 부하 전류(ILOAD)의 크기에 기초하여, 상대적으로 높은 부하 전류(ILOAD)에서 제1 모드로 설정될 수 있고, 상대적으로 낮은 부하 전류(ILOAD)에서 제2 모드로 설정될 수 있다. 펄스 생성기(32)는, 제2 모드에서 제1 모드 보다 높은 분해능으로 부하 전류(ILOAD)를 측정하기 위하여 펄스(PL)의 폭을 연장할 수 있다. 이에 따라, 제2 모드에서 필터(34)는 연장된 폭을 가지는 펄스(PL)를 필터링할 수 있고, 출력 신호(OUT)는 부하 전류(ILOAD)의 증폭된 크기를 나타낼 수 있다. 본 명세서에서, 제2 모드는 연장 모드로 지칭될 수도 있다.
펄스 생성기(32)는 설정된 측정 모드를 나타내는 모드 신호(MD)를 생성할 수 있고, 모드 신호(MD)는 부하 전류 미터(30)를 포함하는 스위칭 컨버터(예컨대, 도 1의 10)의 외부로 출력될 수 있다. 전술된 바와 같이, 제2 모드에서 출력 신호(OUT)는 부하 전류(ILOAD)의 증폭된 크기를 나타낼 수 있으므로, 출력 신호(OUT)를 수신하는 전력 추정기에 출력 신호(OUT)가 생성된 측정 모드를 알리기 위하여, 부하 전류 미터(30)는 모드 신호(MD)를 출력할 수 있다. 일부 실시예들에서, 전력 추정기는 모드 신호(MD)에 기초하여 부하 전류 미터(30)의 측정 모드를 식별할 수 있고, 식별된 측정 모드에 기초하여 출력 신호(OUT)를 처리할 수 있다. 예를 들면, 모드 신호(MD)에 기초하여 제2 모드가 식별된 경우, 전력 추정기는 출력 신호(OUT)에 대응하는 값을 펄스(PL)의 폭이 연장된 배율에 기초하여 보상할 수 있다. 본 명세서에서, 모드 신호(MD)는 제1 모드에서 로우 레벨을 가지고, 제2 모드에서 하이 레벨을 가지는 것으로 가정된다. 펄스 생성기(32)의 예시들이 도 5 등을 참조하여 후술될 것이다.
필터(34)는 펄스(PL)를 필터링함으로써 출력 신호(OUT)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 전술된 바와 같이, 펄스(PL)는 인덕터 전류(IL)의 피크에 기초한 진폭 및 인덕터 전류(IL)가 제공된 타이밍에 기초한 폭을 가질 수 있고, 필터(34)는 도 3에 도시된 바와 같이 저대역 통과 필터(low pass filter)로서 펄스(PL)를 필터링함으로써 출력 신호(OUT)를 생성할 수 있다. 이에 따라, 출력 신호(OUT)는 부하 전류(ILOAD)에 비례하는 물리량(예컨대, 전압)을 가질 수 있다. 필터(34)는 펄스(PL)의 필터링을 위한 임의의 구조를 가질 수 있고, 필터(34)의 예시가 도 7을 참조하여 후술될 것이다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위칭 컨버터의 동작의 예시를 나타내는 타이밍도이다. 구체적으로, 도 4는 도 1의 스위칭 컨버터(10)에서 신호들 및 도 3의 부하 전류 미터(30)에서 모드 신호(MD) 및 펄스(PL)를 시간의 흐름에 따라 나타낸다. 이하에서 도 4는 도 1을 참조하여 설명될 것이고, 도 1의 부하 전류 미터(18)가 도 3의 모드 신호(MD) 및 펄스(PL)를 생성하는 것으로 가정된다. 또한, 도 4의 예시에서 제1 부하 전류 미터(18)는, 시간 t41 내지 시간 t46를 포함하는 구간에서 제1 모드로 설정되고 시간 t51 내지 시간 t55를 포함하는 구간에서 제2 모드로 설정되는 것으로 가정된다.
도 4를 참조하면, 시간 t41에서 제1 구동 신호(DRV1)가 활성화될 수 있다. 예를 들면, 스위치 드라이버(12)는 활성화된 피드백 신호(FB)에 응답하여 활성화된 제1 구동 신호(DRV1)를 생성할 수 있다. 이에 따라, 제1 파워 스위치(PS1)가 온될 수 있고, 입력 전압(VIN)이 인가되는 제1 단자(P1)로부터 전류가 공급될 수 있으며, 도 4에 도시된 바와 같이 인덕터 전류(IL)는 증가할 수 있다. 부하 전류 미터(18)는 활성화된 제1 구동 신호(DRV1)에 응답하여 펄스(PL)를 활성화할 수 있고, 펄스(PL)는, 제1 기준 전압(VREF1)과 동일한 진폭 또는 제1 기준 전압(VREF1)에 의해서 정의된 진폭을 가질 수 있다.
시간 t42에서, 피크 신호(PK)가 활성화될 수 있다. 예를 들면, 인덕터 전류(IL)는, 도 4에서 점선으로 도시된 바와 같이, 제1 기준 전압(VREF1)에 의해서 정의되는 피크에 도달할 수 있고, 이에 따라 피크 전류 검출기(16)는 활성화된 피크 신호(PK)를 생성할 수 있다. 스위치 드라이버(12)는 활성화된 피크 신호(PK)에 응답하여, 비활성화된 제1 구동 신호(DRV1) 및 활성화된 제2 구동 신호(DRV2)를 생성할 수 있다. 이에 따라, 제1 파워 스위치(PS1)가 오프될 수 있고, 제2 파워 스위치(PS2)가 온될 수 있으며, 접지 노드로부터 전류가 공급될 수 있고, 도 4에 도시된 바와 같이 인덕터 전류(IL)는 점진적으로 감소할 수 있다.
시간 t43에서, 인덕터 전류(IL)는 근사적으로 영(zero)이 될 수 있다. 일부 실시예들에서, 피크 전류 검출기(16)는 전류 센서(예컨대, 도 2의 22) 또는 영(zero) 전류 검출기(또는 전류 센서)를 포함할 수 있다. 스위치 드라이버(12)는 피크 전류 검출기(16)로부터 인덕터 전류(IL)가 영이 된 이벤트를 식별할 수 있고, 비활성화된 제2 구동 신호(DRV2)를 생성할 수 있다. 이에 따라, 제2 파워 스위치(PS2)가 오프될 수 있으며, 부하 전류(ILOAD)는 출력 캐패시터(C_OUT)로부터 제공될 수 있다. 부하 전류 미터(18)는 비활성화된 제2 구동 신호(DRV2)에 응답하여 펄스(PL)를 비활성화할 수 있고, 이에 따라 펄스(PL)는 시간 t41 및 시간 t43 사이에 대응하는 폭을 가질 수 있다. 일부 실시예들에서, 부하 전류 미터(18)는 제2 구동 신호(DRV2)를 수신하지 아니할 수 있고, 부하 전류 미터(18)는 피크 전류 검출기(16)로부터 인덕터 전류(IL)가 영이 된 이벤트를 식별할 수 있고, 펄스(PL)를 비활성화할 수 있다.
도 4에 도시된 바와 같이, 시간 t41 및 시간 t43 사이에서, 제1 구동 신호(DRV1) 및/또는 제2 구동 신호(DRV2)가 활성화될 수 있고, 제1 파워 스위치(PS1) 및/또는 제2 파워 스위치(PS2)가 온될 수 있고, 인덕터 전류(IL)가 양(positive)일 수 있고, 펄스(PL)가 활성화될 수 있다. 본 명세서에서, 시간 t41 및 시간 t43 사이 구간, 즉 스위칭 컨버터(10)의 적어도 하나의 파워 스위치, 즉 제1 파워 스위치(PS1) 및/또는 제2 파워 스위치(PS2)가 온 상태로 유지되는 구간은 온-시간(on-time)(tON)으로 지칭될 수 있다. 이에 따라, 제1 모드에서 펄스(PL)는 온-시간(tON) 동안 활성화될 수 있고, 펄스(PL)의 폭은 온-시간(tON)과 동일할 수 있다.
시간 t44에서, 제1 구동 신호(DRV1)가 다시 활성화될 수 있다. 예를 들면, 시간 t43부터 출력 캐패시터(C_OUT)의 방전에 기인하여 출력 전압(VOUT)이 하강할 수 있고, 이에 따라 피드백 신호(FB)가 활성화될 수 있다. 스위치 드라이버(12)는 활성화된 피드백 신호(FB)에 응답하여 제1 구동 신호(DRV1)를 활성화할 수 있고, 이에 따라 인덕터 전류(IL)는 다시 증가할 수 있다. 시간 t42 및 시간 t43에서와 유사하게, 시간 t45에서 피크 신호(PK)가 활성화될 수 있고, 시간 t46에서 제2 구동 신호(DRV2) 및 펄스(PL)가 비활성화될 수 있다. 도 4에 도시된 바와 같이, 시간 t44 및 시간 t446 사이 구간은 온-시간(tON)으로서, 시간 t41 및 시간 t43 사이 구간, 그리고 후술되는 시간 t51 및 시간 t53 사이 구간과 실질적으로 동일할 수 있다.
도 4에 도시된 바와 같이, 시간 t41 내지 시간 t46에서 스위칭 컨버터(10)의 스위칭 주기는 제1 주기(T1)에 대응할 수 있고, 펄스(PL) 역시 제1 주기(T1)를 가질 수 있다. 상대적으로 큰 부하 전류(ILOAD)에 기인하여 제1 주기(T1)는, 후술되는 제2 주기(T2)보다 짧을 수 있고, 실질적으로 일정한 온-시간(tON)에 기인하여 출력 신호(OUT)는 상대적으로 큰 물리량을 가질 수 있다.
시간 t51에서, 제1 구동 신호(DRV1)가 활성화될 수 있다. 예를 들면, 출력 캐패시터(C_OUT)의 방전에 기인하여 출력 전압(VOUT)이 하강할 수 있고, 이에 따라 피드백 신호(FB)가 활성화될 수 있다. 스위치 드라이버(12)는 활성화된 피드백 신호(FB)에 응답하여 제1 구동 신호(DRV1)를 활성화할 수 있고, 이에 따라 인덕터 전류(IL)는 증가할 수 있다. 시간 t42 및 시간 t45에서와 유사하게, 시간 t52에서 피크 신호(PK)가 활성화될 수 있고, 제1 구동 신호(DRV1)가 비활성화될 수 있으며, 제2 구동 신호(DRV2)가 활성화될 수 있다.
시간 t53에서, 인덕터 전류(IL)가 근사적으로 영(zero)이 될 수 있고, 제2 구동 신호(DRV2)가 비활성화될 수 있다. 제2 모드에서 부하 전류 미터(18)는, 비활성화된 제2 구동 신호(DRV2)에 응답하여 펄스(PL)를 비활성화하는 대신, 펄스(PL)의 폭을 연장할 수 있고, 시간 t54에서 펄스(PL)를 비활성화할 수 있다. 시간 t55에서, 제1 구동 신호(DRV1)가 다시 활성화될 수 있고, 낮은 부하 전류(ILOAD)에 기인하여, 시간 t51 및 시간 t55 사이 구간, 즉 제2 주기(T2)는 제1 주기(T1)보다 길 수 있다. 만일 도 4에 도시된 바와 상이하게, 부하 전류(ILOAD)가 낮은 상태에서 펄스(PL)가 제1 모드에서와 같이 온-시간(tON)의 폭을 가지는 경우, 출력 신호(OUT)는 제2 주기(T2)에 기인하여 매우 낮은 값에 대응할 수 있고, 이에 따라 부하 전류(ILOAD)의 크기를 정확하게 검출하는 것이 용이하지 아니할 수 있다. 또한, 부하 전류(ILOAD)가 낮은 상태에서 출력 신호(OUT)의 물리량을 증폭하는 것은, 노이즈, 증폭기의 입력 오프셋 등에 기인하여 부하 전류(ILOAD)의 정확한 측정을 제공하지 아니할 수 있다.
이하에서 도면들을 참조하여 후술되는 바와 같이, 부하 전류 미터(18)는 제2 모드에서 온-시간(tON)에 비례하여 펄스(PL)의 폭을 연장할 수 있고, 이에 따라 펄스(PL)를 필터링함으로써 생성되는 출력 신호(OUT)는 적절한 크기의 물리량에 대응할 수 있고, 제2 모드에서 출력 신호(OUT)에 기초하여 검출된 부하 전류(ILOAD)의 크기는 펄스(PL)의 폭이 연장된 배율에 기초하여 보상될 수 있다. 이에 따라, 부하 전류 미터(18)는 낮은 부하 전류(ILOAD)를 높은 해상도로 측정할 수 있다.
도 5는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 부하 전류 미터(50)를 나타내는 블록도이다. 도 1 및 도 3을 참조하여 전술된 바와 같이, 부하 전류 미터(50)는 제1 기준 전압(VREF1), 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)를 수신할 수 있고, 출력 신호(OUT) 및 모드 신호(MD)를 생성할 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 부하 전류 미터(50)는 펄스 생성기(52) 및 필터(54)를 포함할 수 있고, 펄스 생성기(52)는 시간 연장 회로(52_1), 논리 회로(52_3), 스위치 회로(52_5), 기준 전압 생성기(52_7) 및 비교기(52_9)를 포함할 수 있다.
스위치 회로(52_5)는 제1 기준 전압(VREF1) 및 제1 제어 신호(CTR1)를 수신할 수 있고, 펄스(PL)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 스위치 회로(52_5)는 제1 제어 신호(CTR1)에 의해서 제어되는 적어도 하나의 스위치를 포함할 수 있고, 적어도 하나의 스위치는 제1 기준 전압(VREF1) 또는 접지 전위를 필터(54)에 제공함으로써 펄스(PL)를 생성할 수 있다. 스위치 회로(52_5)의 예시가 도 7을 참조하여 후술될 것이다.
기준 전압 생성기(52_7)는 제2 기준 전압(VREF2)을 생성할 수 있고, 제2 기준 전압(VREF2)을 비교기(52_9)에 제공할 수 있다. 비교기(52_9)는 제2 기준 전압(VREF2) 및 출력 신호(OUT)를 비교함으로써 모드 신호(MD)를 생성할 수 있다. 예를 들면, 도 5에 도시된 바와 같이, 비교기(52_9)는 비반전 입력을 통해서 기준 전압 생성기(52_7)로부터 제2 기준 전압(VREF2)을 수신할 수 있고, 반전 입력을 통해서 출력 신호(OUT)를 필터(54)로부터 수신할 수 있다. 이에 따라, 모드 신호(MD)는, 출력 신호(OUT)의 전압이 제2 기준 전압(VREF2)보다 높은 경우, 즉 제1 모드에서 비활성화될 수 있고, 출력 신호(OUT)의 전압이 제2 기준 전압(VREF2)보다 낮은 경우, 즉 제2 모드에서 활성화될 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 모드 신호(MD)는 논리 회로(52_3)에 제공될 수 있고, 펄스 생성기(52)의 외부로 출력될 수 있다. 일부 실시예들에서, 도 6을 참조하여 후술되는 바와 같이, 비교기(52_9) 및/또는 기준 전압 생성기(52_7)는 모드 전환에 히스테리시스를 제공할 수 있다. 본 명세서에서, 비교기(52_9)는 제1 비교기로서 지칭될 수 있다.
논리 회로(52_3)는 제1 구동 신호(DRV1), 제2 구동 신호(DRV2), 모드 신호(MD) 및 연장 신호(EXT)를 수신할 수 있고, 제1 제어 신호(CTR1) 및 제2 제어 신호(CTR2)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 논리 회로(52_3)는 복수의 논리 게이트들을 포함할 수 있고, 제1 구동 신호(DRV1), 제2 구동 신호(DRV2), 모드 신호(MD) 및 연장 신호(EXT)에 기초하여 제1 제어 신호(CTR1) 및 제2 제어 신호(CTR2)를 생성할 수 있다.
논리 회로(52_3)는 모드 신호(MD)에 기초하여 측정 모드를 식별할 수 있고, 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)에 기초하여 온-시간(tON)을 식별할 수 있다. 모드 신호(MD)에 기초하여 제1 모드가 식별된 경우, 논리 회로(52_3)는, 스위치 회로(52_5)에 의해서 온-시간(tON)에 대응하는 폭을 가지는 펄스(PL)가 생성되도록, 제1 제어 신호(CTR1)를 생성할 수 있다. 또한, 모드 신호(MD)에 기초하여 제2 모드가 식별된 경우, 논리 회로(52_3)는, 시간 연장 회로(52_1)가 연장 신호(EXT)를 생성하도록 제2 제어 신호(CTR2)를 생성할 수 있고, 온-시간(tON)에 비례하여 연장된 폭을 가지는 펄스(PL)가 스위치 회로(52_5)에 의해서 생성되도록, 연장 신호(EXT)에 기초하여 제1 제어 신호(CTR1)를 생성할 수 있다.
시간 연장 회로(52_1)는 논리 회로(52_3)로부터 제2 제어 신호(CTR2)를 수신할 수 있고, 제2 제어 신호(CTR2)에 기초하여, 온-시간(tON)에 비례하는 시간 동안 활성화되는 연장 신호(EXT)를 생성할 수 있다. 연장 신호(EXT)는 논리 회로(52_3)에 제공될 수 있고, 전술된 바와 같이, 제2 모드에서 연장된 폭을 가지는 펄스(PL)를 생성하는데 사용될 수 있다. 일부 실시예들에서, 연장 신호(EXT)는 온-시간(tON)에 정확하게 비례하는 시간 동안 활성화될(또는 비활성화될) 수 있다. 시간 연장 회로(52_1)의 예시가 도 8을 참조하여 후술될 것이다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류 미터의 측정 모드의 전환을 나타내는 그래프이다. 구체적으로, 도 6의 그래프는 부하 전류 미터의 측정 모드의 전환시 발생하는 히스테리시스 루프(hysteresis loop)를 나타낸다. 일부 실시예들에서, 도 6의 히스테리시스 루프는 도 5의 기준 전압 생성기(52_7) 및/또는 비교기(52_9)에 의해서 제공될 수 있고, 이하에서 도 6은 도 5를 참조하여 설명될 것이다.
도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 부하 전류 미터(50)는, 부하 전류(ILOAD)가 높은 경우 제1 모드로 설정될 수 있고, 부하 전류(ILOAD)가 낮은 경우 제2 모드로 설정될 수 있다. 측정 모드의 빈번한 전환으로 인한 오류, 부정확(inaccuracy) 등을 방지하기 위하여, 기준 전압 생성기(52_7) 및/또는 비교기(52_9)는 측정 모드의 전환에 히스테리시스를 제공할 수 있다. 예를 들면, 도 6에 도시된 바와 같이, 부하 전류 미터(50)는 부하 전류(ILOAD)가 제1 문턱값(THR1)보다 작은 경우 제2 모드로 설정될 수 있고, 부하 전류(ILOAD)가 제2 문턱값(THR2)보다 큰 경우 제1 모드로 설정될 수 있으며, 제2 문턱값(THR2)은 제1 문턱값(THR1)보다 클 수 있다(THR2>THR1).
도 6의 히스테리시스 루프는 임의의 방식으로 구현될 수 있다. 일부 실시예들에서, 도 5에 도시된 바와 같이, 비교기(52_9)는 제1 문턱값(THR1) 및 제2 문턱값(THR2) 사이 차이에 대응하는 히스테리시스를 가질 수 있고, 기준 전압 생성기(52_7)는 제1 문턱값(THR1) 및 제2 문턱값(THR2)의 중간값에 대응하는 크기를 가지는 제2 기준 전압(VREF2)을 비교기(52_9)에 제공할 수 있다. 또한, 일부 실시예들에서, 도 5에 도시된 바와 상이하게, 비교기(52_9)는 히스테리시스를 가지지 아니할 수 있고, 기준 전압 생성기(52_7)는 비교기(52_9)가 출력하는 모드 신호(MD)를 수신할 수 있다. 기준 전압 생성기(52_7)는 모드 신호(MD)에 기초하여, 제1 모드에서 제2 기준 전압(VREF2)을 제1 문턱값(THR1)에 대응하는 제1 레벨로 설정할 수 있고, 제2 모드에서 제2 기준 전압(VREF2)을 제2 문턱값(THR2)에 대응하는 제2 레벨로 설정할 수 있다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위치 회로(72) 및 필터(74)를 나타내는 회로도이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 제1 제어 신호(CTR1)는 2개의 제어 신호들(CTR11, CTR12)을 포함할 수 있고, 출력 신호(OUT)는 부하 전류(ILOAD)에 대응하는 물리량으로서 전압을 가질 수 있다.
도 7을 참조하면, 스위치 회로(72)는 제1 기준 전압(VREF1) 및 제1 제어 신호(CTR1)를 수신할 수 있고, 펄스(PL)를 생성할 수 있다. 제1 스위치(SW61)는, 활성화된 제어 신호(CTR11)에 응답하여 필터(74)에 제1 기준 전압(VREF1)을 제공할 수 있고, 비활성화된 제어 신호(CTR11)에 응답하여 필터(74)에 제1 기준 전압(VREF1)을 차단할 수 있다. 일부 실시예들에서, 제1 스위치(SW61)는 PFET를 포함할 수 있고, 제어 신호(CTR11)는 액티브-로우 신호일 수 있다. 또한, 제2 스위치(SW62)는, 활성화된 제어 신호(CTR12)에 응답하여 필터(74)에 접지 전위를 제공할 수 있고, 비활성화된 제어 신호(CTR12)에 응답하여 필터(74)에 접지 전위를 차단할 수 있다. 일부 실시예들에서, 제2 스위치(SW62)는 NFET를 포함할 수 있고, 제어 신호(CTR12)는 액티브-하이 신호일 수 있다. 이에 따라, 스위치 회로(72)는 제1 제어 신호(CTR1)에 기초하여 도 4를 참조하여 전술된 바와 같은 펄스(PL)를 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 스위치 회로(72)는, 높은 입력 임피던스 및 낮은 출력 임피던스를 가지는 전압 버퍼를 더 포함할 수 있고, 제1 스위치(SW61)는 피크 전류 검출기(예컨대, 도 1의 16)로부터 제1 기준 전압(VREF1)을 수신하는 전압 버퍼로부터 제1 기준 전압(VREF1)에 대응하는 전압을 수신할 수 있다.
필터(74)는 저대역 통과 필터일 수 있고, 저항(R) 및 캐패시터(C)를 포함할 수 있다. 필터(74)의 차단(cutoff) 주파수는 펄스(PL)의 주기의 범위에 기초하여 정의될 수 있고, 저항(R)의 저항치(resistance) 및 캐패시터(C)의 캐패시턴스가 차단 주파수에 의해서 결정될 수 있다. 일부 실시예들에서, 필터(74)는 보다 높은 차수를 가질 수 있고, 도 7에 도시된 구조보다 복잡한 구조를 가질 수도 있다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 시간 연장 회로(80)를 나타내는 회로도이고, 도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 시간 연장 회로(80)의 동작의 예시를 나타내는 타이밍도이다. 도 5를 참조하여 전술된 바와 같이, 도 8의 시간 연장 회로(80)는 제2 제어 신호(CTR2)를 수신할 수 있고, 연장 신호(EXT)를 생성할 수 있다.
도 8을 참조하면, 시간 연장 회로(80)는 전류원(82), 비교기(84), 제1 캐패시터(C1), 제2 캐패시터(C2) 및 제1 내지 제4 스위치(SW71 내지 SW74)를 포함할 수 있다. 전류원(82)은 양의 공급 전압(VDD)으로부터 정전류(constant current)(ICON)를 생성할 수 있다. 전류원(82)은 정전류(ICON)를 생성하는 임의의 구조를 가질 수 있고, 예컨대 전류 싱크 및 전류 미러를 포함할 수 있다. 제1 스위치(SW71)는 전류원(82) 및 제1 캐패시터(C1) 사이에 연결될 수 있고, 제2 스위치(SW72)는 전류원(82) 및 제2 캐패시터 사이에 연결될 수 있다. 또한, 제3 스위치(SW73)는 제1 캐패시터(C1)와 병렬 연결될 수 있고, 제4 스위치(SW74)는 제2 캐패시터(C2)와 병렬 연결될 수 있다. 제2 제어 신호(CTR2)는 복수의 제어 신호들을 포함할 수 있고, 제1 내지 제4 스위치(SW71 내지 SW74)는 복수의 제어 신호들 각각에 의해서 온되거나 오프될 수 있다.
제1 캐패시터(C1)는 제1 노드(N1) 및 접지 노드 사이에 연결될 수 있고, 제2 캐패시터(C2)는 제2 노드(N2) 및 접지 노드 사이에 연결될 수 있다. 후술되는 바와 같이, 정전류(ICON)에 의한 상이한 충전 속도를 위하여, 제2 캐패시터(C2)는 제1 캐패시터(C1)의 캐패시턴스보다 큰 캐패시턴스를 가질 수 있다. 일부 실시예들에서, 제2 캐패시터(C2)는 제1 캐패시터(C1)의 캐패시턴스위 정수배에 대응하는 캐패시턴스를 가질 수 있다. 예를 들면, 제2 캐패시터(C2)는, 제1 캐패시터(C1)와 동일하고 상호 병렬 연결된 복수의 캐패시터들을 포함할 수 있다.
비교기(84)는, 제1 노드(N1)에서 제1 스위치(SW71), 제3 스위치(SW73) 및 제1 캐패시터(C1)와 연결될 수 있고, 제2 노드(N2)에서 제2 스위치(SW72), 제4 스위치(SW74) 및 제2 캐패시터(C2)와 연결될 수 있다. 비교기(84)는 제1 노드(N1)의 전압 및 제2 노드(N2)의 전압을 비교할 수 있고, 비교 결과를 나타내는 연장 신호(EXT)를 생성할 수 있다. 본 명세서에서, 제1 캐패시터(C1)가 연결된 제1 노드(N1)의 전압, 즉 제1 전압(V1)은 제1 캐패시터(C1)의 전압으로 지칭될 수 있고, 제2 캐패시터(C2)가 연결된 제2 노드(N2)의 전압, 즉 제2 전압(V2)은 제2 캐패시터(C2)의 전압으로 지칭될 수 있다. 또한, 본 명세서에서 비교기(84)는 제2 비교기로서 지칭될 수도 있다.
도 9를 참조하면, 시간 t91 및 시간 t92 사이에서 온-시간(tON)이 발생할 수 있다. 도 9에 도시된 바와 같이, 시간 t91 이전, 즉 온-시간(tON) 이전에 제1 스위치(SW71) 및 제2 스위치(SW72)는 오프될 수 있고, 제3 스위치(SW73) 및 제4 스위치(SW74)는 온될 수 있다. 이에 따라, 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)는 방전될 수 있고, 도 9에 도시된 바와 같이, 제1 전압(V1) 및 제2 전압(V2)은 근사적으로 영(또는 접지 전위)일 수 있다.
시간 t91에서, 온-시간(tON)이 개시할 수 있다. 도 9에 도시된 바와 같이, 제1 스위치(SW71)가 온될 수 있고, 제3 스위치(SW73)가 오프될 수 있다. 이에 따라, 제1 캐패시터(C1)는 정전류(ICON)에 의해서 충전될 수 있고, 제1 전압(V1)이 상승할 수 있다. 또한, 제2 스위치(SW72)가 오프 상태로 유지될 수 있고, 제4 스위치(SW74)가 온 상태로 유지될 수 있다. 이에 따라, 제2 전압(V2)은 영(또는 접지 전위)으로 유지될 수 있고, 비교기(84)는 제2 전압(V2)보다 높은 제1 전압(V1)에 응답하여 비활성화된 연장 신호(EXT)를 생성할 수 있다.
시간 t92에서, 온-시간(tON)이 종료할 수 있다. 도 9에 도시된 바와 같이, 제1 스위치(SW71)가 오프될 수 있고, 제3 스위치(SW73)가 오프 상태로 유지될 수 있다. 이에 따라, 제1 캐패시터(C1)의 충전이 중단될 수 있고, 전기적으로 플로팅된 제1 노드(N1)에 기인하여 제1 캐패시터(C1)에 충전된 전하가 유지될 수 있으며, 제1 전압(V1)은 실질적으로 일정하게 유지될 수 있다. 제1 전압(V1)은 제1 캐패시터(C1)가 충전되는 시간, 즉 온-시간(tON)에 의존할 수 있고, 이에 따라 제1 전압(V1)의 크기는 온-시간(tON)의 길이에 대응할 수 있다. 또한, 시간 t92에서, 제2 스위치(SW72)가 온될 수 있고, 제4 스위치(SW74)가 오프될 수 있다. 이에 따라, 제2 캐패시터(C2)는 정전류에 의해서 충전될 수 있고, 제2 전압(V2)이 상승할 수 있다. 전술된 바와 같이, 제2 캐패시터(C2)는 제1 캐패시터(C1)의 캐패시턴스보다 높은 캐패시턴스를 가질 수 있고, 이에 따라 시간 t92 및 시간 t93 사이에서 제2 전압(V2)이 상승하는 속도는, 시간 t91 및 시간 t92 사이에서 제1 전압(V1)이 상승하는 속도보다 느릴 수 있다.
시간 t93에서, 제2 전압(V2)이 제1 전압(V1)에 도달할 수 있다. 이에 따라, 비교기(84)는 활성화된 연장 신호(EXT)를 생성할 수 있고, 도 5의 논리 회로(52_3)는 활성화된 연장 신호(EXT)에 응답하여 펄스(PL)를 비활성화할 수 있다. 또한, 제1 스위치(SW71) 및 제2 스위치(SW72)가 오프될 수 있고, 제3 스위치(SW73) 및 제4 스위치(SW74)가 온될 수 있다. 이에 따라, 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)가 방전될 수 있고, 도 9에 도시된 바와 같이, 제1 전압(V1) 및 제2 전압(V2)은 근사적으로 영(또는 접지 전위)일 수 있다. 전술된 바와 같이, 제1 전압(V1)은 온-시간(tON)에 대응하는 크기를 가질 수 있고, 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)는 동일한 전류, 즉 정전류(ICON)에 의해서 충전되므로, 제2 캐패시터(C2)가 충전되는 구간, 즉 시간 t92 및 시간 t93 사이 구간은, 제1 캐패시터(C1)의 캐패시턴스 및 제2 캐패시터(C2)의 캐패시턴스 사이 비율에 기초하여 온-시간(tON)에 비례할 수 있다. 예를 들면, 제2 캐패시터(C2)의 캐패시턴스가 제1 캐패시터(C1)의 캐패시턴스의 2배인 경우, 시간 t92 및 시간 t93 사이 구간은 온-시간(tON)의 2배에 대응할 수 있다. 이에 따라, 제2 캐패시터(C2)의 캐패시턴스가 제1 캐패시터(C1)의 캐패시턴스의 N배인 경우(N은 양의 실수), 펄스(PL)의 폭(tPL)은 아래 [수학식 1]과 같이 정의될 수 있다.
Figure pat00001
결과적으로, 제2 모드에서 펄스(PL)는 온-시간(tON)에 비례하여 연장된 폭(tPL)을 가질 수 있다. 또한, 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)는 공통의 전류원(82)에 의해서 생성된 정전류(ICON)에 의해서 각각 충전되므로, 온-시간(tON) 및 펄스(PL)의 폭(tPL) 사이 비율은, 제1 캐패시터(C1)의 캐패시턴스 및 제2 캐패시터(C2)의 캐패시턴스 사이 비율, 즉 [수학식 1]의 N에만 의존할 수 있고, 다른 편차들(variations)에 기인하는 오차들이 제거될 수 있다.
시간 t94에서, 온-시간(tON)이 다시 개시할 수 있고, 펄스(PL)는 다시 활성화될 수 있다. 제1 전압(V1)의 상승에 기인하여 연장 신호(EXT)는 비활성화될 수 있다. 또한, 시간 t95에서, 온-시간(tON)이 종료할 수 있고, 펄스(PL)는 온-시간(tON)의 종료에도 불구하고 활성화된 상태로 유지될 수 있다.
스위칭 주기(T)가 긴 경우, 즉 부하 전류(ILOAD)가 낮은 상태에도, 도 9에 도시된 바와 상이하게 펄스(PL)가 온-시간(tON)에 대응하는 폭을 가지는 경우, 펄스(PL)를 필터링함으로써 생성된 출력 신호(OUT)의 전압은 작은 크기를 가질 수 있고, 노이즈, 증폭기의 입력 오프셋 등에 기인하여 출력 신호(OUT)로부터 부하 전류(ILOAD)의 크기를 정확하게 검출하는 것이 용이하지 아니할 수 있다. 그러나, 제2 모드에서 시간 연장 회로(80)는 온-시간(tON)이 종료한 시점으로부터 온-시간(tON)에 정확하게 비례하는 구간에서 활성화되는 연장 신호(EXT)를 생성할 수 있고, 연장 신호(EXT)에 기초하여 연장된 펄스(PL)의 폭에 기인하여, 출력 신호(OUT)의 전압은 부하 전류(ILOAD)의 크기를 검출하기에 적절한 크기를 가질 수 있다.
도 10은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 시스템(100)을 나타내는 블록도이다. 구체적으로, 도 10의 블록도는 스위칭 컨버터(120) 및 스위칭 컨버터(120)가 전력을 공급하는 부하(140)를 포함하는 시스템(100)을 나타낸다.
도 10을 참조하면, 스위칭 컨버터(120)는 입력 전압(VIN)으로부터 출력 전압(VOUT)을 생성할 수 있고, 부하 전류(ILOAD)를 부하(140)에 제공할 수 있다. 또한, 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 스위칭 컨버터(120)는 부하 전류(ILOAD)를 측정할 수 있고, 부하 전류(ILOAD)의 크기를 나타내는 출력 신호(OUT) 및 부하 전류(ILOAD)의 측정 모드를 나타내는 모드 신호(MD)를 부하(140)에 제공할 수 있다.
부하(140)는 부하 회로, 부하 장치로서 지칭될 수도 있고, 스위칭 컨버터(120)로부터 출력 전압(VOUT)을 수신할 수 있고, 부하 전류(ILOAD)를 소비할 수 있다. 도 10에 도시된 바와 같이, 부하(140)는 아날로그-디지털 컨버터(analog-to-digital converter; ADC)(142) 및 처리 회로(144)를 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 부하 전류(ILOAD)를 소비하는 부하(140)는 다양한 기능들을 제공하는 추가적인 구성요소들을 더 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 부하(140)의 소비 전력을 모니터링하기 위하여, 아날로그-디지털 컨버터(142) 및 처리 회로(144)는 부하(140)의 외부에 있을 수 있고, 부하 전류(ILOAD)의 적어도 일부를 소비하지 아니할 수도 있다. 부하(140)의 예시들이 도 17을 참조하여 후술될 것이다.
아날로그-디지털 컨버터(142)는 출력 신호(OUT)를 변환함으로써 디지털 신호(DIG)를 생성할 수 있다. 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 출력 신호(OUT)는 부하 전류(ILOAD)의 크기에 대응하는 아날로그 신호일 수 있고, 아날로그-디지털 컨버터(142)는 출력 신호(OUT)를 변환함으로써 멀티-비트 신호인 디지털 신호(DIG)를 처리 회로(144)에 제공할 수 있다. 이에 따라, 디지털 신호(DIG)는 부하 전류(ILOAD)의 크기에 대응하는 값을 가질 수 있다.
처리 회로(144)는 아날로그-디지털 컨버터(142)로부터 디지털 신호(DIG)를 수신할 수 있고, 스위칭 컨버터(120)로부터 모드 신호(MD)를 수신할 수 있다. 처리 회로(144)는 디지털 신호(DIG) 및 모드 신호(MD)에 기초하여 부하 전류(ILOAD)의 크기를 식별할 수 있다. 예를 들면, 처리 회로(144)는 제1 모드를 나타내는 모드 신호(MD)에 응답하여, 디지털 신호(DIG)의 값에 대응하는 부하 전류(ILOAD)의 크기를 식별할 수 있다. 또한, 처리 회로(144)는 제2 모드를 나타내는 모드 신호(MD)에 응답하여, 디지털 신호(DIG)의 값으로부터 보상된 값에 대응하는 부하 전류(ILOAD)의 크기를 식별할 수 있다. 출력 신호(OUT)의 생성에 사용된 펄스(PL)가 [수학식 1]의 폭(tPL)을 가지는 경우, 처리 회로(144)는 제2 모드에서, 디지털 신호(DIG)의 값을 (1+N)으로 나눈 값에 대응하는 부하 전류(ILOAD)의 크기를 식별할 수 있다. 일부 실시예들에서, 처리 회로(144)의 나눗셈 연산을 용이하게 하기 위하여, [수학식 1]의 N은 아래 [수학식 2]를 만족할 수 있다.
Figure pat00002
[수학식 2]에서, k는 0보다 큰 정수일 수 있고, N이 [수학식 2]를 만족하는 경우, 제2 모드에서 처리 회로(144)는 디지털 신호(DIG)를 k번 시프트함으로써 디지털 신호(DIG)의 값을 보상할 수 있다.
일부 실시예들에서, 처리 회로(144)는 식별된 부하 전류(ILOAD)의 크기에 기초하여 부하(140)의 실시간 소비 전력을 추정할 수 있고, 추정된 소비 전력에 대한 정보를 직접 활용하거나, 부하(140)의 다른 구성요소들 또는 부하(140) 외부의 장치들에 제공할 수 있다. 처리 회로(144)는 디지털 신호(DIG)를 처리할 수 있는 임의의 구조를 가질 수 있다. 일부 실시예들에서, 처리 회로(144)는, 마이크로컨트롤러, 프로세서 등과 같이 프로그램가능한(programmable) 구성요소, FPGA(field programmable gate array) 등과 같은 재구성가능한(reconfigurable) 구성요소, 및/또는 IP(intellectual property) 코어 등과 같은 고정된 기능을 제공하는 구성요소를 포함할 수 있다.
도 11은 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류를 측정하기 위한 방법을 나타내는 순서도이다. 도 11에 도시된 바와 같이, 부하 전류를 측정하기 위한 방법은 복수의 단계들(S20, S40, S60, S80)을 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 도 11의 방법은 도 3의 부하 전류 미터(30)에 의해서 수행될 수 있고, 이하에서 도 11은 도 3을 참조하여 설명될 것이다.
도 11을 참조하면, 단계 S20에서 측정 모드가 설정될 수 있다. 예를 들면, 펄스 생성기(32)는 필터(34)로부터 제공되는 출력 신호(OUT)에 기초하여 부하 전류(ILOAD)의 크기를 식별할 수 있다. 펄스 생성기(32)는, 부하 전류(ILOAD)가 상대적으로 큰 경우 제1 모드를 설정할 수 있는 한편, 부하 전류(ILOAD)가 상대적으로 작은 경우 제2 모드를 설정할 수 있다. 일부 실시예들에서, 부하 전류 미터(30)는 상대적으로 낮은 부하 전류(ILOAD)를 측정하기 위한 제2 모드로 초기화될 수 있다. 예를 들면, 부하 전류 미터(30)에 전력이 공급되거나 부하 전류 미터(30)가 활성화된 리셋 신호를 수신하는 경우, 펄스 생성기(32)는 측정 모드를 제2 모드로 설정할 수 있다. 단계 S20의 예시가 도 12를 참조하여 후술될 것이다.
단계 S40에서, 제1 기준 전압(VREF1)이 획득될 수 있다. 예를 들면, 부하 전류 미터(30)는 피크 전류 검출기(예컨대, 도 1의 16)로부터 제1 기준 전압(VREF1)을 수신할 수 있고, 피크 전류 검출기는 인덕터 전류(IL)의 피크를 검출하는데 제1 기준 전압(VREF1)을 사용할 수 있다. 이에 따라, 부하 전류 미터(30)는 인덕터 전류(IL)의 피크에 대한 정보를 제1 기준 전압(VREF1)으로부터 획득할 수 있다.
단계 S60에서, 적어도 하나의 파워 스위치의 온-시간(tON) 및 제1 기준 전압(VREF1)에 기초하여 펄스가 생성될 수 있다. 예를 들면, 펄스 생성기(32)는 도 1의 제1 파워 스위치(PS1)를 제어하는 제1 구동 신호(DRV1) 및 도 1의 제2 파워 스위치(PS2)를 제어하는 제2 구동 신호(DRV2)를 수신할 수 있고, 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)에 기초하여, 제1 파워 스위치(PS1) 및/또는 제2 파워 스위치(PS2)가 온되는 구간인 온-시간(tON)을 식별할 수 있다. 또한, 펄스 생성기(32)는 단계 S40에서 획득된 제1 기준 전압(VREF1)에 대응하는 진폭을 가지는 펄스(PL)를 생성할 수 있다. 단계 S20에서 제1 모드가 설정된 경우, 펄스 생성기(32)는 온-시간(tON)에 대응하는 폭을 가지는 펄스(PL)를 생성할 수 있다. 다른 한편으로, 단계 S20에서 제2 모드가 설정된 경우, 펄스 생성기(32)는 온-시간(tON)에 비례하여 연장된 폭을 가지는 펄스(PL)를 생성할 수 있다. 단계 S60의 예시가 도 13을 참조하여 후술될 것이다.
단계 S80에서, 출력 신호(OUT)가 생성될 수 있다. 예를 들면, 필터(34)는 펄스 생성기(32)로부터 펄스(PL)를 수신할 수 있고, 펄스(PL)를 필터링함으로써 출력 신호(OUT)를 생성할 수 있다. 단계 S60에서 생성된 펄스(PL)는 인덕터 전류(IL)에 기초한 진폭 및 파워 스위치의 온-시간(tON)에 기초한 폭을 가질 수 있고, 이에 따라 펄스(PL)의 고주파 성분을 제거함으로써 생성된 출력 신호(OUT)는 부하 전류(ILOAD)의 크기에 의존하는 물리량(예컨대, 전압)을 가질 수 있다.
도 12는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류를 측정하기 위한 방법을 나타내는 순서도이다. 구체적으로, 도 12의 순서도는 도 11의 단계 S20의 예시를 나타낸다. 도 11을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 12의 단계 S20'에서 측정 모드가 설정될 수 있다. 도 12에 도시된 바와 같이, 단계 S20'은 복수의 단계들(S22, S24, S26, S28)을 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 단계 S20'은 도 5의 펄스 생성기(52)에 의해서 수행될 수 있고, 이하에서 도 12는 도 5 및 도 6을 참조하여 후술될 것이다.
도 12를 참조하면, 단계 S22에서 부하 전류(ILOAD) 및 제1 문턱값(THR1)이 비교될 수 있다. 예를 들면, 제1 문턱값(THR1)은 후술되는 제2 문턱값(THR2)보다 작을 수 있고, 비교기(52_9)는 부하 전류(ILOAD)의 크기를 나타내는 출력 신호(OUT) 및 제2 기준 전압(VREF2)을 비교할 수 있다. 일부 실시예들에서, 기준 전압 생성기(52_7)는 일정한 레벨의 제2 기준 전압(VREF2)을 생성할 수 있고, 제1 문턱값(THR1) 및 제2 문턱값(THR2)은, 제2 기준 전압(VREF2) 및 비교기(52_9)의 히스테리시스에 의해서 결정될 수 있다. 일부 실시예들에서, 기준 전압 생성기(52_7)는 비교기(52_9)의 출력, 즉 모드 신호(MD)를 수신할 수 있고, 제2 모드에서 제1 문턱값(THR1)에 대응하는 레벨의 제2 기준 전압(VREF2)을 생성할 수 있으며, 제1 모드에서 제2 문턱값(THR2)에 대응하는 레벨의 제2 기준 전압(VREF2)을 생성할 수 있다. 도 12에 도시된 바와 같이, 부하 전류(ILOAD)가 제1 문턱값(THR1)보다 작은 경우 단계 S24에서 제2 모드가 설정될 수 있는 한편, 그렇지 아니한 경우 단계 S26이 후속하여 수행될 수 있다.
단계 S26에서, 부하 전류(ILOAD) 및 제2 문턱값(THR2)이 비교될 수 있다. 예를 들면, 제2 문턱값(THR2)은 전술된 제1 문턱값(THR1)보다 클 수 있고, 비교기(52_9)는 부하 전류(ILOAD)의 크기를 나타내는 출력 신호(OUT) 및 제2 기준 전압(VREF2)을 비교할 수 있다. 도 12에 도시된 바와 같이, 부하 전류(ILOAD)가 제2 문턱값(THR2)보다 큰 경우 단계 S28에서 제1 모드가 설정될 수 있는 한편, 그렇지 아니한 경우 단계 S20'이 종료할 수 있고, 단계 S20'이 수행되기 전에 설정된 모드가 유지될 수 있다. 이에 따라, 측정 모드의 전환에 히스테리시스가 제공될 수 있고, 제1 모드 및 제2 모드 사이 빈번한 전환이 방지될 수 있다.
도 13은 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류를 측정하기 위한 방법을 나타내는 순서도이다. 구체적으로, 도 13의 순서도는 도 11의 단계 S60의 예시를 나타낸다. 도 11을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 13의 단계 S60'에서 적어도 하나의 파워 스위치의 온-시간(tON) 및 제1 기준 전압(VREF1)에 기초하여 펄스가 생성될 수 있다. 도 13에 도시된 바와 같이, 단계 S60'은 복수의 단계들(S62, S64, S66)을 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 단계 S60'은 도 5의 펄스 생성기(52)에 의해서 수행될 수 있고, 이하에서 도 13은 도 5를 참조하여 설명될 것이다.
도 13을 참조하면, 단계 S62에서 측정 모드가 식별될 수 있다. 예를 들면, 논리 회로(52_3)는 비교기(52_9)로부터 제공되는 모드 신호(MD)에 기초하여, 상대적으로 낮은 부하 전류(ILOAD)를 측정하는 제1 모드 또는 상대적으로 높은 부하 전류(ILOAD)를 측정하는 제2 모드를 식별할 수 있다. 도 13에 도시된 바와 같이, 제1 모드가 식별된 경우 단계 S64가 후속하여 수행될 수 있는 한편, 제2 모드가 식별된 경우 단계 S66이 후속하여 수행될 수 있다.
단계 S64에서, 온-시간(tON) 동안 활성화되는 펄스(PL)가 생성될 수 있다. 예를 들면, 제1 모드에서 논리 회로(52_3)는, 식별된 온-시간(tON) 동안 활성화되는 펄스(PL)가 스위치 회로(52_5)에 의해서 생성되도록, 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)에 기초하여, 제1 제어 신호(CTR1)를 생성할 수 있다.
단계 S66에서, 온-시간(tON)에 비례하여 연장된 폭을 가지는 펄스(PL)가 생성될 수 있다. 예를 들면, 제2 모드에서 논리 회로(52_3)는, 제1 구동 신호(DRV1) 및 제2 구동 신호(DRV2)에 기초하여 제2 제어 신호(CTR2)를 생성할 수 있다. 시간 연장 회로(52_1)는 제2 제어 신호(CTR2)에 기초하여, 온-시간(tON)에 비례하는 구간동안 비활성화되는(또는 활성화되는) 연장 신호(EXT)를 생성할 수 있고, 논리 회로(52_3)는, 온-시간(tON)에 비례하여 연장된 폭을 가지는 펄스(PL)가 스위치 회로(52_5)에 의해서 생성되도록, 연장 신호(EXT)에 기초하여 제1 제어 신호(CTR1)를 생성할 수 있다. 단계 S66'의 예시가 도 14를 참조하여 설명될 것이다.
도 14는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류를 측정하기 위한 방법을 나타내는 순서도이다. 구체적으로, 도 14의 순서도는 도 13의 단계 S66의 예시를 나타낸다. 도 13을 참조하여 전술된 바와 같이, 도 14의 단계 S66'에서 온-시간(tON)에 비례하여 연장된 폭을 가지는 펄스(PL)가 생성될 수 있다. 도 14에 도시된 바와 같이, 단계 S66'은 복수의 단계들(S66_2, S66_4, S66_6, 단계 S66_8)을 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 단계 S66'은 도 5의 펄스 생성기(52)에 의해서 수행될 수 있다. 이하에서, 도 14는 도 5 및 도 8을 참조하여 설명될 것이고, 도 5의 펄스 생성기(52)는 도 8의 시간 연장 회로(80)를 포함하는 것으로 가정된다.
도 14를 참조하면, 단계 S66_2에서 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)가 방전될 수 있다. 예를 들면, 제3 스위치(SW73) 및 제4 스위치(SW74)는 논리 회로(52_3)로부터 제공되는 제2 제어 신호(CTR2)에 응답하여 온될 수 있고, 이에 다라 제1 캐패시터(C1) 및 제2 캐패시터(C2)가 방전될 수 있다.
단계 S66_4에서, 온-시간(tON) 동안 제1 캐패시터(C1)가 충전될 수 있다. 예를 들면, 온-시간(tON) 동안 제2 제어 신호(CTR2)에 응답하여, 제1 스위치(SW71)가 온될 수 있고, 제3 스위치(SW73)가 오프될 수 있다. 이에 따라, 제1 캐패시터(C1)는 전류원(82)이 제공하는 정전류(ICON)에 의해서 충전될 수 있고, 제1 전압(V1)이 상승할 수 있다.
단계 S66_6에서, 제1 캐패시터(C1)의 노드가 플로팅될 수 있고, 제2 캐패시터(C2)가 충전될 수 있다. 예를 들면, 온-시간(tON) 이후 제2 제어 신호(CTR2)에 응답하여, 제1 스위치(SW71)가 오프될 수 있고, 제2 스위치(SW72)가 온될 수 있다. 이에 따라, 제1 캐패시터(C1)에 정전류가 인가된 노드, 즉 제1 노드(N1)가 플로팅될 수 있고, 제1 전압(V1)이 실질적으로 유지될 수 있다. 또한, 제2 캐패시터(C2)가 전류원(82)이 제공하는 정전류(ICON)에 의해서 충전될 수 있고, 제2 전압(V2)이 상승할 수 있다. 제1 캐패시터(C1)의 캐패시턴스보다 높은 제2 캐패시터(C2)의 캐패시턴스에 기인하여, 단계 S66_6에서 제2 전압(V2)이 상승하는 속도는, 단계 S66_4에서 제1 전압(V1)이 상승하는 속도보다 느릴 수 있고, 양 속도들의 비율은 제1 캐패시터(C1)의 캐패시턴스 및 제2 캐패시터(C2)의 캐패시턴스 사이 비율에 기초할 수 있다.
단계 S66_8에서, 제1 캐패시터(C1)의 전압 및 제2 캐패시터(C2)의 전압에 기초하여 펄스(PL)가 생성될 수 있다. 예를 들면, 단계 S66_4에서 온-시간(tON)이 개시될 때, 즉 제1 전압(V1)이 상승하기 시작할 때 펄스(PL)가 활성화될 수 있다. 또한, 단계 S66_6에서 상승하는 제2 전압(V2)이 제1 전압(V1)에 도달할 때 펄스(PL)가 비활성화될 수 있다. 이에 따라, 펄스(PL)는 온-시간(tON)에 정확하게 비례하여 연장된 폭을 가질 수 있다.
도 15는 본 개시의 예시적 실시예에 따라 부하 전류를 측정하기 위한 방법을 나타내는 순서도이다. 구체적으로, 도 15의 순서도는 출력 신호(OUT)에 기초하여 부하 전류(ILOAD)의 크기를 검출하는 방법을 나타낸다. 일부 실시예들에서, 도 15의 단계 S90은 도 11의 단계 S80에 후속하여 수행될 수 있다. 도 15에 도시된 바와 같이, 단계 S90은 복수의 단계들(S92, S94, S96, S98)을 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 단계 S90은 도 10의 부하(140)에서 수행될 수 있고, 이하에서 도 15는 도 10을 참조하여 설명될 것이다.
도 15를 참조하면, 단계 S92에서 출력 신호(OUT)가 디지털 신호(DIG)로 변환될 수 있다. 예를 들면, 출력 신호(OUT)는 부하 전류(ILOAD)의 크기에 비례하는 물리량(예컨대, 전압)을 가지는 아날로그 신호일 수 있고, 아날로그-디지털 컨버터(142)는 출력 신호(OUT)를 변환함으로써 디지털 신호(DIG)를 생성할 수 있다.
단계 S94에서, 측정 모드가 식별될 수 있다. 예를 들면, 처리 회로(144)는 스위칭 컨버터(120)로부터 모드 신호(MD)를 수신할 수 있고, 모드 신호(MD)에 기초하여 부하 전류(ILOAD)의 측정 모드를 식별할 수 있다. 도 15에 도시된 바와 같이, 제1 모드가 식별된 경우 단계 S98이 후속하여 수행될 수 있는 한편, 제2 모드가 식별된 경우 단계 S96이 후속하여 수행될 수 있다.
단계 S96에서, 디지털 신호(DIG)의 값이 보상될 수 있다. 예를 들면, 제2 모드에서 처리 회로(144)는 디지털 신호(DIG)의 값을 미리 정의된 제수(divisor)로 나눌 수 있다. 제수는 스위칭 컨버터(120) 내부에서 펄스(PL)의 폭이 연장된 배율에 대응할 수 있다. 제수는 처리 회로(144)에 미리 저장될 수도 있고, 스위칭 컨버터(120)로부터 제공될 수도 있다.
단계 S98에서, 부하 전류(ILOAD)의 크기가 식별될 수 있다. 예를 들면, 제1 모드에서 처리 회로(144)는 단계 S92에서 생성된 디지털 신호(DIG)의 값에 대응하는 부하 전류(ILOAD)의 크기를 식별할 수 있다. 또한, 제2 모드에서 처리 회로(144)는 단계 S96에서 디지털 신호(DIG)의 값으로부터 보상된 값에 대응하는 부하 전류(ILOAD)의 크기를 식별할 수 있다.
도 16은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 시스템(160)을 나타내는 블록도이다. 도 16에 도시된 바와 같이, 시스템(160)은 PMIC(power management integrated circuit)(162) 및 부하(164)를 포함할 수 있다.
시스템(160)은 부하(164)가 전력을 소비함으로써 동작을 수행함으로써 임의의 기능을 제공하는 시스템을 지칭할 수 있다. 예를 들면, 시스템(160)은, 퍼스널 컴퓨터, 서버, 모바일 폰, 웨어러블 기기 등과 같은 컴퓨팅 시스템일 수도 있고, 자동차, 선박, 전동 킥보드 등과 같은 운송수단(vehicle)일 수도 있으며, 전술된 시스템들에 포함되는 서브시스템일 수도 있다.
PMIC(162)는 도면들을 참조하여 전술된 스위칭 컨버터(162_2)를 포함할 수 있고, 스위칭 컨버터(162_2)가 생성하는 양의 공급 전압(VDD)을 부하(164)에 제공할 수 있다. 또한, PMIC(162)는 부하(164)의 소비 전력에 대한 정보를 포함하는 상태 신호(STA)를 부하(164)에 제공할 수 있다. 예를 들면, 스위칭 컨버터(162_2)는 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이 부하(164)에 제공되는 부하 전류의 크기에 대응하는 출력 신호를 생성할 수 있고, PMIC(162)는 출력 신호 또는 출력 신호에 기초하여 검출된 부하 전류의 크기에 대항 정보를 포함하는 상태 신호(STA)를 부하(164)에 제공할 수 있다.
부하(164)는 PMIC(162)로부터 양의 공급 전압(VDD)을 수신할 수 있고, 양의 공급 전압(VDD)에 기초하여 동작할 수 있다. 또한, 부하(164)는 PMIC(162)로부터 상태 신호(STA)를 수신할 수 있고, 상태 신호(STA)에 기초하여 부하(164)의 소비 전력을 추정하거나 식별할 수 있다. 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 정확하게 측정된 부하 전류에 기인하여, 부하(164)는 정확한 소비 전력을 추정하거나 식별할 수 있다. 부하(164)는 제어 신호(CTR)를 통해서 PMIC(162)를 제어할 수 있다. 예를 들면, 부하(164)는 양의 공급 전압(VDD)의 크기, 절전 모드의 진입 또는 해제 등을 제어 신호(CTR)를 통해서 PMIC(162)에 전달할 수 있다. PMIC(162)는 제어 신호(CTR)에 기초하여 양의 공급 전압(VDD)의 크기를 조절할 수 있고, 그리고/또는 양의 공급 전압(VDD)의 생성을 중단 또는 재개할 수 있다.
도 17은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 시스템(170)을 나타내는 블록도이다. 일부 실시예들에서, 시스템(190)은 시스템-온-칩(SoC)과 같이 하나의 반도체 패키치에 포함된 집적 회로일 수 있다. 일부 실시예들에서, 시스템(190)은 인쇄회로기판 및 이에 실장된 반도체 패키지들을 포함할 수도 있다. 도 17에 도시된 바와 같이, 시스템(170)은 적어도 하나의 프로세서(171), 입출력 인터페이스(172), 모뎀(173), 메모리(174) 및 PMIC(175)를 포함할 수 있다.
적어도 하나의 프로세서(171), 입출력 인터페이스(172), 모뎀(173), 메모리(174)는 PMIC(175)로부터 제공되는 제1 내지 제4 양의 공급 전압(VDD1 내지 VDD4)에 의해서 제공되는 전력에 기초하여 각각 동작할 수 있다. 예를 들면, 적어도 하나의 프로세서(171)는 제1 양의 공급 전압(VDD1)에 기초하여 일련의 명령어들을 실행하거나 신호를 처리할 수 있다. 입출력 인터페이스(172)는 제2 양의 공급 전압(VDD2)에 기초하여 시스템(170)의 외부로부터 수신되는 입력을 처리할 수 있고, 시스템(170)의 외부로 제공되는 출력을 생성할 수 있다. 모뎀(173)은 제3 양의 공급 전압(VDD3)에 기초하여 통신 채널을 통해서 수신된 신호를 처리하거나 통신 채널을 통해 송신될 신호를 생성할 수 있다. 메모리(174)는 제4 공급 전압(VDD4)에 기초하여 데이터를 저장할 수 있고, DRAM(dynamic random access memory), SRAM(static random access memory) 등과 같은 휘발성(volatile) 메모리 장치 및/또는 플래시 메모리, RRAM(resistive random access memory) 등과 같은 비휘발성(non-volatile) 메모리 장치를 포함할 수 있다.
PMIC(175)는 복수의 스위칭 컨버터들(175_2)을 포함할 수 있고, 복수의 스위칭 컨버터들(175_2) 각각은 입력 전압(VIN)으로부터 제1 내지 제4 양의 공급 전압(VDD1 내지 VDD4) 중 하나를 생성할 수 있다. 도면들을 참조하여 전술된 바와 같이, 복수의 스위칭 컨버터들(175_2) 각각은 자신으로부터 제공되는 부하 전류를, 넓은 변동 범위에도 불구하고 정확하게 측정할 수 있다.
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 예시적인 실시예들이 개시되었다. 본 명세서에서 특정한 용어를 사용하여 실시예들을 설명되었으나, 이는 단지 본 개시의 기술적 사상을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 개시의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 개시의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (20)

  1. 스위칭 컨버터의 부하에 제공되는 부하 전류를 측정하기 위한 장치로서,
    상기 스위칭 컨버터의 적어도 하나의 파워 스위치의 온(on)-시간에 비례하는 시간 동안 활성화되는 연장 신호를 생성하도록 구성된 시간 연장 회로;
    제1 모드에서 상기 온-시간에 기초하여 제1 제어 신호를 생성하고, 제2 모드에서 상기 연장 신호에 기초하여 상기 제1 제어 신호를 생성하도록 구성된 논리 회로;
    상기 스위칭 컨버터의 인덕터를 통과하는 인덕터 전류의 피크를 정의하는 제1 기준 전압을 수신하고, 상기 제1 제어 신호에 기초하여 펄스를 생성하도록 구성된 스위치 회로;
    상기 펄스를 필터링함으로써 출력 신호를 생성하도록 구성된 필터; 및
    상기 출력 신호의 전압을 제2 기준 전압과 비교함으로써 모드 신호를 생성하도록 구성된 제1 비교기를 포함하고,
    상기 논리 회로는, 상기 모드 신호에 기초하여 상기 부하 전류가 제1 문턱값보다 작은 경우 상기 제2 모드로 설정되는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 시간 연장 회로는,
    정전류를 생성하도록 구성된 전류원;
    상기 연장 신호를 출력하도록 구성된 제2 비교기;
    상기 제2 비교기에 각각 연결된 제1 캐패시터 및 제2 캐패시터; 및
    제2 제어 신호를 수신하도록 구성된 복수의 스위치들을 포함하고,
    상기 논리 회로는, 상기 제2 모드에서, 상기 온-시간 동안 상기 정전류로 상기 제1 캐패시터가 충전되고 상기 온-시간 이후 상기 정전류로 상기 제2 캐패시터가 충전되도록, 상기 제2 제어 신호를 생성하도록 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 논리 회로는, 상기 제2 모드에서, 상기 정전류로 상기 제2 캐패시터가 충전되는 동안, 상기 제1 캐패시터 및 상기 제2 비교기가 연결된 노드가 플로팅되도록, 상기 제2 제어 신호를 생성하도록 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 청구항 2에 있어서,
    상기 제2 비교기는, 상기 제2 캐패시터의 전압이 상기 제1 캐패시터의 전압보다 높은 경우 활성화되는 상기 연장 신호를 생성하도록 구성되고,
    상기 논리 회로는, 상기 제2 모드에서, 상기 온-시간이 개시된 시점으로부터 상기 연장 신호가 활성화되는 시점까지 활성화되는 상기 펄스가 생성되도록, 상기 제1 제어 신호를 생성하도록 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 청구항 2에 있어서,
    상기 복수의 스위치들은,
    상기 제1 캐패시터와 병렬 연결된 제1 스위치; 및
    상기 제2 캐패시터와 병렬 연결된 제2 스위치를 포함하고,
    상기 논리 회로는, 상기 제2 모드에서, 상기 온-시간 전에 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 온되도록, 상기 제2 제어 신호를 생성하도록 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 청구항 2에 있어
    상기 제2 캐패시터는, 상기 제1 캐패시터의 캐패시턴스보다 큰 캐패시턴스를 가지는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 청구항 1에 있어서,
    상기 논리 회로는, 상기 모드 신호에 기초하여 상기 부하 전류가 제2 문턱값보다 큰 경우 상기 제1 모드로 설정되고,
    상기 제2 문턱값은, 상기 제1 문턱값보다 큰 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 장치는, 상기 모드 신호를 외부로 출력하도록 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 입력 전압으로부터 출력 전압을 생성하도록 구성된 스위칭 컨버터로서,
    상기 출력 전압이 생성되는 출력 노드에 연결된 인덕터 및 출력 캐패시터;
    상기 인덕터에 인덕터 전류를 제공하도록 구성된 적어도 하나의 파워 스위치;
    제1 기준 전압에 기초하여 정의된 상기 인덕터 전류의 피크를 검출함으로써 피크 신호를 생성하도록 구성된 피크 전류 검출기;
    상기 피크 신호에 기초하여 상기 적어도 하나의 파워 스위치를 제어하도록 구성된 스위치 드라이버; 및
    상기 제1 기준 전압 및 상기 적어도 하나의 파워 스위치의 온(on)-시간에 기초하여 펄스를 생성하고, 상기 펄스를 필터링함으로써 부하 전류의 크기를 나타내는 출력 신호를 생성하도록 구성된 부하 전류 미터를 포함하고,
    상기 부하 전류 미터는, 상기 출력 신호에 기초하여 상기 부하 전류가 제1 문턱값보다 작은 경우 제1 모드로부터 제2 모드를 설정하고, 상기 제2 모드에서 상기 펄스의 폭을 연장하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 부하 전류 미터는, 정전류를 생성하도록 구성된 전류원, 제1 캐패시터 및 제2 캐패시터를 포함하고,
    상기 부하 전류 미터는, 상기 제2 모드에서, 상기 온-시간 동안 상기 정전류로 상기 제1 캐패시터를 충전하고, 상기 온-시간 이후 상기 정전류로 상기 제2 캐패시터를 충전하고, 상기 제1 캐패시터의 전압 및 상기 제2 캐패시터의 전압에 기초하여 상기 펄스를 생성하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 부하 전류 미터는, 상기 제2 모드에서, 상기 정전류로 상기 제2 캐패시터가 충전되는 동안, 상기 정전류가 인가된 상기 제1 캐패시터의 노드를 플로팅하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
  12. 청구항 10에 있어서,
    상기 부하 전류 미터는, 상기 제2 모드에서, 상기 온-시간이 개시된 시점으로부터 상기 제2 캐패시터의 전압이 상기 제1 캐패시터의 전압과 교차하는 시점까지 활성화되는 상기 펄스를 생성하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
  13. 청구항 10에 있어
    상기 부하 전류 미터는, 상기 제2 모드에서, 상기 온-시간 전에 상기 제1 캐패시터 및 상기 제2 캐패시터를 방전하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
  14. 청구항 9에 있어서,
    상기 부하 전류 미터는, 상기 출력 전압에 기초하여 상기 부하 전류가 제2 문턱값보다 큰 경우 상기 제2 모드로부터 상기 제1 모드를 설정하도록 구성되고,
    상기 제2 문턱값은, 상기 제1 문턱값보다 큰 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
  15. 청구항 9에 있어서,
    상기 피크 전류 검출기는,
    상기 인덕터 전류를 감지하도록 구성된 전류 센서; 및
    상기 전류 센서의 출력 및 상기 제1 기준 전압을 비교함으로써 상기 피크 신호를 생성하도록 구성된 비교기를 포함하고,
    상기 부하 전류 미터는, 상기 피크 전류 검출기로부터 상기 제1 기준 전압을 수신하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 컨버터.
  16. 스위칭 컨버터의 부하에 제공되는 부하 전류를 측정하기 위한 방법으로서,
    상기 스위칭 컨버터의 인덕터를 통과하는 인덕터 전류의 피크를 정의하는 제1 기준 전압을 획득하는 단계;
    상기 제1 기준 전압 및 상기 스위칭 컨버터의 적어도 하나의 파워 스위치의 온(on)-시간에 기초하여 펄스를 생성하는 단계;
    상기 펄스를 필터링함으로써 출력 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 출력 신호에 기초하여, 상기 부하 전류가 제1 문턱값보다 작은 경우 제1 모드로부터 제2 모드를 설정하는 단계를 포함하고,
    상기 펄스를 생성하는 단계는, 상기 제2 모드에서, 상기 온-시간에 비례하여 연장된 폭을 가지는 상기 펄스를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 청구항 16에 있어서,
    상기 연장된 폭을 가지는 상기 펄스를 생성하는 단계는,
    상기 온-시간 동안 정전류로 제1 캐패시터를 충전하는 단계;
    상기 온-시간 이후, 상기 제1 캐패시터에 상기 정전류가 인가된 노드를 플로팅하고, 상기 정전류로 제2 캐패시터를 충전하는 단계; 및
    상기 제1 캐패시터의 전압 및 상기 제2 캐패시터의 전압에 기초하여 상기 펄스를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 청구항 17에 있어서,
    상기 연장된 폭을 가지는 상기 펄스를 생성하는 단계는, 상기 제2 모드에서, 상기 온-시간 전에 상기 제1 캐패시터 및 상기 제2 캐패시터를 방전하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 청구항 16에 있어서,
    상기 출력 신호에 기초하여, 상기 부하 전류가 제2 문턱값보다 큰 경우 상기 제2 모드로부터 상기 제1 모드를 설정하는 단계를 더 포함하고,
    상기 제2 문턱값은, 상기 제1 문턱값보다 큰 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 청구항 16에 있어서,
    상기 출력 신호에 기초하여 상기 부하 전류의 크기를 검출하는 단계를 더 포함하고,
    상기 부하 전류의 크기를 검출하는 단계는, 상기 제2 모드에서, 상기 출력 신호에 대응하는 값을 상기 펄스의 폭이 연장된 배율에 기초하여 보상하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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