DE3509713A1 - Mitkopplungsschaltung und verfahren zum bilden derselben - Google Patents
Mitkopplungsschaltung und verfahren zum bilden derselbenInfo
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Description
Mitkopplungsschaltung und Verfahren zum Bilden derselben
Die Erfindung betrifft eine Mitkopplungsschaltung und ein Verfahren zum Bilden derselben der im Oberbegriff
der Patentansprüche 1 bzw. 2 angegebenen Art.
Die Erfindung ist auf Mitkopplungs(feedforward)-Schaltungen und
insbesondere auf Mitkopplungsschaltungen für pulsbreitenmodulierte
Regler in Gleichstromnetzteilen gerichtet.
Die Pulsbreitenmodulation ist eine bekannte Technik zur
Gleichspannungsregelung, bei der eine konstante Ausgangsspannung trotz großer Änderung der Eingangsspannung und
des Ausgangsstroms wirksam aufrechterhalten wird. Spannungsregler, bei denen die Pulsbreitenmodulationstechnik
benutzt wird, werden umfangreich in Netzteilen verwendet,· welche komplexe elektronische Systeme speisen.
Es gibt verschiedene Arten von Pulsbreitenmodulatoren, im allgemeinen werden in ihnen aber Halbleiter umgeschaltet,
um Ausgangsrechteckspannungs- und -stromimpulse zu erzeugen, welche durch eine Spule-Kondensator-Filterschaltung
effektiv geschaltet werden, um einen konstanten Ausgangsgleichspannungswert zu erzeugen. Die
Größe der Ausgangsspannung wird durch das Schaltverhältnis (relative Einschaltdauer) des Halbleiterschalters gesteuert.
Zum Konstanthalten dieses Ausgangsspannungswertes wird üblicherweise eine Gegenkopplungsanordnung benutzt. Das
verlangt, daß ein fester Bruchteil der Ausgangsspannung mit einer stabilen Referenzspannung verglichen und ein Fehler-oder
Regelabweichungssignal gebildet wird, welches dann effektiv das Schaltverhältnis des Halbleiterschalters steuert.
Die herkömmliche Schaltleistungsstufe betätigt einen Transistor zwischen EIN- und AUS-Zuständen und glättet
Ausgangsimpulse aus dem Transistor auf einen mittleren
Gleichstromwert, der eine Funktion der EIN- oder AUS-Zeit ist. Das Glätten der Ausgangsimpulse erfolgt durch eine
herkömmliche Filterschaltungsanordnung, welche die Amplituden der Schaltimpulse herausmittelt, um eine konstante
Ausgangsspannung zu erzeugen.
Das Rückführen eines Regelabweichungssignals erfolgt durch einen Regelabweichungsverstärker und -komparator, welche
-v
mit einer nominellen Schaltfrequenz arbeiten, die ein Vielfaches der Netzfrequenz ist und beispielsweise in
der Nähe von 20 kHz bis 200 kHz liegt. Der Regelabweichungsverstärker bringt das Regelabweichungssignal auf
null und das Ausgangssignal des Schalters (z.B. rückgekoppelt über einen Widerstand) auf den gleichen Wert wie
eine Referenzspannung. Wenn die Ausgangsspannung des Schalters zu stark absinkt, schaltet der Regelabweichungsverstärker den Schalttransistor ein, und, wenn die Ausgangsspannung
zu weit ansteigt, schaltet er den Transistor aus.
Zuverlässiges Schwingen und Regeln werden in diesen Schaltungen erreicht, indem entweder die Impulsfrequenz
des Schalters konstant gehalten und nur der Impulsbreite (der "EIN"-Zeit) sich zu verändern gestattet wird, oder
indem die Impulsbreite konstant gehalten und nur der Impulsfrequenz sich zu verändern gestattet wird.
Schaltregler, wie sie oben dargelegt sind, können implementiert werden, indem auf übliche Weise ein Reihen- oder
Parallelschaltelement benutzt wird.
Eine Möglichkeit zum Erzielen einer variablen Impulsbreite besteht darin, das Ausgangssignal des Regelabweichungsverstärkers mit einer Dreieckschwingung zu vergleichen,
wobei die Schalttransistor-EIN-Zeit durch die Zeit bestimmt
wird, während welcher die Dreieckschwingung kleiner als das Ausgangssignal des Regelabweichungsverstärkers
ist.
Diese bekannten Schaltungen sind zwar für viele Verwendungszwecke geeignet, die Zeit für das Ansprechen auf
Veränderungen der Eingangsspannung ist jedoch zu lang. In vielen Fällen ist das Schaltverhältnis, d.h. der Arbeitszyklus
des Schalttransistors daher zu langsam, um die Änderung der Eingangsspannung wirksam kompensieren
zu können.
Es ist demgemäß Aufgabe der Erfindung, eine Schaltreglerschaltungsanordnung
zu schaffen, die in der Lage ist, auf EingangsspannungsSchwankungen schnell anzusprechen.
Weiter soll durch die Erfindung die Auswirkung einer Eingangsspannungsänderung
in einer Schaltreglerschaltungsanordnung beseitigt werden.
Gemäß der Erfindung wird ein Teil der Eingangsspannung in
einer Schaltreglerschaltungsanordnung mitgekoppelt, um das Schaltverhältnis des Schalttransistors der Anordnung so zu
beeinflussen, daß ein schnelleres Ansprechen auf Änderungen der Eingangsspannung erfolgt.
Die Erfindung ergibt ein schnelleres Schalteransprechen
auf:Eingangsspannungsänderungen durch Mitkoppeln eines
Teils der Eingangsspannung auf einen kritischen Punkt in
dem.Rückkopplungskreis, welcher das Schaltverhältnis des
Schalttransistors steuert.
auf:Eingangsspannungsänderungen durch Mitkoppeln eines
Teils der Eingangsspannung auf einen kritischen Punkt in
dem.Rückkopplungskreis, welcher das Schaltverhältnis des
Schalttransistors steuert.
Die EingangsSpannung wird zu einem Punkt jenseits des
Ausgangs des Fehler- oder Regelabweichungsverstärkers vorgekoppelt. Das Ausgangssignal des Regelabweichungsverstärkers geht über einen gewählten Widerstand, und
die Eingangsspannung liegt an einem weiteren gewählten Widerstand an, was gestattet, beide an einer gemeinsamen
Eingangsklemme an dem Komparator zu verknüpfen und dadurch die Steuerspannung zu bilden. Der Komparator
vergleicht das Steuereingangssignal aus den beiden Widerständen mit einem Sägezahnspannungswert und gibt
ein Signal zum Ändern des Zustands des Schalttransistors immer dann ab, wenn der Wert der Sägezahnwellenform die
Steuerspannung übersteigt oder unterschreitet. Wenn sich die Steuerspannung, mit der der Sägezahn verglichen wird,
ändert, ändert sich die "EIN"-Zeit des Schalttransistors,
wodurch die Länge seiner relativen Einschaltdauer effektiv verändert wird, um die Ausgangsspannung konstant zu
halten.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben.
Es zeigen
die Fig. 1A und 1B eine bekannte Absetzmitkopp
lung sschaltung bzw. zugeordnete Spannungswellenformen
,
die Fig. 2A und 2B eine Zusetzmitkopplungs-
schaltung gemäß einer bevorzugten Version der Erfindung bzw. zugeordnete
Spannungswellenformen und
die Fig. 3A und 3B eine Zusetzmitkopplungs-
schaltung gemäß einer weiteren bevorzugten Version der Erfindung bzw. dieser zugeordnete
Spannungswellenformen.
-Jo-
Fig. 1 zeigt eine zum Stand der Technik gehörende herkömmliche Absetz (buck)-Mitkopplurigssclialtung zur Abwärtsspannungsregelung
zwischen Eingangs- und Ausgangsklemmen 12 bzw. 13. Die Schaltung enthält einen Eingangskondensator
17 zum Herausfiltern von Eingangsrauschen, der mit einem Schalttransistor 23 verbunden ist.
Der Schalttransistor 23 arbeitet mit einem weiter unten beschriebenen Schaltverhältnis, indem er gemäß einem
Signal an seiner Basis oder Steuerseite 23(1) zwischen "EIN"- und "AUS"-Zuständen umgeschaltet wird. Der Emitterausgang
des Schalttransistors 23, bei welchem es sich in diesem Fall um einen npn-Transistor handelt, ist mit
einer Spule 31 verbunden, die ihrerseits mit einem Kondensator 39 verbunden ist, welcher andererseits mit
Masse verbunden ist. Der Ausgang des Schalttransistors 23 isb außerdem mit der Katode einer Diode 41 verbunden,
deren Anode an Masse liegt.
Wenn der Schalttransistor 23 "EIN" ist und leitet, wird die Diode 41 in Sperrichtung betrieben und leitet nicht.
Der Strom aus dem Transistor 23 geht daher durch die Spule 31 hindurch, lädt den Kondensator 39 auf und geht
zum Ausgang 13.
Wenn der Transistor 23 ausschaltet, hält die Spule 31 den Stromwert aufrecht, der vorhanden war, als der Transistor
23 "EIN" war. Die Spule 31 nimmt dabei Strom von Masse her über die nun in Durchlaßrichtung betriebene
Diode 41 auf. Wenn dann der Strom in der Spule 31 abzunehmen beginnt, greift der Kondensator 39 ein und beginnt,
den Ausgang 13 mit einem Kompensationsstrom zu versorgen, um das Ausgangssignal im wesentlichen auf
demselben Wert zu halten.
Der Wert der Ausgangsspannung an der Klemme 13 wird
durch eine Abtast- oder Spannungsteilerschaltung überwacht, welche in Serie an Masse Widerstände 63 und 67
mit einer zwischen denselben angeordneten Ausgangsanzapfung 69 enthält. Ein gewählter Teil der Ausgangsspannung
wird so einem Fehler- oder Regelabweichungsverstärker zugeführt, welcher diesen Spannungsteil mit einem Referenz
spannungswert vergleicht.
Das Steuerspannungsausgangssignal des Regelabweichungsverstärkers 71 wird an einen Komparator 83 angelegt, der
das Umschalten des Transistors 23 mit Hilfe der Regelabweichungsverstärkersteuerspannung
V aus dem Regelabweichungsverstärker 71 und einer Sägezahnspannungswellenform
steuert, die durch einen Sägezahngenerator 94 erzeugt wird, welcher einen Transistor 95 mit an Masse
liegendem Emitter, einen Widerstand 96 an einem Eingangsspannungsanschluß
98 und einen eine Rampe erzeugenden Kondensator 99 enthält. Die Sägezahnspannung wird durch
den Sägezahngenerator 94 erzeugt, welcher auf ein Impulsmuster einwirkt, das durch einen Oszillator 101 gebildet
wird, welcher die Basis des Transistors 95 speist.
Die Ausgangsspannung dieser herkömmlichen Schaltungsanordnung
ist derjenige Teil der Eingangsspannung, der durch das Verhältnis der Zeit, während welcher der Schalttransistor
23 "EIN" ist, zu der Periode der durch den Oszillator 101 gebildeten Sägezahnwellenform festgelegt
wird. Der Komparator 83 bewirkt, daß der Transistor 23 immer dann "EIN" ist, wenn die Ausgangs- oder Steuerspannung
des Regelabweichungsverstärkers 71 den Wert der Sägezahnspannungswellenform
übersteigt.
Eine Korrektur von Änderungen der Eingangsspannung an dem Eingangsspannungsanschluß 98 erfolgt in der Schaltungsanordnung
nach Fig. 1 durch Verbinden des Integratorwiderstands 96 mit der Eingangsspannung statt mit einer
konstanten Vorspannung. Bei einem Absetzregler (buck
regulator) ergibt das eine im wesentlichen perfekte Korrektur von Eingangsspannungsänderungen. Bei einem solchen
Absetzregler ist die Ausgangsspannung proportional zu dem Produkt aus der Eingangsspannung und der EIN-Zeit
bei Verwendung eines Oszillators mit konstanter Periode. Durch Verbinden des Widerstands 96 mit der Eingangsspannung
werden die Amplitude und die Steigung des Sägezahns zu der Eingangsspannung proportional gemacht, wodurch
zwangsläufig die EIN-Zeit bei einer konstanten Steuerspannung umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ist.
Da die Ausgangsspannung direkt proportional zu der Eingangsspannung mal der EIN-Zeit ist, die nun umgekehrt proportional
zu der Eingangsspannung ist, wird jede Veränderung der Eingangsspannung vollständig und sofort unwirksam gemacht
und dadurch die Ausgangsspannung konstant gehalten. Diese
Mitkopplungskorrekturtechnik ist bekannt und wird nicht als Teil der Erfindung beansprucht.
Die Mitkopplungs- oder Vorwärtskorrektur von Änderungen der Eingangsspannung an dem Anschluß 98 erfolgt in der Absetzreglerschaltung
durch Verbinden des Sägezahngeneratorwiderstahds 96 mit der Eingangsspannung. Bei einem Absetzregler
mit einem Oszillator mit konstanter Periode ist die Ausgangsspannung proportional zu dem Produkt aus der Eingangsspannung
und der EIN-Zeit, d.h.
Vaus = Vein W7 (1)
wobei V die Ausgangsspannung an der Klemme 13, V .
aus ein
die Eingangsspannung an dem Anschluß 98, t_IN die EIN-Zeit
des Transistors 23 und T die Periode des Oszillators 101 ist, wie es in Fig. 1B gezeigt ist. Zur exakten Mitkopplung
ergibt sich die erforderliche EIN-Zeit aus der Gleichung (1):
fcEIN = T Vaus/Vein
Durch Verbinden des Widerstands 96 mit der Eingangsspannung werden die Amplitude und die Steigung des Sägezahns
zu der Eingangsspannung proportional gemacht, so daß bei einer konstanten Steuerspannung V die EIN-Zeit umgekehrt
proportional zu der Eingangsspannung ist. Aufgrund der in Fig. 1B gezeigten Steuersignalwellenformen ist die
EIN-Zeit gegeben durch:
Sn = vc T/Vsä9.
<3>
und die Spitzensägezahnamplitude V „ ist gegeben durch:
Vsäg. - Vein T/(RT CT>
<4)
Die EIN-Zeit ist dann:
1TSlN- Vc
<RTCT>/Vein
welche in der durch die Gleichung (2) verlangten Form ist, d.h. die EIN-Zeit ist umgekehrt proportional zu
der Eingangsspannung. Das Auflösen für die Konstanten ergibt:
Vc RT CT * T V
aus
Für eine gewünschte Periode, Ausgangsspannung und Steuerspannung ist die erforderliche Sägezahngeneratorzeitkonstante
R„, C-, durch die Gleichung (6) gegeben. Da die Ausgangsspannung
direkt proportional zu der Eingangsspannung mal der EIN-Zeit ist (Gleichung(1)) und da die EIN-Zeit
nun umgekehrt proportional zu der Eingangsspannung ist (Gleichung(5)), wird jede Veränderung der Eingangsspannung vollständig und sofort unwirksam gemacht und dadurch die
Ausgangsspannung konstant gehalten. Diese Vorwärts- oder Mitkopplungskorrekturtechnik ist bekannt und wird nicht
als Teil der Erfindung beansprucht.
Fig, 2Α zeigt eine erfindungsgemäße Zusetzmitkopplungsschaltung
mit invertierter Ansteuerung, die dazu dient, den Eingangsgleichspannungswert auf einen höheren geregelten
Gleichspannungswert zu erhöhen. Wie in Fig. 1A wird in der Schaltung ein Schalttransistor 23 mit einem
EIN/AUS-Verhältnis benutzt, welches durch ein Steuersignal
an seiner Steuerseite oder Basis 23(1) bestimmt wird. Während der "EIN"-Zeitspanne leitet der Transistor
23 Strom von dem Eingang über die Spule 31 zur Masse. Wenn der Transistor 23 ausgeschaltet ist, bewegt sich der
in der Spule 31 fließende Strom durch die Diode 41 und lädt den Kondensator 39 auf.
Der übrige Teil der Schaltungsanordnung in Fig. 2A gleicht der Schaltungsanordnung in Fig. 1A, wobei der Komparator
83 wieder den Zustand des Transistors 23 steuert, und zwar entsprechend dem Ausmaß, in welchem der Sägezahnspannungswert
den Steuerspannungswert V übersteigt (statt zu unterschreiten).
Der Steuerspannungswert, mit dem der Sägezahn
verglichen wird, wird jedoch durch den Wert der Eingangsspannung beeinflußt und ändert sich, wenn er über gewählte
zwischengeschaltete Widerstände 201 und 208 übertragen wird, welche mit der Eingangsspannung bzw. dem Ausgang des
Regelabweichungsverstärkers 71 an einem Ende und mit einem Eingang des Komparators 83 am anderen Ende verbunden sind.
Der Sägezahngenerator 94, der den Transistor 95, den Widerstand 96 und den Kondensator 99 enthält, arbeitet wie zuvor
in Verbindung mit dem Oszillator 101, mit der Ausnahme, daß in diesem Fall gemäß der hier beschriebenen Erfindung
der Widerstand 96 mit einer gewählten konstanten Spannung V1- verbunden ist, welche den Sägezahn auf einer konstanten
Steigung und auf einer festen oder festgelegten Spitzenamplitude hält.
Bei der Zusetzschaltung mit invertierter Ansteuerung, wie sie in Fig. 2A gezeigt ist, gilt für die Steuersignale:
fcAüS = Vc T/Vsäg.
Eingesetzt in die vorhergehenden Gleichungen ergibt sich die erforderliche
Steuerspannung
v=v ν /v (8)
c säg.vein/vaus Vö'
Die in Fig. 2A gezeigte Mitkopplungsschaltung ergibt V
in dieser Form, d.h.
V VaV(R3 + V +VeinV(R3 + V
Das Auflösen nach den Schaltungskonstanten ergibt
R4Z(R3 + R4) =Vsäg/Vaus (10)
VA = 0 (11)
Mit diesen Schaltungskonstanten wird die AUS-Zeit proportional zu der Eingangsschaltung gemacht, und jede Veränderung
der Eingangsspannung wird unwirksam gemacht, wodurch die Ausgangsspannung konstant gehalten wird.
Fig. 3A zeigt eine bevorzugte Möglichkeit des Ausführens der vorstehend mit Bezug auf Fig. 2 beschriebenen Erfindung.
Ein Halbleiterchip, wie beispielsweise ein SG1524, SG1525 oder SG1526, die von der Silicon General, Garden
Grove, California, erhältlich sind, kann als regelnder Pulsbreitenmodulator 301 benutzt werden, um das Steuersignal
zu liefern, welches den Betrieb des Transistors 23 steuert. Der Sägezahn, welchen der Chip von Silicon
General liefert, hat eine konstante Amplitude und eine konstante Periode. Der Chip weist einen Inverter 301'
auf, welcher die Benutzung eines Widerstands 303 erfor-
dert, um die Steuerspannung V festzulegen.
Der.Zusetzmitkopplungskonverter nach der Erfindung verlangt
eine andere Art der Vorwärtskorrektur als der in Fig* 1 dargestellte bekannte Absetzkonverter, weil bei
dem Zusetzkonverter die Ausgangsspannung direkt proportional zu der Eingangsspannung und umgekehrt proportional
zu der AUS-Zeit bei Verwendung eines Oszillators mit konstanter Periode ist, d.h.
Vaus =VeinT/tAUS
<12)
wobei V die Ausgangsspannung,V . die Eingangsspannung,
allS Θ1Π
T die Periode und tAU_ die AUS-Zeit des Transistorschalters
23 in Fig. 3A ist. Demgemäß ist zur exakten Mitkopplung die erforderliche AUS-Zeit aus der Gleichung (12)
*ΑΟ8 = Vein T/Vaus (13)
Um Veränderungen in der Eingangsspannung im wesentlichen
vollkommen unwirksam zu machen, muß die Vorwärtskorrektur gemäß der Erfindung eine AUS-Zeit festlegen, die proportional
zu der Eingangsspannung ist.
Das wird bei dem Zusetzkonverter nach der Erfindung erreicht,
indem ein Widerstand 201 benutzt wird, der mit der Eingangsspannung verbunden ist, um die Eingangsspannung mit der
Steuerspannung V zu summieren. Wenn die Eingangsspannung ansteigt, nimmt daher die Steuerspannung im Verhältnis zu
der Eingangsspannung bei einer konstanten Regelabweichungsverstärkerausgangsspannung
V ab, was bewirkt, daß die AUS-Zeit in direktem Verhältnis zu der Eingangsspannung zunimmt.
Anhand der Steuersignalwellenformen, die in Fig. 3B gezeigt sind, ist die EIN-Zeit wieder gegeben durch
t = V T/V (14)
rEIN c ' säg. l '
= τ - t = T (1-V /V ) (15>
l rEIN u c' säg.' ll '
Durch Einsetzen in die Gleichung (13) und Auflösen nach
der erforderlichen Steuerspannung ergibt sich
V=V.. (1-V . /V ) (16)
c säg. ein' aus
Die Mitkopplungsschaltung, die in Fig. 3 gezeigt ist,
ergibt V in genau dieser Form, d.h.
pe
Vc = -VA R5/R4 -Veia VR + V (
c = -VA R5/R4 Veia VR3 + |r5 V* (17)
Wenn die Gleichung (17) gleich der Gleichung (16) gesetzt
und nach den Schaltungskonstanten aufgelöst wird, ergibt sich
VR3 = Vsäg./Vaus
ν - _v — + .... ν (ig)
vsäg. VA R4 R3I |R4| JR5 R liy)
Mit diesen Schaltungskonstanten wird dann die AUS-Zeit
proportional zu der Eingangsspannung gemacht, d.h.
^US * Vein T/Vaus (20)
Da die Ausgangsspannung direkt proportional zu der Eingangsspannung
dividiert durch die AUS-Zeit ist und die AUS-Zeit direkt proportional zu der Eingangsspannung ist,
wird jede Veränderung der Eingangsspannung im wesentlichen vollständig und sofort unwirksam gemacht, wodurch die
Ausgangsspannung konstant gehalten wird. Diese Vor- oder Mitkopplungstechnik für Zusetzkonverter wird als neu angesehen
und ist hier beansprucht. Im Gegensatz zu» Stand der
Technik, wo die Sägezahnamplitude sich auf vorgeschriebene Weise verändern mußte, sollte hier die Sägezahnamplitude
konstant gehalten und die Steuerspannung sollte verändert werden.
Claims (7)
1. Mitkopplungsschaltung mit einem Schaltungseingang und
einem -ausgang in einem pulsbreitenmodulierten Netzteil, gekennzeichnet durch:
eine Schalteinrichtung (23) mit einer Eingangs-, einer Ausgangs- und einer Steuerseite (23(1)) zum übertragen von
Leistung in aufeinanderfolgenden EIN- und AUS-Zuständen; eine induktive Einrichtung (31) mit einer Eingangs- und
einer Ausgangsseite zum Aufrechterhalten eines Stroms zwischen dem Schaltungseingang (12) und dem Schaltungsausgang
(13) ;
eine Diodeneinrichtung (41) zum übertragen von Strom in bezug auf die induktive Einrichtung (31), wobei die Dioden- und
die induktive Einrichtung elektrisch in Reihe geschaltet sind und wobei die Diodeneinrichtung während der EIN-Zustände
der Schalteinrichtung (23) in Sperrichtung betrieben wird; eine Kondensatoreinrichtung (39) zum Speichern von Ladung,
die eine Ausgangsseite und eine an Masse liegende Seite hat, wobei die Ausgangsseite der induktiven und der Kondensatoreinrichtung
mit dem Schaltungsausgang (13) elektrisch verbunden ist;
eine Abtasteinrichtung (63, 67, 69) zum Abtasten eines gewählten Teils der Ausgangsspannung an dem Schaltungsausgang
(13);
eine Regelabweichungseinrichtung (71) mit einem Regelabweichungsausgang
zum Bestimmen einer Regelabweichung zwischen dem gewählten Teil der Ausgangsspannung und einer
gewählten Referenzspannung (V REF)Ί
eine Sägezahneinrichtung (94) zum Bilden einer Sägezahnwellenform
mit charakteristischer Steigung und Spitzenamplitude; eine Komparatoreinrichtung (83) mit einem Sägezahn- und
einem Regelabweichungseingang sowie einem Ausgang zum Festlegen der EIN- und AUS-Zeiten der Schalteinrichtung (23) in
bezug auf die Differenz zwischen den Werten an dem Sägezahn- und dem Regelabweichungseingang; und
eine Mitkopplungseinrichtung (96, 201, 208) zum Modifizieren des Wertestes Regelabweichungsausgangssignals in Form von
Änderungen des Wertes an dem Schaltungseingang (12), wodurch die Mitkopplungseinrichtung das Schaltverhältnis der Schalteinrichtung
(23) modifiziert, ohne die Steigung und die Spitzenamplitude der Sägezahnwellenform zu beeinflussen.
2. Verfahren zum Bilden einer Mitkopplungsschaltung mit einem Schaltungseingang und einem -ausgang in einem pulsbreitenmodulierten
Netzteil, gekennzeichnet durch folgende Schritte:
a) periodisches Umschalten zwischen EIN- und AUS-Zuständen
einer Schalteinrichtung zum übertragen von Leistung, die eine Eingangs-, eine Ausgangs- und eine Steuerseite
hat ;
b) elektrisches Korrigieren einer induktiven Einrichtung, die eine Eingangs- und eine Ausgangsseite hat, zum Aufrechterhalten
eines Stroms zwischen dem Schaltungseingang und dem Schaltungsausgang;
c) elektrisches Anschließen einer Diodeneinrichtung zum
Liefern von Strom in bezug auf die induktive Einrichtung, wobei die Dioden- und die induktive Einrichtung elektrisch
in Reihe geschaltet werden und wobei die Diodeneinrichtung während der EIN-Zustände der Schalteinrichtung in Sperrichtung
betrieben wird;
d) elektrisches Anschließen einer Kondensatoreinrichtung zum Speichern von Ladung, die eine Ausgangsseite und eine an
Masse liegende Seite hat, wobei die Ausgangsseite der Kondensatoreinrichtung mit dem Schaltungsausgang elektrisch
verbunden wird;
e) elektrisches Anschließen einer Abtasteinrichtung an den Schaltungsausgang zum Abtasten eines gewählten Teils der
Ausgangsspannung an dem Schaltungsausgang;
f) Bereitstellen einer Regelabweichungseinrichtung mit einem
Regelabweichungsausgang zum Bilden einer Regelabweichung zwischen dem gewählten Teil der Ausgangsspannung
und einer gewählten Referenzspannung;
g) Bereitstellen einer Sägezahneinrichtung zum Bilden einer Sägeζahnwellenform mit charakteristischer Steigung und
Spitzenamplitude, die einen Oszillator zum Festlegen einer Schaltperiode enthält;
h) Bereitstellen einer Komparatoreinrichtung, die einen Sägezahn-
und einen Regelabweichungseingang sowie einen Ausgang aufweist, zum Festlegen der EIN- und AUS-Zeiten der
Schalteinrichtung in bezug auf die Differenz zwischen den Werten an dem Sägezahn- und dem Regelabweichungseingang;
i) elektrisches Anschließen einer Mitkopplungseinrichtung zum Modifizieren des Wertes des Regelabweichungsausgangssignals
in Form von Änderungen im Wert an dem Schaltungseingang, wodurch die Mitkopplungseinrichtung das Schaltverhältnis
der Schalteinrichtung effektiv modifiziert, ohne die Steigung und die Spitzenamplitude der Sägezahnwellenform zu beeinflussen.
3. Schaltung bzw. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der Ausgang der Komparatoreinrichtung (83) mit
der Steuerseite (23(1)) der Schalteinrichtung (23) elektrisch verbunden ist.
4. Schaltung bzw. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis
3, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasteinrichtung (63, 67, 69) eine Spannungsteilerschaltung (63, 67) zum Festlegen
des gewählten Teils der abzutastenden Ausgangsspannung
enthält.
5. Schaltung bzw. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis
4, dadurch gekennzeichnet, daß die Mitkopplungseinrichtung ein erstes und ein zweites ohmsches Element (201, 208) enthält
zum Bilden eines modifizierten Regelabweichungsausgangssignalwertes,
die mit dem Schaltungseingang (12) bzw. dem Regelabweichungsausgang auf einer Seite und mit dem
Regelabweichungseingang auf der anderen Seite elektrisch verbunden sind.
6. Schaltung bzw. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis
5, dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahneinrichtung (94) einen Oszillator (101) zum Festlegen einer Schaltperiode
enthält.
7. Schaltung bzw. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis
6, dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahneinrichtung (94) ein als Halbleiterchip (301) ausgebildetes Sägezahngeneratorelement
enthält.
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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DE3509713A1 true DE3509713A1 (de) | 1985-10-10 |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE (1) | DE3509713A1 (de) |
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GB (1) | GB2156549B (de) |
Families Citing this family (59)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4652808A (en) * | 1984-05-30 | 1987-03-24 | Intersil, Inc. | Efficiency switching voltage converter system |
US4629970A (en) * | 1985-01-30 | 1986-12-16 | Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson | Switching convertor for generating a constant magnitude dc output voltage from a dc input voltage having a varying magnitude |
US4624136A (en) * | 1985-03-29 | 1986-11-25 | Panex Corporation | Down hole power conversion means for fully utilizing batteries |
JPH0823782B2 (ja) * | 1985-11-25 | 1996-03-06 | 宇宙開発事業団 | デイジタル型シヤント装置 |
US4677367A (en) * | 1985-12-18 | 1987-06-30 | General Electric Company | Current fed boost converter |
US4677366A (en) * | 1986-05-12 | 1987-06-30 | Pioneer Research, Inc. | Unity power factor power supply |
DE3713540A1 (de) * | 1987-04-22 | 1988-11-10 | Siemens Ag | Kombinierter sekundaerschalter |
US4814684A (en) * | 1987-09-30 | 1989-03-21 | Trw Inc. | Apparatus for extending the Vout/Vin ratio of a DC-to-DC converter |
US4835454A (en) * | 1987-12-15 | 1989-05-30 | Sundstrand Corp. | Advanced feed forward switch mode power suppply control |
US5293077A (en) * | 1988-02-29 | 1994-03-08 | Hitachi, Ltd. | Power switching circuit |
DE3823778A1 (de) * | 1988-07-14 | 1990-01-18 | Bsg Schalttechnik | Vorrichtung zum betrieb von an das bordnetz von mobilen einheiten angeschlossenen verbrauchern |
DE3838408A1 (de) * | 1988-11-12 | 1990-05-17 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zum betreiben eines bootsreglers sowie anordnung |
US4959606A (en) * | 1989-01-06 | 1990-09-25 | Uniphase Corporation | Current mode switching regulator with programmed offtime |
JPH0488870A (ja) * | 1990-07-30 | 1992-03-23 | Nec Corp | スイッチングレギュレータ回路 |
US5017854A (en) * | 1990-10-29 | 1991-05-21 | Hughes Aircraft Company | Variable duty cycle pulse width modulated motor control system |
US5594323A (en) * | 1991-02-21 | 1997-01-14 | Siemens Aktiengesellschaft | Control process for a voltage transformer with a wide input voltage range and the application of such a process |
US5258903A (en) * | 1991-12-16 | 1993-11-02 | Thomson Consumer Electronics | Control circuit and power supply for televisions |
US5367247A (en) * | 1992-08-10 | 1994-11-22 | International Business Machines Corporation | Critically continuous boost converter |
US5264780A (en) * | 1992-08-10 | 1993-11-23 | International Business Machines Corporation | On time control and gain circuit |
US5396412A (en) * | 1992-08-27 | 1995-03-07 | Alliedsignal Inc. | Synchronous rectification and adjustment of regulator output voltage |
US5414342A (en) * | 1993-04-29 | 1995-05-09 | Unitrode Corporation | Voltage mode pulse width modulation controller |
US5359276A (en) * | 1993-05-12 | 1994-10-25 | Unitrode Corporation | Automatic gain selection for high power factor |
US5459392A (en) * | 1993-12-27 | 1995-10-17 | Megapower Corp. | Unity power factor power supply which includes an electromagnetic interference reduction circuit |
KR950024400A (ko) * | 1994-01-05 | 1995-08-21 | 김광호 | 다중출력을 위한 직류/직류 컨버터 |
US5521488A (en) * | 1994-01-10 | 1996-05-28 | Motorola, Inc. | Voltage regulator and method therefor |
US5689176A (en) * | 1996-08-07 | 1997-11-18 | Deloy; Jeff J. | Power factor/harmonics correction circuitry and method thereof |
KR100206143B1 (ko) * | 1996-08-28 | 1999-07-01 | 윤종용 | 고역률 보상회로 |
JPH1098875A (ja) * | 1996-09-20 | 1998-04-14 | Mitsumi Electric Co Ltd | スイッチングレギュレータ |
US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
US5929618A (en) * | 1998-06-04 | 1999-07-27 | Lucent Technologies Inc. | System and method for synchronizing and interleaving power modules |
US6424130B1 (en) * | 1999-04-27 | 2002-07-23 | Seiko Instruments Inc. | Output voltage detecting circuit |
EP1186096A1 (de) | 1999-06-01 | 2002-03-13 | Continuum Control Corporation | Elektrische leistungsgewinnung aus mechanischen störungen |
US6580177B1 (en) | 1999-06-01 | 2003-06-17 | Continuum Control Corporation | Electrical power extraction from mechanical disturbances |
US6246220B1 (en) | 1999-09-01 | 2001-06-12 | Intersil Corporation | Synchronous-rectified DC to DC converter with improved current sensing |
USRE38780E1 (en) | 1999-09-01 | 2005-08-23 | Intersil Americas Inc. | Current mode DC/DC converter with controlled output impedance |
US6181120B1 (en) * | 1999-09-01 | 2001-01-30 | Intersil Corporation | Current mode dc/dc converter with controlled output impedance |
US6462971B1 (en) * | 1999-09-24 | 2002-10-08 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus providing a multi-function terminal for a power supply controller |
JP3998394B2 (ja) * | 2000-02-29 | 2007-10-24 | ローム株式会社 | スイッチングレギュレータ |
US6469482B1 (en) * | 2000-06-30 | 2002-10-22 | Intel Corporation | Inductive charge pump circuit for providing voltages useful for flash memory and other applications |
US6655035B2 (en) | 2000-10-20 | 2003-12-02 | Continuum Photonics, Inc. | Piezoelectric generator |
US6552919B1 (en) * | 2001-09-10 | 2003-04-22 | Douglas A. Bors | Converter utilizing pulse duration modulation and ripple control |
DE10226031A1 (de) * | 2002-06-12 | 2003-12-24 | Bosch Gmbh Robert | Schaltregler, insbesondere Abwärtswandler, und Schaltregelverfahren |
JP2004320922A (ja) * | 2003-04-17 | 2004-11-11 | Toyoda Mach Works Ltd | 昇圧回路及び昇圧回路の制御方法 |
WO2006019328A1 (fr) * | 2004-07-14 | 2006-02-23 | Obschestvo S Ogranichennoi Otvetstvennostju 'silovaya Elektronika' | Regulateur de tension par multiplication d'impulsions a courant de sortie continu |
DE102004053144B4 (de) * | 2004-11-03 | 2011-05-19 | Infineon Technologies Ag | Hochsetzsteller mit verbessertem dynamischem Verhalten |
US8549742B2 (en) * | 2007-12-19 | 2013-10-08 | Canon Kabushiki Kaisha | High-voltage power supply device and image forming apparatus having same |
US7888917B2 (en) * | 2008-04-23 | 2011-02-15 | Honeywell International Inc. | Systems and methods for producing a substantially constant output voltage in a power source boost system |
TWI392205B (zh) * | 2008-07-18 | 2013-04-01 | Qisda Corp | 一種直流電產生器及其使用之一種脈衝產生器 |
DE102009005615A1 (de) | 2009-01-22 | 2010-07-29 | Continental Automotive Gmbh | Gleichspannungswandler für ein Kraftfahrzeug |
CN102117087B (zh) * | 2009-12-31 | 2016-01-13 | 意法半导体研发(深圳)有限公司 | 调整信号的方法、电源、电源控制器以及系统 |
US8026700B1 (en) * | 2010-03-12 | 2011-09-27 | Freescale Semiconductor, Inc. | DC to DC converter having switch control and method of operation |
US8242763B2 (en) * | 2010-03-12 | 2012-08-14 | Freescale Semiconductor, Inc. | DC to DC converter having ability of switching between continuous and discontinuous modes and method of operation |
US8310222B2 (en) * | 2010-04-09 | 2012-11-13 | Semiconductor Components Industries, Llc | Method of forming a power supply controller and structure therefor |
KR101233746B1 (ko) * | 2011-04-08 | 2013-02-18 | 국방과학연구소 | 장펄스 전압 생성용 스위치 및 장펄스 전류 생성 장치 |
US20140062427A1 (en) * | 2012-08-31 | 2014-03-06 | Fairchild Semiconductor Corporation | Ultra low ripple boost converter |
US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
KR102611341B1 (ko) | 2018-10-29 | 2023-12-08 | 삼성전자주식회사 | 토글 신호의 듀티 타이밍을 검출하는 듀티 타이밍 검출기, 듀티 타이밍 검출기를 포함하는 장치, 그리고 토글 신호를 수신하는 장치의 동작 방법 |
US11509210B1 (en) * | 2021-06-14 | 2022-11-22 | Texas Instruments Incorporated | Frequency synchronization for a voltage converter |
CN116131604A (zh) * | 2022-12-29 | 2023-05-16 | 深圳市南霸科技有限公司 | 一种电源的升压控制电路及方法 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA1069177A (en) * | 1976-07-21 | 1980-01-01 | Gte Lenkurt Electric (Canada) Ltd. | Constant current series-switching regulator |
US4504896A (en) * | 1981-03-18 | 1985-03-12 | Rca Corporation | Switching dc-to-dc converters |
-
1984
- 1984-03-28 US US06/594,137 patent/US4536700A/en not_active Expired - Fee Related
-
1985
- 1985-02-27 CA CA000475252A patent/CA1246141A/en not_active Expired
- 1985-03-08 GB GB08506062A patent/GB2156549B/en not_active Expired
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA1246141A (en) | 1988-12-06 |
FR2562285A1 (fr) | 1985-10-04 |
GB2156549B (en) | 1987-07-01 |
GB2156549A (en) | 1985-10-09 |
US4536700A (en) | 1985-08-20 |
JPS60218125A (ja) | 1985-10-31 |
GB8506062D0 (en) | 1985-04-11 |
FR2562285B1 (fr) | 1986-12-19 |
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