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Die Erfindung betrifft eine geschaltete Speisespannungsschaltung mit
einem Transformator, von dem eine Primärwicklung in Reihe mit einem ersten
steuerbaren Schalter geschaltet ist, wobei die hergestellte Reihenschaltung zwischen den
Klemmen einer Eingangs-Gleichspannung gekoppelt ist, der Transformator eine erste
Sekundärwicklung, mit der ein Gleichrichter zum Bereitstellen einer ersten Ausgangs-
Gleichspannung gekoppelt ist, und eine zweite Sekundärwicklung enthält, mit der ein
zweiter steuerbarer Schalter zum Bereitstellen einer zweiten Ausgangs-Gleichspannung
gekoppelt ist, die Schaltung außerdem sowohl ein erstes Steuermittel zum Anlegen eines
periodischen Steuersignals an den ersten Schalter zum abwechselnden Aufsteuern und
Sperren abhängig von der ersten Ausgangsspannung als auch ein zweites Steuermittel
zum abwechselnden Aufsteuern und Sperren des zweiten Schalters enthält, der
Gleichrichter im leitenden Zustand steht, wenn der erste Schalter geschlossen ist, und die
Dauer des leitenden Zustands des zweiten Schalters in der Dauer des leitenden Zustands
des ersten Schalters liegt.
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Eine Speisespannungsschaltung dieser Art ist aus der deutschen
Patentanmeldung 2 608 167 bekannt. In dieser bekannten Schaltung wird die erste
Ausgangsspannung im wesentlichen trotz möglicher Änderungen in der Eingangsspannung
und/oder Belastung in Verbindung mit der ersten Ausgangsspannung konstant gehalten,
da die leitenden Intervalle des ersten steuerbaren Schalters abhängig von der ersten
Ausgangsspannung gesteuert werden, und die zweite Ausgangsspannung im wesentlichen
konstant gehalten wird, da die leitenden Intervalle des zweiten steuerbaren Schalters
abhängig von der zweiten Ausgangsspannung gesteuert werden.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Speisespannungsschaltung
der eingangs erwähnten Art zu schaffen, in der die zweite Ausgangsspannung im
wesentlichen konstant bleibt, wenn sich die Frequenz der Spannung an der zweiten
Sekundärwicklung sich ändert. Zur Lösung dieser Aufgabe ist die Schaltung
erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Steuermittel einen mit der zweiten
Sekundärwicklung gekoppelten Integrator zum Erhalten eines Ausgangssignals mit
Sägezahnform und mit einer ersten Kante im Betrieb, die eine vorgegebene
Änderungsrichtung im leitenden Zustand des zweiten Schalters hat, und mit einer zweiten Kante
enthält, die die entgegengesetzte Änderungsrichtung im gesperrten Zustand des ersten
Schalters zum Erhalten eines Verhältnisses zwischen dem Leitzustand des zweiten
Schalters und dem Zeitraum des Steuersignals des ersten Schalters hat, und dieses
Verhältnis von der Frequenz des Steuersignals des ersten Schalters unabhängig ist.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die zweite
Ausgangsspannung im wesentlichen konstant ist, wenn die Frequenz der Spannung an der zweiten
Sekundärwicklung sich durch Änderungen im ersten Abschnitt der Schaltung ändert,
insbesondere durch die Frequenzunabhängigkeit des oben genannten Verhältnisses (des
sog. Tastverhältnisses). Infolgedessen hat eine Änderung in der Belastung der ersten
Ausgangsspannung keinen Einfluß auf die zweite Ausgangsspannung.
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Die Schaltung ist vorzugsweise dadurch gekennzeichnet, daß das zweite
Steuermittel einen Schwellendetektor enthält, der mit einem Ende an den Ausgang des
Integrators und mit dem anderen Ende an eine Steuerelektrcde des zweiten Schalters
zum Abschalten des Schalters angeschlossen ist, wenn das vom Integrator erzeugte
Sägezahnsignal einen vorgegebenen Bezugswert erreicht. Dieser Maßnahme liegt die
Erkenntnis zugrunde, daß durch die Integration der zweiten Kante des sägezahnförmigen
Signals Information über die Frequenz des Schaltsignals in dem Sinne enthält, daß eine
Änderung im Zeitraum dieses Signals eine entsprechende Änderung in der Sperrzeit des
zweiten Schalters bewirkt. Diese Änderung kann in eine Änderung des Tastverhältnisses
umgesetzt werden. Dies ist eine Vorwärtssteuerung des Tastverhältnisses abhängig von
der Spannung an der zweiten Sekundärwicklung.
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Eine Schaltung mit einer Vergleichsstufe, von der ein erster Eingang mit
einer Ausgangsklemme der Schaltung gekoppelt ist, ein zweiter Eingang mit einem
Bezugswert verbunden und ein Ausgang mit dem Ausgang des Integrators zum
Vergleichen der zweiten Ausgangsspannung mit dem Bezugswert und zum Erzeugen eines
Steuersignals zum Konstanthalten der zweiten Ausgangsspannung ist auf vorteilhafte
Weise durch ein Element zum Überlagern des Steuersignals auf dem Sägezahnsignal des
Integrators gekennzeichnet. Dies ist eine Rückwärtssteuerung, deren Steuersignal dem
der Vorwärtssteuerung überlagert wird.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es
zeigen
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Fig. 1 einen Ausgangsschaltplan der erfindungsgemaßen Schaltung,
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Fig. 2 darin auftretende Wellenformen, und
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Fig. 3 die Änderung einer Wellenform nach Fig. 2 mit einer Änderung
der Frequenz.
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Die Speisespannungsschaltung nach Fig. 1 enthält einen steuerbaren
Leistungsschalter S1 in Form eines npn-Schalttransistors, dessen Kollektor mit der
Primärwicklung L1 eines Transformators T verbunden ist, und dessen Emitter an Masse
liegt. Die Wicklung L1 ist an der anderen Seite mit dem positiven Pol einer
Eingangsgleichspannungsquelle Vi verbunden, deren negativer Pol ebenfalls an Masse liegt und
beispielsweise ein Netzgleichrichter ist. In die Basisleitung des Transistors S1 sind
Steuermittel St1 zum abwechelnden Aufsteuern und Sperren des Transistors
aufgenommen.
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Der Transformator T hat einige Sekundärwicklungen. Eine dieser
Wicklungen L2 hat ein an Masse liegendes Ende. Mit dem anderen Ende ist die Anode
eines Gleichrichters D1 verbunden, dessen Kathode mit einem Glättungskondensator C1
und mit einer von einem Widerstand R1 dargestellten Belastung verbunden ist. Die nicht
mit dem Gleichrichter D1 verbundenen Anschlüsse des Kondensators C1 und des
Widerstands R1 sind mit Masse verbunden. Der Wickelsinn der Wicklungen L1 und L2,
der auf übliche Weise mit Punkten bezeichnet ist, und auch die Leitrichtung des
Gleichrichters D1 sind derart gewählt, daß im Betrieb die eine Wicklung ein Strom
durchfließt, während die andere stromlos ist. An der Belastung R1 liegt eine
Ausgangsgleichspannung V&sub0;&sub1;. Diese Spannung wird nach den Steuermitteln St1 des Transistors
S1 zum Regeln der Leitzeiten dieses Transistors rückgekoppelt. Auf diese bekannte
Weise wird die Spannung V&sub0;&sub1; trotz möglicher Änderungen in der Spannung Vi
und/oder in der Belastung R1 nahezu konstant gehalten. Hierdurch ändert sich die
Frequenz des von den Mitteln St1 der Basis des Transistors S1 zugeführten Schaltsignäls
beispielsweise dadurch, daß die Sperrdauer des Transistors konstant ist, oder daß die
Schaltung nach Fig. 1 selbstschwingend ist. Im letzten Fall hat der Transformator T
eine (nicht dargestellte) positive Rückkoppelwicklung zum Steuern der Basis des
Transistors S1. Eine derartige selbstschwingende Speisespannungsschaltung ist
beispielsweise aus der niederländischen Patentanmeldung 8502339 (PHN 11.470) der
Anmelderin bekannt. Der Inhalt dieser Anmeldung sei als Bestandteil dieser Beschreibung zu
betrachten. Die Schaltung nach Fig. 1 kann beispielsweise eine Speisespannung für
einen Fernseher sein. Hier hat der Transformator T einige Sekundärwicklungen mit
Belastungen, die durch den Verbrauch einer Anzahl von Schaltungen im Empfänger
gebildet werden, unter denen eine Horizontalablenkschaltung und Audiostufen, so daß
der Widerstand R1 in Fig. 1 und daher die Frequenz der Schwingung sehr stark
schwanken können.
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Eine zweite Sekundälwicklung L3 des Transformators T liegt einerseits an
Masse und ist andererseits mit der Anode einer Diode D2 verbunden, deren Kathode
mit einer Elektrode eines zweiten steuerbaren Schalters S2 verbunden ist. In diesem
Ausführungsbeispiel besteht dieser Schalter aus einem Feldeffekttransistor, und die
erwähnte Elektrode ist seine Drain. Die Quelle des Transistors S2 ist mit der Kathode
einer Diode D3, deren Anode mit Masse verbunden ist, und mit einem Ende einer
Selbstinduktivität L4 verbunden, deren anderes Ende mit einem Glättungskondensator
C2 verbunden ist, die andererseits mit Masse verbunden ist. Parallel zum Kondensator
C2 ist eine zweite ebenfalls von einem Widerstand dargestellte Belastung R2
aufgenommen. Der Wickelsinn der Wicklung L3 und die Leitrichtung der Diode D2 sind derart
gewählt, daß im Betrieb diese Elemente im gleichen Zeitintervall Strom durchfließen
kann, indem Strom durch den Transistor S1 und die Wicklung L1 fließt, während die
Wicklung L2 und die Diode D1 stromlos sind. An der Belastung R2 liegt eine zweite
Ausgangsgleichspannung V&sub0;&sub2;.
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Mit dem Gate des Transistors S2 sind die Steuermittel St2 für die
Steuerung dieses Transistors verbunden. Sie enthalten einen von der Reihenschaltung
eines Widerstands R3 und eines Kondensators C3 gebildeter Integrator, der zwischen
dem Verbindungspunkt der Wicklung L3 mit der Diode D2 und Masse angeschlossen
ist, sowie einen Transistor Tr1. Die Basis des Transistors Tr1 ist mit dem
Verbindungspunkt des Widerstands R3 und des Kondensators C3 verbunden, und der Emitter liegt
an Masse. Ein Widerstand R4 ist zwischen dem Kollektor des Transistors Tr1 und dem
Verbindungspunkt der Kathode der Diode D2 mit der Drain des Transistors S2
angeschlossen. Das Gate des Transistors S2 und der Kollektor des Transistors Tr1 sind
miteinander verbunden. Die Selbstinduktivität L4 ist als Primärwicklung eines
Transformators ausgeführt, von dem eine Sekundärwicklung L5 ein mit dem
Verbindungspunkt der Diode D3 und der Selbstinduktivität L4 verbundenes Ende hat. Das andere
Ende der Wicklung L5 ist über die Reihenschaltung eines Begrenzungswiderstands R7
und einer Sperrdiode D5 mit dem Gate des Transistors S2 verbunden.
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In Fig. 2a ist der zeitabhängige Verlauf der Spannung V1 an der
Wicklung L3, in der Fig. 2b der Verlauf der Spannung V2 am Verbindungspunkt der
Elemente S2, D3 und L4, in Fig. 2c der Verlauf der Spannung V3 am Kondensator C3
und schließlich in Fig. 2d der Verlauf des Stroms I durch die Selbstinduktivität L4
dargestellt. Zum Zeitpunkt t&sub1; wird der Transistor S1 aufgesteuert. Der Wicklung L1
durchfließt ein Strom, der auch den Transistor durchfließt. Die Spannung am Kollektor
ist nahezu gleich Null. Der Wicklung L2 durchfließt kein Strom und der Wicklung L3
durchfließt ein Strom, der seinen Weg durch die Diode D2 und den Transistor S2
findet. Dieser Transistor wird über den Widerstand R4 in die Sättigung gebracht und
mit der Übernahmewicklung L5 in der Sättigung gehalten. Der Wickelsinn der
Wicklungen L4 und L5 und die Leitrichtung der Diode D5 sind derart, daß die positiven
Teile der Spannung V2 dem genannten Gate zugeleitet werden. Diese Maßnahme
verbessert die Schalteigenschaften des Feldeffekttransistors und verringert dabei die
Dissipaüon. Nach dem Zeitpunkt t&sub1; ist der Transistor Tr1 zunächst gesperrt. Die
Spannung V1 ist gleich
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worin n&sub1; bzw. n&sub3; die Anzahl der Windungen der
Wicklung L1 bzw. L3 sind. Zwischen den Spannungen V1 und V2 gibt es einen
Unterschied, der gleich dem Spannungsabfall an der Diode D2 und an dem Transistor
S2 ist. Dem Widerstand R3 durchfließt ein Ladestrom zum Kondensator C3, wodurch
die Spannung V3, die das Integral der Spannung V1 ist, als nahezu lineare Funktion der
Zeit mit einer Flanke ansteigt, die in etwa proportional dem gerade angegebenen Wert
der Spannung V1 ist.
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Zu einem Zeitpunkt t&sub2; erreicht die Spannung V3 den Wert Vbe der Basis-
Emitter-Schwellenspannung des Transistors Tr1, wodurch er in die Sättigung gebracht
wird. Der Wicklung L3 durchfließen jetzt ein Strom über den Widerstand R3 nach der
Basis des Transistors Tr1 und ein Strom über den Widerstand R4 zum Kollektor. Die
Spannung am Kollektor kommt auf nahezu Null, wodurch der Transistor S2 sperrt.
Durch die in der Selbstinduktivität L4 gespeicherte Energie fließt der hindurchfließende
Strom I, der vom Zeitpunkt t&sub1; an eine ansteigende nahezu lineare zeitabhängige
Funktion war, in der selben Richtung, aber jetzt durch die Diode D3 in einer
abfallenden nahezu linearen Funktion der Zeit. Die Spannung V2 ist nahezu gleich Null.
Zu einem Zeitpunkt t&sub3; sperrt der Transistor S1. Der Strom durch die Wicklung L1
einerseits und der Strom durch die Wicklung L3 und die Diode D2 andererseits
verschwinden, während die im Transformator T gespeicherte Energie einen Strom durch
die Wicklung L2 bewirkt, der einen Weg durch den Gleichrichter D1 findet. Die
Spannung an seiner Anode, d.h. der Spitzenwert der rechteckigen Spannung an der
Wicklung L2, ist nahezu gleich V&sub0;&sub1;. Die Spannung V1 kehrt um und ist nahezu gleich
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worin n&sub2; die Anzahl der Windungen der Wicklung L2 ist. Die Spannung V3,
die zwischen den Zeitpunkten t&sub2; und t&sub3; auf dem Wert Vbe geklemmt war, sinkt jetzt
dadurch ab, daß der Kondensator C3 sich entlädt. Der Entladestrom durchfließt den
Widerstand R3 und die Wicklung L3. Die Spannung V3 ändert sich als das Integral
dieses Stromes und sinkt als nahezu lineare Zeitfunktion, bei der die Flanke etwa
proportional dem gerade angegebenen Wert der Spannung V1 ist.
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Der beschriebene Zustand wird aufrechterhalten, bis zu einem Zeitpunkt
t&sub4; der Transistor S1 erneut aufgesteuert wird. Der Zeitpunkt t&sub4; entspricht dem Zeitpunkt
t&sub1;, das Intervall zwischen diesen Zeitpunkten ist gleich einer Periode des dem Transistor
S1 zugeführten Schaltsignals. Bis zum Zeitpunkt t&sub4; fließt der Strom I auf die bereits
genannte Weise. Hierbei hat die Selbstinduktivität L4 einen derartigen Wert, daß der
Strom I nicht auf Null kommt. Die Wechselspannungskomponente am Kondensator C2
hat eine ziemlich geringe Amplitude, wodurch große Ströme nach der Belastung R2
möglich sind und dem Kondensator C2 eine geringe Kapazität gegeben werden kann.
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Aus obiger Beschreibung ist ersichtlich, daß die Schaltung mit den
Elementen S1, L1, L2, D1 und C1 einen Gleichspannungswandler vom Paralleltyp
("fly-back d.c. converter") mit einer Ausgangsspannung V&sub0;&sub1; bildet, die eine bestimmte
bekannte Funktion der Eingangsspannung Vi des Wandlers ist, und daß die Schaltung
mit den Elementen L3, D2, S2, D3, L4 und C2 einen Gleichspannungswandler vom
Reihentyp ("forward" oder "down d.c. converter") mit einer Ausgangsspannung V&sub0;&sub2;
bildet, die der Mittelwert der Eingangsspannung des Wandlers ist, d.h. die
Rechteckspannung V2, die an der Wicklung L3 zur Verfügung steht. Da der Strom die Wicklung
L3 in einem Zeitintervall durchfließt, in dem auch in der Wicklung L1 Strom fließt,
wird die dem zweiten Ausgang der Schaltung zugeführte Energie nicht im
Transformator T gespeichert, im Gegensatz zur Energie, die nach dem ersten Ausgang führt.
Hierdurch können die Abmessungen und auch die Verluste des Transformators ziemlich
klein gehalten werden. Die Belastung R2 ist beispielsweise durch den Verbrauch von
Digitalschaltungen im bereits genannten Fernseher gebildet, d.h. Schaltungen, die große
Speiseströme bei niedrigen Spannungen erfordern. Durch die Frequenzregelung des
genannten Schaltsignals werden der Einschaltzeitpunkt t&sub1; und der Ausschaltzeitpunkt t&sub3;
des Transistors S1 zum Stabilisieren der Spannung V&sub0;&sub1; bestimmt. Der
Ausschaltzeitpunkt t&sub2; des Transistors S2, dessen Einschaltzeitpunkt mit dem des Transistors S1
nahezu zusammenfällt, liegt immer vor dem Ausschaltzeitpunkt t&sub3; des Transistors S1
oder fallt mit diesem Zeitpunkt zusammen. Der Parallelwandler bestimmt also die
maximale Leitdauer des Transistors S2.
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Wo zunächst die Spannung Vi als konstant angenommen wird, bei der die
erwähnte Regelung nur die Aufgabe der Beseitigung des Einflusses von Schwankungen
in der Belastung R1 auf den Wert der Spannung V&sub0;&sub1; hat, so sind beide Flanken der
Spannung V3 nahezu konstant. In Fig. 3 wird diese Spannung zeitabhängig für zwei
verschiedene Werte der Frequenz f des Schaltsignals aufgetragen. Die erhaltenen
Figuren sind gleichförmig. Bei der niedrigeren Frequenz dieser Frequenzen (rechts in
Fig. 3), also bei einer längeren Periodendauer, ist die Amplitude der Spannung V3
größer und der maximale negative Wert der Spannung V3 höher. Die Zeitintervalle, in
denen der Transistor S2 leitet, stehen zueinander im gleichen Verhältnis wie die
Perioden. Es folgt daraus, daß die Werte des Verhältnisses der Leitdauer t&sub2; - t&sub1; des
Transistors S2 bis zum Intervall t&sub4; - t&sub1; (das sog. Tastverhältnis) gleich sind, d.h.
unabhängig von der Periode und daher von der Frequenz des Schaltsignals. Da die
Spannung V&sub0;&sub2; nur vom Wert der Spannung Vi und von diesem Verhältnis abhängig ist,
ist die Spannung V&sub0;&sub2; konstant.
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Variiert nunmehr die Eingangsspannung Vi, variiert durch die Konstanz
der Spannung V&sub0;&sub1; die Steilheit der abfallenden Flanke V&sub3; nicht, aber die Steilheit der
Vorderflanke ändert sich schon, wodurch die Spannung V&sub3; den Wert Vbe zu einem
Zeitpunkt erreicht, der vom Wert der Spannung Vi abhängig ist. Unter diesen
Bedingungen ist die Leitdauer des Transistors S2 nicht konstant, sondern vom Wert der
Spannung Vi abhängig. Wenn beispielsweise die Spannung Vi ansteigt, steigt die
Spannung V&sub0;&sub2; und also auch die Steilheit der linken Flanke in Fig. 2c an, wodurch der
Zeitpunkt t&sub2; verfrüht wird. Dies bedeutet also ein geringeres Tastverhältnis und also
einen niedrigeren Wert für die Spannung V&sub0;&sub2;. Diese Regelung, die eine
Vorwärtsregelung ist, arbeitet also ausgleichend. Das Tastverhältnis ist jetzt nicht konstant,
sondern ist immer noch von der Frequenz unabhängig.
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In der beschriebenen Schaltung arbeitet die Basis-Emitter-Diode des
Transistors Tr1 als Schwellendetektor mit einer Bezugsspannung, d.h. der
Schwellenspannung der Diode, zum Abschalten des Transistors S2 beim Erreichen dieses
Bezugswerts durch die am Kondensator C3 vorhandene sägezahnförmige Spannung C3.
Es wird klar sein, daß der Schwellendetektor auf andere Weise ausführbar ist. Durch
die Regelung wird der Effekt auf die Spannung V&sub0;&sub2; von Frequenzschwankungen der
Spannung V1 durch Änderungen in der Belastung R1 nahezu beseitigt. Der
Effektänderung der Belastung R2 kann auch nahezu beseitigt werden, d.h. mit einer zweiten
Regelung. Hierdür enthält die Schaltung einen pnp-Transistor Tr2, dessen Basis mit
dem Verbindungspunkt von zwei Widerständen R5 und R6 verbunden ist, die zwischen
der Spannung V&sub0;&sub2; und Masse in Reihe geschaltet sind und einen Spannungsteiler bilden.
Der Emitter ist über eine Zener-Diode D4 mit der Spannung V&sub0;&sub2; und der Kollektor des
Transistors Tr2 mit der Basis des Transistors Tr1 verbunden. Der Transistor Tr2 bildet
eine Vergleichsstufe zum Vergleichen der Spannung V&sub0;&sub2; mit einem Bezugswert und
zum Erzeugen eines Regelstroms, d.h. des Kollektorstroms des Transistors, der den
Kondensator C3 weiter auflädt. Hierdurch ist auch die Spannung V3 von der Spannung
V&sub0;&sub2; abhängig, wodurch der Einschaltzeitpunkt des Transistors Tr1 und daher der
Ausschaltzeitpunkt des Transistors S2 von der Spannung V&sub0;&sub2; abhängig sind. Auf andere
Weise kann eine von der Spannung V&sub0;&sub2; abhängige Gleichspannung bei der Spannung
V3 addiert werden. Nimmt aus irgendeinem Grund die Spannung V&sub0;&sub2; zu, nimmt in
beiden Fällen die Spannung V3 zu, wodurch die Leitdauer des Transistors S2 verkürzt
wird, wodurch der Anstieg der Spannung V&sub0;&sub2; gegengewirkt wird. Diese zweite
Regelung ist eine Rückwärtsregelung, deren Regelsignal dem der Vorwärtsregelung
überlagert wird.
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Die Steuermittel St2 des Transistors S2 enthalten einen weiteren npn-
Transistor Tr3, dessen Kollektor mit dem Gate des Transistors S2 verbunden ist.
Zwischen der Basis des Transistors Tr3 und dem Verbindungspunkt der Wicklung L2
mit dem Gleichrichter D1 sind zwei Widerstände R8 und R9 in Reihe geschaltet. Mit
dem Verbindungspunkt dieser Widerstände sind ein Kondensator C4 und die Kathode
einer Klemmdiode D6 verbunden. Die Anode der Diode D6, der andere Anschluß des
Kondensators C4 und der Emitter des Transistors Tr3 sind mit Masse verbunden. Der
Transistor Tr3 wird aufgesteuert, wenn die Spannung an der Wicklung L2 positiv wird,
d.h. zum Zeitpunkt t&sub3;. Da der Transistor S2 zu diesem Zeitpunkt bereits gesperrt ist,
hat dies keinen Einfluß auf die Wirkung der Schaltung. Die Zeitkonstante in der
Basisleitung des Transistors Tr3 ist derart gewählt, daß dieser Transistor kurzzeitig
gesperrt wird, d.h. etwa 0,5 us, nach dem Zeitpunkt t&sub4;. Durch diese Maßnahme wird
der Transistor S2 nicht unmittelbar zum gleichen Zeitpunkt wie der Transistor S1,
jedoch kurze Zeit später aufgesteuert, d.h. zu einem Zeitpunkt, zu dem die
Kollektorspannung dieses Transistors niedrig ist, wodurch die Einschaltverluste des Transistors
reduziert werden.