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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungswandlerregelkreis.
Genauer gesagt bezieht sich die Erfindung auf eine Vorrichtung zur Steuerung
von elektrischen Stromversorgungsgeräten, wobei jedes Gerät eine Mehrzahl
von Leistungswandlermodulen aufweist. Das Verfahren ermöglicht es,
eine präzise
Regelung der Ausgangsspannung zu erreichen, während auch der Anteil an Arbeitsstrom,
der von den parallel geschalteten Leistungswandlermodulen geliefert
wird, genau geregelt werden kann.
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Das
Verfahren kann in jedem beliebigen elektrischen Leistungswandler
angewendet werden, der eine Pulsweitenmodulation (PWM) für die Regelung
der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms verwendet, und es ist
für alle
Anwendungen geeignet, bei denen die Ausgänge von multiplen Leistungswandlern
parallel geschaltet sind. Ein PWM-Signal regelt den Zustand eines
Halbleiterschalters, zum Beispiel eines Leistungstransistors, eines
Isolierschicht-Bipolartransistors, eines Metal Oxide Semiconductor – Field
Effect Transistors (MOSFET) oder eines Mindestabschaltthyristors.
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Bei
Spannungsmitkoppelung handelt es sich um ein Stand-der-Technik-Verfahren der PWM
Regelung, um eine genaue Ausgangsspannung zu erhalten. Eine Sägezahnspannungssignalform
wird durch einen PWM-Komparator mitgekoppelt, der wiederum die Weite
jedes PWM-Impulses regelt. Spannungsmitkoppelung gestattet allerdings
keine Stromaufteilung zwischen mehreren Modulen.
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Parallelschaltungen
sind aus vielen Gründen erwünscht. Die
parallele Zusammenschaltung mehrerer Leistungswandlermodule führt zu einer
Erhöhung
der maximalen Ausgangsleistung über
den Pegel hinaus, der von einem einzelnen Modul verfügbar ist,
sie sorgt für
Redundanz im Falle eines Ausfalls einer oder mehrerer Module und
sie senkt die Kosten, da kleinere Standardkomponenten verwendet
werden können.
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Bei
Schaltregelung mit PWM handelt es sich um ein Stand-der-Technik-Verfahren der PWM-Regelung,
um eine genaue Stromregelung zu erhalten, die es ermöglicht,
mehrere Module innerhalb einer Leistungswandlereinheit parallel
zu schalten. Leistungswandlereinheiten mit PWM können selbst auch parallel zueinander
geschaltet werden.
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Ein
bekannter Nachteil des Stromrichtens mit PWM ist das Vorhandensein
einer Instabilität, wenn
das Verhältnis
von PWM-„EIN"-Zeit zu PWM-„AUS"-Zeit, der Arbeitszyklus, 50% überschreitet.
Die anerkannte Technik, um Anordnungen für Schaltregelung mit PWM zu
stabilisieren, nennt man „Steigungskompensierung". Hierbei wird ein
kompensiertes Spannungssignal mit einem Referenzspannungssignal,
das für
die Erzeugung des PWM-Signals verwendet wird, summiert. Trotzdem verringert
die Steigungskompensierung die Genauigkeit des offenen Spannungsregelkreises
(die Genauigkeit der Spannung ohne Rückkopplung) und nachfolgend
auch die Genauigkeit des geschlossenen Spannungsregelkreises (die
Genauigkeit der Spannung mit Rückkopplung).
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Die
Europäische
Patentanmeldung EP415244 offenbart eine Vorrichtung und ein Verfahren,
wie es im Oberbegriff der unabhängigen
Ansprüche
rezitiert wird.
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Deshalb
ist es ein Ziel der Erfindung, die vorher genannten Probleme zu
verhindern oder zumindest zu mäßigen.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird eine Vorrichtung zum Anlegen eines pulsweitenmodulierten
Signals an ein Stromversorgungsgerät bereitgestellt, wobei die
Vorrichtung folgendes umfasst:
Mittel zum Bereitstellen eines
Eingangsbedarfssignals;
einen Regelabweichungsverstärker zur
Erzeugung eines Fehlersignals in Einklang mit einem Eingangsbedarfssignal;
einen
Funktionsgenerator zur Erzeugung einer Sägezahnspannungssignalform;
einen
Oszillator zur Bereitstellung eines Taktsignals für den Generator
der Sägezahnspannungssignalform;
einen
Phasenkomparator zum Vergleichen der Sägezahnspannungssignalform mit
dem Fehlersignal und zur Erzeugung des pulsweitenmodulierten Signals, dadurch
gekennzeichnet, dass das Eingangsbedarfssignal durch ein Rückkopplungskorrektursignal modifiziert
wird.
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Vorzugsweise
weist die Sägezahnspannungssignalform
eine Stromrückkopplungskomponente
und eine Spannungsmitkopplungskomponente auf.
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Vorteilhafterweise
erzeugt der Phasenkomparator das pulsweitenmodulierte Signal in
Einklang mit dem Taktsignal, wobei das pulsweitenmodulierte Signal
periodisch zwischen einem „EIN"-Zustand und einem „AUS"-Zustand wechselt.
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Der
Beginn jedes „EIN"-Zustands kann so eingestellt
sein, dass er jeweils mit dem Beginn eines Impulses im Taktsignal übereinstimmt.
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Der
Beginn jedes „AUS"-Zustands wird vorzugsweise
durch das Ergebnis des Vergleichs zwischen der Sägezahnspannungssignalform mit
dem Fehlersignal gesteuert.
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Der
Funktionsgenerator umfasst vorzugsweise einen Kondensator und einen
Spannungs-Strom-Wandler.
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Gemäß einem
weiteren Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren
zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Signals bereit gestellt,
das sowohl die Ausgangsspannung als auch den Ausgangsstrom in einem
Leistungswandler reguliert, mit folgenden Schritten:
Bereitstellen
eines Eingangsbedarfssignals;
Erzeugen eines Fehlersignals
in Einklang mit dem Eingangsbedarfssignal;
Bereitstellen eines
Taktsignals;
Erzeugen einer Sägezahnspannungssignalform in Einklang
mit dem Taktsignal;
Vergleichen der Sägezahnspannungssignalform mit dem
Fehlersignal;
Erzeugen des pulsweitenmodulierten Signals in
Einklang mit dem Ergebnis des Vergleichsschritts e), dadurch gekennzeichnet,
dass der Schritt b) ferner das Modifizieren des Eingangsbedarfssignals
in Einklang mit einem Rückkopplungskorrektursignal
umfasst.
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Das
in Schritt f) erzeugte pulsweitenmodulierte Signal wird vorzugsweise
in Einklang mit dem Taktsignal erzeugt, wobei das pulsweitenmodulierte Signal
periodisch zwischen einem „EIN"-Zustand und einem „AUS"-Zustand wechselt.
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Schritt
f) darf ferner das Einstellen umfassen, dass der Beginn jedes „EIN"-Zustands jeweils mit dem Beginn eines
Impulses im Taktsignal übereinstimmt.
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Vorteilhafterweise
umfasst Schritt f) ferner das Einstellen, dass der Beginn jedes „AUS"-Zustands durch das
Ergebnis des Vergleichsschritts f) gesteuert wird.
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Vorzugsweise
umfasst Schritt d) das Summieren einer Stromrückkopplungskomponente und einer
Spannungsmitkopplungskomponente.
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Die
Erfindung ist besonders geeignet für Anwendungen, bei denen eine
Leistungswandlereinheit hoch induktive, kapazitive oder nicht-lineare
Lasten versorgt. Die Verwendung eines einfachen Fehlerintegrator-Regelkreises
kompensiert die Phasenverschiebungen in den Funktionen der Übertragung
vom Ausgang zum Eingang, die unausweichlich bei gewissen Frequenzen
in einer Stromversorgung auftreten, die induktive und kapazitive
Komponenten beinhaltet. Leistungswandler, die nur Widerstandslasten haben,
können
bei höheren
Frequenzen leichter kompensiert werden, da sie keine Phasenverschiebung
mit sich bringen. Die optimale Phasenreserve und Amplitudenreserve
wird folglich erreicht, ohne den Bedarf an zusätzlicher Bearbeitung der Phasen oder
Amplituden und ohne die dadurch hervorgerufenen Leistungseinbußen.
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Zum
besseren Verständnis
der vorliegenden Erfindung beziehen wir uns nun auf die beigefügten, lediglich
exemplarischen, Zeichnungen, in denen:
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1 ein schematisches Schaltbild
eines Abwärtswandlers
zeigt;
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2 ein schematisches Schaltbild
einer spannungsgesteuerten Schaltregelungsvorrichtung zeigt;
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3 ein schematisches Schaltbild
einer Vorrichtung zur Schaltregelung mit PWM zeigt;
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4 ein schematisches Schaltbild
einer dualen Strom-Spannungs-Regelvorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt; und
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5 eine grafische Darstellung
eines typischen Kreisverstärkungsfrequenzprofils
für die
Rückkopplungsschleife
in der vorliegenden Erfindung aufzeigt.
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Ein
Abwärts-Leistungswandler 100 besitzt den
Grundaufbau, wie in 1 abgebildet.
Ein Serienschalter S1 102 zerhackt die Eingangsspannung 116 unter
der Steuerung durch ein PWM-Signal 118 und legt die nun
impulsartige Eingangsspannung über
einen Transformator 110 an einen Mittelwert bildenden LC
Filter und Gleichrichter 120 an, der einen Induktor L1 104 aufweist,
der in Reihe mit einer Last 114 und einem parallel mit
Last 114 geschalteten Kondensator C1 106 geschaltet
ist. Der LC Filter 120 wird benötigt, um Variationen im Ausgangsstrom
zu filtern, die durch das PWM-Schalten des Reihenschalters 102 ausgelöst werden.
Eine Diode 108 dient dazu, den Schaltkreis während der „AUS"-Zeit des Schalters
S1 zu vervollständigen.
Es ist festzuhalten, dass ein solcher Wandler eine Ausgangsspannung
erzeugt, die immer niedriger als der Eingangsspannungspegel ist.
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2 beschreibt die spannungsgesteuerte Schaltregelung
eines Abwärts-Leistungswandlers. Die
Regelschaltung 200, die das am Schalter S1 angelegte PWM-Signal
erzeugt, umfasst einen Fehlerverstärker 204, einen PWM-Phasenkomparator 210, einen
Oszillator 220 und eine Logik 214. Der Fehlerverstärker 204 erzeugt
ein Spannungsfehlersignal 206. Das Spannungsfehlersignal 206 wird
durch den PWM-Komparator 210 fortwährend mit einer Sägezahnspannungssignalform 208 verglichen.
Der PWM-Komparator 210 gibt einen Impuls 212 aus, wenn
die Amplitude der Sägezahnspannungssignalform
dem Spannungsfehlersignal 206 gleicht. Der Ausgangsimpuls 212 des
PWM-Komparators 210 entspricht dem Ende der „EIN"-Zeit eines durch
die Logik 214 erzeugten zwischengespeicherten Signals 216.
Der Anfang der „EIN"-Zeit des zwischengespeicherten
Signals 216 stimmt mit einem durch einen Oszillator 220 erzeugten
Taktsignal 222 überein.
Das zwischengespeicherte Signal 216 wird an den Schalter
S1 des Abwärts-Leistungswandlerschaltkreises 100 angelegt.
Folglich stimmt die Dauer der „EIN"-Zeit mit einem Abschnitt
der Periode, in der die Sägezahnspannungssignalform 208 niedriger
als das Spannungsfehlersignal 206 ist.
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Der
Oszillator 220 legt auch eine Impulsfolge 224 an
einen Kondensator 226 an. Wenn kein Oszillatorimpuls 224 vorhanden
ist, entlädt
sich der Kondensator und erzeugt die Sägezahnspannungssignalform 208.
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Eine
Spannungsregelung wird durch die Rückkopplung des Ausgangsspannungssignals
VAUS 112 an den Fehlerverstärker 204 erreicht.
Das Ausgangsspannungssignal 112 wird durch den Fehlerverstärker 204 mit
einem Referenzspannungssignal 202 verglichen. Eine Regelung
der Spannungsmitkopplung kann zusätzlich erreicht werden, indem
der Strom, der den Kondensator 226 auflädt, in Einklang mit der Speisespannung
geregelt wird. Das Ergebnis des Vergleichs ist das Fehlerspannungssignal 206.
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3 beschreibt eine Schaltregelung
mit PWM eines Abwärts-Leistungswandlers 100.
Auch hier umfasst der Regelschaltkreis 300, der das an Schalter
S1 angelegte PWM-Signal erzeugt, einen Fehlerverstärker 304,
einen PWM-Phasenkomparator 310, einen Oszillator 320 und
eine Logik 314. Diese Komponenten sind jedoch auf andere
An angeordnet.
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Wie
auch bei Spannungssteuerung erzeugt der Fehlerverstärker 304 ein
Spannungsfehlersignal 306, und das Spannungsfehlersignal 306 wird
fortwährend
mit einem Signal verglichen, das vom Ausgangsinduktorstrom 308 durch
den PWM-Komparator 310 abgeleitet wird. Der PWM-Komparator 310 gibt
genau in dem Moment einen Impuls 312 aus, in dem das Induktorstromsignal 308 dem
Spannungsfehlersignal 306 gleicht. Die Ausgabe 312 des PWM-Komparators 310 stimmt
mit dem Ende der „EIN"-Zeit des zwischengespeicherten
Signals 316 überein,
das von der Logik 314 erzeugt und an den Schalter S1 des
Abwärts-Leistungswandlerschaltkreises
angelegt wird. Der Beginn der „EIN"-Zeit des zwischengespeicherten
Signals 316 unterliegt der Steuerung durch ein von einem
Oszillator 320 erzeugtes Taktsignal 322.
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Wie
zuvor wird das Ausgangsspannungssignal 112 durch den Fehlerverstärker 304 mit
einem Referenzspannungssignal 302 verglichen. Das Ergebnis
des Vergleichs ist das Fehlerspannungssignal 306.
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Die
Rückkopplung
eines Spannungssignals 308, das mit dem an Schalter S1
als Induktorsignal VS 122 ermittelten
Induktorstrom übereinstimmt,
ist entscheidend für
die Schaltregelung mit PWM. Die Steigung des Induktorstromsignals 308 reagiert
sofort auf jegliche Änderung
der Leitungsspannung. Folglich wird die Regelung des Stroms, der
im Abwärts-Leistungswandler 100 fließt, durch
die Rückkopplung
sowohl der Ausgangsspannung 112 als auch des Induktorstromsignals 308 erreicht.
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Wie
oben angeführt
wird eine Steigungskompensierung benötigt, um den Regelkreis für große lineare
Anstiege im Arbeitszyklus zu stabilisieren.
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Der
Leistungswandler der vorliegenden Erfindung verbindet Merkmale der
Schaltregelung mit PWM und der spannungsgesteuerten Schaltregelung.
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4 zeigt eine grundlegende
Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden
Erfindung. Wie zuvor wird ein Schalter S1 102 von einem
PWM-Signal 118 gesteuert und ein LC Mittelwert bildender
Filter 120 entfernt jegliche Schwankungen, die durch das
PWM-Signal 118 verursacht werden.
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Es
ist festzuhalten, dass die gezeigte durch das PWM-Signal 118 gesteuerte
Schaltstromversorgung 100 der Einfachheit halber ein Abwärts-Regler und
kein Leistungswandler ist. Ein Abwärts-Leistungswandler, wie in 1 abgebildet, umfasst einen zusätzlichen
Transformator zwischen dem Steuerschaltkreis und dem Filterschaltkreis 120,
arbeitet aber sonst identisch wie ein Abwärts-Regler. In der Praxis umfasst
ein Abwärts-Leistungswandler
häufig ein
Mittel zur Umwandlung von elektrischen Rückkopplungssignalen in optische
Signale im Filterschaltkreis 120 und ein entsprechendes
Mittel für
die Umwandlung der optischen Rückkopplungssignale
in elektrische Signale für
deren Verwendung durch den Steuerschaltkreis. Durch die Hinzufügung einer
optischen Phase zur Rückkopplung
von Signalen an den Steuerschaltkreis kann die Isolierung des Filterschaltkreises 120 vom
Steuerschaltkreis erreicht werden.
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In
einem Betriebsregelstromkreis erzeugt der Oszillator 430 ein
Taktsignal 434. Das Taktsignal 434 wird als ein
erstes Eingangssignal an die Logik 426 und über eine
Taktdiode 424 an einen Sägezahnspannungskondensator
C1 442 angelegt. Die Logik 426 empfängt auch
ein zweites Eingangssignal 432 vom PWM-Komparator 422 und
fungiert als ein Zwischenspeicher für jeden PWM-Impuls.
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In 4 wird jeder PWM-Impuls
an einem Umpolgatter 428 umgepolt, und der daraus resultierende
PWM-Impuls 436 wird an den Schalter S1 102 angelegt.
Der PWM-Komparator, die Taktdiode 424, die Logik 426 und
das Umpolgatter 428 können
alle auf einem einzigen integrierten PWM-Schaltkreis 420 bereitgestellt
werden.
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Die
Eingangsspannung sowohl für
den LC Filter 120, als auch für einen Spannungs-Strom-Wandler 440 wird
von einer Spannungsquelle 450 geliefert. Ein Stromwandler 452, eine
Widerstandsbelastung 444 und eine Diode 446 bilden
eine Stromschleife 454. Der Stromwandler 452 erhöht den Strom über die
Stromwandlerbelastung 444 in der Stromschleife 454.
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Freischwingende
Oszillatorimpulse 434 starten jeden PWM-Arbeitszyklus und
setzen die Spannung im Sägezahnspannungskondensator
C1 442 zurück.
Die PWM-„EIN"-Zeit wird bestimmt,
wenn eine Sägezahnspannungssignalform 408 VRAMP einer Fehlerintegrator-Ausgangsspannung 406 VE gleicht.
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Die
Sägezahnspannungssignalform 408 wird durch
die Überlagerung
eines Signals vom Spannungs-Strom-Wandler 440 und von der
Spannung im Sägezahnspannungskondensator
C1 442 erzeugt. VRAMP ist folglich
ein zeitvariables Signal, das aus einer Komponente besteht, die
den augenblicklichen Strom VR/sense summiert
mit einer Komponente darstellt, die das Integral von VIN 116 vom
Beginn jedes PWM-Arbeitszyklus darstellt.
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Die
Fehlerverstärker-Ausgangsspannung 406 VE wird auf ähnliche Weise wie bei Spannungssteuerung
oder Schaltsteuerung mit PWM erzeugt. Ein Eingangsspannungsbedarfsignal 402 wird
in einen Fehlerintegrator 410 eingespeist. Der Fehlerintegrator 410 umfasst
einen Verstärker 412 und
einen Kondensator 414, die parallel geschaltet sind. Der Ausgang
des Fehlerintegrators 410, die Fehlerintegrator-Ausgangsspannung 406 VE, wird an einen Eingang des PWM-Phasenkomparators 422 angelegt.
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Der
PWM-Phasenkomparator 422 vergleicht die Sägezahnspannungssignalform 408 VRAMP und die Fehlerintegrator-Ausgangsspannung 406 VE, wodurch das Ende der PWM-„EIN"-Zeit in jedem PWM-Arbeitszyklus
geregelt wird.
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Üblicherweise
wird das Eingangsspannungsbedarfsignal 402 vom Anwender
in einem Bereich von 0 bis –5
V variiert, was einer Ausgangsspannung im Bereich von 0 bis 100%
entspricht. Das Ausgangsspannungs-Rückkopplungssignal 112 wird gedämpft, so
dass es SV bei 100% Ausgangsspannung erzeugt. Das Stromrückkopplungssignal 454 ist skaliert,
so dass es 1 V bei 100% Volllaststrom erzeugt. Der Kondensator 414 des
Fehlerverstärkerintegrators 410 wird
so gewählt,
dass der Integrator 410 eine Einheits-Kreisverstärkung von
weniger als 25% der PWM-Schaltfrequenz aufweist.
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Wobei
die Fehlerverstärkungsintegrator-Ausgangsspannung 406 VE im Bereich von 0 bis SV umfasst: die Stromschleifenspannung
im Bereich von 0 bis 1 V; und die Spannung am Kondensator C1, VC1, im Bereich von 0 bis 4 V. Die Fehlerverstärkungsintegrator-Ausgangsspannung 406 fällt während der „EIN"-Zeit in jedem PWM-Arbeitszyklus
um 25% ab, d. h. um 1,25 V. Die Fehlerverstärkungsintegrator-Ausgangsamplitude
muss bei PWM-Frequenz größer als
0,5 Volt sein, um die 50% „Steigungskompensierung" zu liefern, die
für die
Sicherstellung der Stabilität
des geschlossenen Kreises des 1 V PWM-Verhältnisses von VRAMP bei
Auslastungsgraden, die größer als
50% sind, benötigt
werden.
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Die
niedrige Periodendauer des Oszillators wird so festgelegt, dass
sie lange genug andauert, so dass der Sägezahnspannungskondensator
C1 442 sich voll entladen kann, aber nur so lange andauert, dass
ein Bedarf an zusätzlichen
Schaltungen bei niedrigen Arbeitsgängen vermieden werden kann.
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Die
vorliegende Erfindung erreicht sowohl eine maximale Spannungsgenauigkeit
als auch eine maximale Stromaufteilungsgenauigkeit bei allen Frequenzen
angefangen bei Gleichstrom bis hin zu 25% der Schaltfrequenz und
ohne, dass zusätzliche
große oder
teure Wirkkomponenten benötigt
werden. Im Wesentlichen ist der Mittelwert bildende Effekt des Integrators
umso größer, je
niedriger die Frequenz eines Signals ist, das durch den Fehlerverstärkerintegrator 410 durchfließt.
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5 illustriert den o. g.
Effekt: Wenn das Oszillatorsignal eine inhärente Schaltgenauigkeit (bei einer
Schaltfrequenz von 20 kHz) von ±1% aufweist, und vorausgesetzt,
dass die Kreisverstärkung
so angeordnet ist, dass sie bei 25% der Schaltfrequenz Eins ist,
so ist die Schaltgenauigkeit bei 5 kHz auch ±1%, aber bei 500 Hz steigt
die Schaltgenauigkeit auf ±0,1%:
für niedrige
Frequenzsignale kann man eine wirkliche Erhöhung der Genauigkeit ausmachen. Man
sollte beachten, dass es, während
der Verstärkungsfaktor
für Frequenzen über der
Schaltfrequenz effektiv auf Null fällt, möglich ist, dass zwei Signale mit
Frequenzen oberhalb der Schaltfrequenz trotzdem einen Effekt bei
niedrigeren Frequenzen haben können.
Wenn die zwei Signale einen kleinen Frequenzunterschied untereinander
haben, so können sie
sich überlagern
und Schwebungen niedriger Frequenz verursachen.
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Wie
man leicht verstehen kann, funktioniert die vorliegende Erfindung
mit jeder Art von Abwärts-Leistungswandlern
oder Regelschaltkreistopologie – inklusive
einseitig geerdeter, Gegentakt-, Halbbrücken-, Vollbrücken- (oder
H-Brücken-)
und Nullpunktschaltungs-Konfigurationen. Bei Bedarf kann das PWM-Signal
das Verhalten einer Mehrzahl von Schaltern steuern.
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Zusätzliche
Schaltungen können
hinzugefügt
werden, um den Sägezahnspannungskondensator
C1 442 zurückzusetzen,
sobald der Phasenkomparator den PWM-Impuls beendet, und um eine
Mindestauszeit bereit zu stellen.
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Man
wird leicht akzeptieren, dass gewisse zusätzliche Komponenten notwendig
sind, um eine praktische Schaltung zu realisieren, zum Beispiel
ein Löschkreis
für den
Kern des Stromtransformators 452 in Implementierungen,
bei denen eine Halbbrücke
verwendet wird.
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Ein
Vorteil de erfindungsgemäßen Vorrichtung
liegt darin, dass proprietäre
integrierte PWM-Schaltungen für
die Integration von verschiedenen Schaltungsfunktionen verwendet
werden können.
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Ein
Spannungsmitkopplungssignal kann von der Ausgangsspannung vor dem
Filter 120 abgegriffen werden, um durch Schalter S1 ausgelöste Fehler oder
Verluste durch Transformatoren (oder ggf. vorhandene Gleichrichter)
zu entfernen. Für
die Entfernung dieser Fehler wird ein weiterer Hochgeschwindigkeits-Differentialverstärker benötigt.
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Eventuell
wird eine zusätzliche
geschlossene Rückkopplung
von VAUS 112 entweder lokal oder an
der Last benötigt.
