NL8502339A - Geschakelde voedingsspanningsschakeling met een vermogensschakelaar. - Google Patents

Description

t PHN 11.470 1 N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven.

Geschakelde voedingsspanningsschakeling met een vermogensschakelaar.

De uitvinding heeft betrekking op een geschakelde voedingsspanningsschakeling voor het omzetten van een ingangsgelijksspanning in een uitgangsgelijkspanning, bevattende een stuurbare vermogensschakelaar in serie met de primaire wikkeling van een 5 transformator, waarbij de gevormde serieschakeling gekoppeld is met de klemmen van de ingangsspanning, welke transformator een sekundaire wikkeling heeft waarmee een gelijkrichter gekoppeld is voor het beschikbaar stellen van de uitgangsspanning, waarbij bij stroomloze schakelaar en gelijkrichter de primaire wikkeling deel uitmaakt van een 10 resonantiekring en waarbij met een stuurelektrode van de schakelaar een, een vertragingsnetwerk bevattende stuurschakeling verbonden is voor het telkens inleiden van het inschakelen van de schakelaar, waarna de spanning over de schakelaar naar een bepaalde waarde stijgt en nagenoeg deze waarde aanhoudt, waarna de genoemde spanning volgens een trilling 15 met de resonantiefrekwentie daalt, en voor het telkens inleiden van het inschakelen van de schakelaar, waarna de spanning over de schakelaar nagenoeg nul is.

Een dergelijke voedingsspanningsschakeling is bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 4.183.080. Het betreft een 20 zelfoscillerende schakeling, waarbij de stuurschakeling voor de vermogensschakelaar, die een schakeltransistor is, een sekundaire wikkeling van de transformator bevat, welke sekundaire wikkeling met de primaire wikkeling meegekoppeld is. Tussen de meekoppelwikkeling en de basis van de transistor is een netwerk opgenomen voor het brengen van de 25 transistor in de geleidingstoestand en voor het handhaven van deze toestand. Voor het uitschakelen van de transistor bevat de stuurschakeling een op de meekoppelwikkeling aangesloten vertragingsnetwerk en een stuurtransistor waarvan de hoofdweg parallel staat aan de basis-emitterdiode van de schakeltransistor. Op een door 30 het vertragingsnetwerk bepaald tijdstip komt de stuurtransistor in geleiding, waardoor de schakeltransistor snel gesperd raakt. Op deze wijze worden de uitschakelverliezen van deze transistor gereduceerd en - — t _ v ö t * * * PHN 11.470 2 * wel vanwege de korte duur van het uitschakelproces. De geleidingsduur van de stuurtransistor is zeer kort. Met parasitaire kapaciteiten vormt de primaire wikkeling een resonantiekring.

De uitvinding berust op het inzicht dat in een dergelijke 5 voedingsspanningsschakeling soortgelijke middelen als in de genoemde, bekende schakeling aangewend kunnen worden voor het verminderen van de verliezen bij het inschakelen van de vermogensschakelaar. Daartoe vertoont de voedingsspanningsschakeling volgens de uitvinding het kenmerk dat het vertragingsnetwerk gekoppeld is met de stuurelektrode 10 van de vermogensschakelaar voor het telkens instellen van het inschakelen van deze schakelaar op een tijdstip dat nagenoeg een halve periode van de resonantiefrekwentie later ligt dan het begintijdstip van de daling van de spanning over de schakelaar tijdens de voorafgaande spertijd hiervan.

15 Dank zij deze maatregel wordt ervoor gezorgd dat het inschakelen van de vermogensschakelaar ingeleid wordt op een tijdstip waarop de spanning over de schakelaar minimaal is na vrij hoog te zijn geweest. Daardoor wordt een aanzienlijke vermindering van de inschakelverliezen verkregen ten opzichte van de schakelingen volgens de 20 bekende stand van de techniek waarin het inschakelen plaatsvindt op een tijdstip dat bepaald wordt door de eigenschappen van de schakeling, dat is in het geval van de schakeling in het genoemde Amerikaanse octrooischrift door de meekoppeling, en dat niet bewust gekozen wordt voor een lage inschakeldissipatie.

25 Een voedingsspanningsschakeling, waarbij het vertragingsnetwerk gekoppeld is met een stuurelektrode van een tweede schakelaar die telkens aan het eind van de geleidingstijd van de vermogensschakelaar geleidend is voor het inleiden van het uitschakelen hiervan, kan met voordeel gekenmerkt zijn door middelen voor het telkens 30 in geleiding brengen van de tweede schakelaar nagenoeg op het begintijdstip van de daling van de spanning over de vermogensschakelaar en voor het vervolgens houden van de tweede schakelaar in de geleidingstoestand gedurende nagenoeg een halve periode van de resonantiefrekwentie na het genoemde tijdstip. Op deze wijze heeft de 35 tweede schakelaar een tweede funktie, hetgeen een besparing betekent.

Aangezien het vertragingsnetwerk in de stuurschakeling volgens de uitvinding het doel heeft het inschakeltijdstip te vertragen, :30 2 3 3 9 * » .....' ?HN 11.470 3 kan dit netwerk niet op dezelfde wijze worden aangesloten als in het genoemde Amerikaanse octrooischrift het geval is. Een voedingsspanningsschakeling, waarbij het vertragingsnetwerk aangesloten is op een verdere sekundaire wikkeling van de transformator, vertoont 5 het kenmerk dat in werking de spanning aan het verbindingspunt van het vertragingsnetwerk met de genoemde verdere sekundaire wikkeling dezelfde polariteit heeft als de spanning aan het verbindingspunt van de primaire wikkeling met de vermogensschakelaar.

De uitvinding zal aan de hand van de bijgaande figuren 10 bij wijze van voorbeeld nader worden verklaard. Hierin tonen: figuur 1 een principeschema van een voedingsspanningsschakeling volgens de uitvinding, figuur 2 golfvormen die daarin optreden en figuur 3 een variant voor een deel van de schakeling van 15 figuur 1.

De zelfoscillerende voedingsspanningsschakeling van figuur 1 bevat een npn-vermogensschakeltransistor Tr1 waarvan de kollektor met de primaire wikkeling L1 van een transformator T is verbonden, terwijl de emitter aan massa ligt. Wikkeling L1 is anderzijds 20 verbonden met de positieve pool van een ongestabiliseerde voedingsspanningsbron Vg waarvan de negatieve pool eveneens aan massa ligt en die bijvoorbeeld een netgelijkrichter is. De inschakelweg van transistor Tr1, die op de basis van de transistor aangesloten is en anderzijds aan massa ligt, bevat een kondensator C1, een 25 terugkoppelwikkeling L2 van transformator L2, een diode D1 en een weerstand R1. Over kondensator C1 veroorzaakt de gedurende de geleidingstijd van transistor Tr1 vloeiende basisstroom een negatieve spanning. De afschakelweg van transistor Tr1, die eveneens op de basis daarvan aangesloten is, bevat kondensator C1, de emitter-kollektorweg 30 van een pnp-transistor Tr2, die een basis-emitterweerstand R2 heeft, en een zelfinduktie L3. Door elementen LI, Tr2 en L3 vloeit bij het afschakelen een terugwaartse basisstroom van transistor Tr1, waardoor de in deze transistor gedurende de geleidingstijd opgeslagen ladingsdragers worden verwijderd. Met behulp van een verdere wikkeling L4 van 35 transformator T en een diode D2 wordt een negatieve spanning ten behoeve van kondensator C1 opgewekt voor het geval dat de voorwaartse basisstroom van transistor Tr1 onder bepaalde omstandigheden gedurende - jη 9335 w v v L· w y v » * PHN 11.470 4 een te korte tijd vloeit om over kondensator C1 een voldoend konstante spanning op te bouwen. In figuur 1 is de wikkelzin van de wikkelingen van transformator T met stippen aangegeven.

Een uiteinde van een wikkeling L5 van transformator T is 5 verbonden met een diode D3 die anderzijds met het serienetwerk van een weerstand R3 en een kondensator C2 is verbonden. Wikkeling L5 heeft een zodanige wikkelzin en diode D3 heeft een zodanige geleidingsrichting dat gedurende de geleidingstijd van transistor Tr1 door weerstand R3 een laadstroom voor kondensator C2 vloeit. Kondensator C2 is anderzijds 10 verbonden met het verbindingspunt van kondensator C1, wikkeling L2 en de kollektor van transistor Tr2. Ten opzichte van het aan dit punt aanwezige gelijkspanningsniveau ontstaat over kondensator C2 een zaagtandvormige spanning die via een RC-parallelnetwerk R4, C3 aan de basis van een npn-transistor Tr4 wordt doorgegeven. De emitter van 15 transistor Tr4 ligt aan het genoemde verbindingspunt terwijl de kollektor verbonden is met de basis van transistor Tr2. Op een bepaald tijdstip bereikt de spanning aan de basis van transistor Tr4 een waarde waarvoor de transistor in geleiding wordt gebracht. Hierdoor wordt transistor Tr2 eveneens in geleiding gebracht. De spanning aan de 20 emitter van deze transistor neemt nagenoeg dezelfde waarde aan als de negatieve spanning van ongeveer -5 V die over kondensator C1 aanwezig is, wat het afschakelen van transistor Tr1 inleidt. Gedurende de spertijd van transistor Tr1 ontlaadt kondensator C2 zich via een weerstand R5, een diode D4 en wikkeling L4, terwijl door transistor Tr2 25 een terugwaartse stroom vloeit die ook vloeit door weerstand R1 en door een kondensator C4, die parallel staat aan diode D1.

Tussen de positieve pool van bron Vg en de basis van transistor Tr2 staat een aanloopweerstand R6 met een grote waarde. Bij het inschakelen van de schakeling vloeit door weerstanden R6 en R2 een 30 stroom die ook door kondensator C4 en wikkeling L2 vloeit, waardoor energie wordt opgebouwd in transformator T. Vanwege deze stroom stijgt de spanning aan de basis van transistor Tr1 totdat de waarde wordt bereikt waarvoor de transistor in geleiding komt. Ook in normaal bedrijf vloeit door weerstand R6 een stroom, maar de waarde hiervan is te laag 35 om een noemenswaardige invloed te hebben op het gedrag van de schakeling.

Op de kern van transformator T zijn sekundaire wikkelingen aangebracht. Figuur 1 geeft een aantal van deze wikkelingen, 3502333 » - 4 PHN 11.470 5 bijvoorbeeld LS en L7, aan. Bij het afschakelen van transistor Tr1 vloeit door elke sekundaire wikkelingen een stroom die via een gelijkrichter, bijvoorbeeld D5 respektievelijk D6, een afvlakkondensator, C5 respektievelijk C6, bijlaadt. Kondensatoren C5 en 5 C6 liggen anderzijds aan massa. De spanningen over deze kondensatoren zijn de uitgangsspanningen van de voedingsschakeling ten behoeve van hierop aansluitbare belastingen. Deze belastingen, die in figuur 1 niet zijn getekend, zijn bijvoorbeeld delen van een televisie-ontvanger.

Parallel aan wikkeling L1 staat een netwerk met een 10 afstemkondensator C7 en een dempweerstand R7, alsmede een klemnetwerk met een diode D7. Wikkeling L1 en kondensator C7, alsmede parasitaire kapaciteiten, vormen een resonantiekring waarin een trilling ontstaat in de intervallen waarin geen stroom vloeit door transistor Tr1 en gelijkrichters D5 en D6. Door middel van het genoemde klemnetwerk worden 15 parasitaire oscillaties gereduceerd die tijdens de spertijd van transistor Tri zouden kunnen ontstaan.

Door middel van een regeling van de geleidingstijden van transistor Tr1 worden de uitgangsspanningen van de voedingsschakeling ondanks variaties van spanning Vg en/of van belastingen nagenoeg 20 konstant gehouden. Hiervoor bevat de schakeling een lichtemitterende diode D8 die optisch gekoppeld is met een lichtgevoelige npn-transistor Tr5 waarvan een emitterweerstand R8 verbonden is in de basisleiding van transistor Tr4 met het netwerk R4, C3 en waarvan een kollektorweerstand R9 aan bron Vg ligt, terwijl de basis niet verbonden is. De kollektor 25 van transistor Tr5 is ook verbonden enerzijds via een RC-parallelnetwerk R10, C8 met het verbindingspunt van wikkelingen L2 en L4 en kondensator C1 en anderzijds via een diode D9 met het verbindingspunt van wikkeling L2 en diode D1. Op deze wijze is op de genoemde kollektor een positieve spanning aanwezig. Varieert op nog te verklaren wijze de stroom door 30 diode D8, dan varieert de emitterstroom van transistor Tr5. Een toeneming hiervan, bijvoorbeeld, houdt een verhoging in van de spanning aan de basis van transistor Tr3, waardoor transistor ΤΠ eerder wordt afgeschakeld dan anders het geval was. De eindwaarde van transistor Tr1 is dus lager, met het gevolg dat ook de uitgangsspanningen van de 35 schakeling lager zijn. Door middel van een, een zenerdiode D10 bevattend netwerk dat verbonden is tussen het verbindingspunt van weerstanden R4 en R8 en het verbindingspunt van weerstand R3 en diode D3, is deze * r λ λ i' 2 O O 3 • » PHN 11.470 6 regeling ook afhankelijk van variaties van spanning V0.

Het voorafgaande is de vakman goed bekend en behoeft geen verdere uitleg. Verdere details mogen derhalve onbesproken blijven. Hetzelfde geldt ook voor beveiligingsvoorzieningen tegen overspanningen 5 en -stromen die op bekende wijze zijn uitgevoerd. Voor een beter begrip van de uitvinding worden in figuur 2 enkele geïdealiseerde golfvormen gegeven: figuur 2a toont de variatie als funktie van de tijd van de spanning v over wikkeling L1, dit is dezelfde variatie op een gelijkspanningsniveau na, en wel dat van bron V0, als die van de 10 spanning aan de kollektor van transistor Tr1, en figuur 2b toont de variatie van de stroom i die door wikkeling L1 vloeit.

Op een tijdstip tQ wordt transistor Tr1 afgeschakeld.

Vóór dit tijdstip neemt stroom i lineair toe, terwijl spanning v de waarde -V0 heeft. Na tijdstip tQ stijgt spanning v volgens een 15 sinusfunktie van de tijd, terwijl stroom i volgens een cosinusfunktie varieert. Op een tijdstip t1 bereikt spanning v de waarde nul en is stroom i maximaal. Spanning v blijft stijgen totdat op een tijdstip t2 de waarde wordt bereikt waarvoor de gelijkrichters aan de sekundaire zijde beginnen te geleiden. Is de spanning over kondensator C5 gelijk 20 aan VQ en is de transformatieverhouding van wikkelingen L1 eh L6 gelijk aan n:1, dan blijft spanning v na tijdstip t2 gelijk aan nVQ, terwijl stroom i lineair afneemt en wel totdat op een tijdstip t0 de waarde nul wordt bereikt. Na tijdstip t2 zijn de gelijkrichters stroomloos terwijl spanning v daalt volgens een sinusfunktie met 25 dezelfde resonantiefrekwentie als tussen tijdstippen tQ en t2, maar met een lagere topwaarde, zijnde nVQ,terwijl stroom i negatief wordt. Stroom i vloeit naar kondensator C7 en varieert volgens een cosinusfunktie. Hierdoor zou zonder verdere maatregelen in wikkeling L2 een stroom worden veroorzaakt die via diode D1 naar de basis van 30 transistor Tr1 zou vloeien. Uit figuren 1 en 2a blijkt dat hierdoor transistor Tr1 in geleiding zou worden gebracht op een na tijdstip t3 gelegen tijdstip waarop de som van de spanning over wikkeling L2 en de spanning over kondensatoren C1 en C4 lager wordt dan de basis-emitterdrempelspanning van de transistor. Dit tijdstip is gelegen kort 35 na tijdstip t0 voordat spanning v nul wordt, dat wil zeggen dat bij het inschakelen de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 een weinig lager zou zijn dan de waarde V0 + nVQ.

85C2339 # * ?HN 11.470 7

Op bekende wijze worden de uitschakelverliezen van transistor Tri verminderd door het in de basisleiding opnemen van zeifinduktie L3. Hierdoor worden de overtollige ladingsdragers van de transistor langzaam verwijderd terwijl de kollektorstroom blijft vloeien 5 en wel tot het moment dat de transistor uit verzadiging raakt, wat een zeer snelle afneming tot nul van de kollektorstroom tot gevolg heeft.

Voor het inschakelen blijkt uit het voorafgaande dat zonder verdere maatregelen de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 bij het inschakelen vrij hoog is, wat een aanzienlijke schakeldissipatie in 10 transistor Tr1 en in weerstand R7 veroorzaakt. Voor het verminderen van de inschakelverliezen bevat de schakeling van figuur 1 een npn-transistor Tr3 waarvan de emitter aan het verbindingspunt van kondensator C1 en wikkeling L2 ligt en waarvan de kollektor via een diode D11, die dezelfde geleidingsrichting heeft als de kollektor-15 emitterweg van transistor Tr3, verbonden is met de basis van transistor -Tr2. Een wikkeling L8 van transformator T is verbonden enerzijds met de emitter van transistor Tr3 en anderzijds met een integreernetwerk dat bestaat uit een weerstand R11 en een kondensator C9, waarbij deze kondensator tussen weerstand R9 en de genoemde emitter staat. Het 20 verbindingspunt van kondensator C9 en weerstand R11 is via een begrenzingsweerstand R12 verbonden met de basis van transistor Tr3. De wikkelzin van wikkeling L8 is zodanig dat de spanning aan het verbindingspunt met weerstand R11 dezelfde polariteit heeft als de in figuur 2a aangegeven spanning, dat wil zeggen dat de beschouwde spanning 25 negatief is voor tijdstip t1 en positief er na. Onder deze omstandigheden heeft de spanning v' over kondensator C9, die evenredig is met de integraal van de spanning aan het laatst genoemde verbindingspunt, hetzelfde tijdsverloop als stroom i in figuur 2a, maar de hieraan tegengestelde polariteit. Stroom i is immers evenredig met 3C de integraal van spanning v.

Figuur 2c toont het verloop van spanning v'. Omdat zowel de spanning over wikkeling L8 als de stroom door kondensator C9 over een periode van de oscillatie een gemiddelde waarde van nul hebben, is de gemiddelde waarde van spanning v' ook nul. Dit houdt in dat spanning v' 35 van polariteit omkeert en positief wordt op een tijdstip tg dat eerder gelegen is dan tijdstip t-j. De tijdkonstante van het RC-netwerk, R11 C9 is zo gekozen dat spanning v' na tijdstip t-j de waarde overschrijdt 8502 3 3 9 * PHN 11.470 8 van de basis-emitterdrempelspanning van transistor Tr3. Hieruit blijkt dat deze transistor na tijdstip tg geleidt en transistor Tri gesperd houdt op dezelfde wijze als transistor Tr4 bij tijdstip tQ dat doet en wel doordat transistor Tr2 geleidt. Omdat de basis van transistor Tr1 5 via de geleidende transistor Tr2 een negatieve spanning draagt terwijl de spanning aan de basis van transistor Tr3 positief is, zou door de basis-kollektordiode van transistor Tr3 stroom vloeien, wat een vervorming van de golfvormen zou veroorzaken. Dit wordt voorkomen door diode D11.

10 Op een tijdstip t^, dat een vierde van de periode van de resonantie met wikkeling L1 en kondensator C7 later ligt dan tijdstip tg, wordt spanning v nul terwijl stroom i een minimum bereikt, en op een tijdstip tg bereikt spanning v een minimum terwijl stroom i opnieuw nul en vervolgens positief wordt. Tijdstippen tg en tg 15 liggen symmetrisch ten opzichte van tijdstip t^, zodat de minimale waarde van spanning v nagenoeg gelijk is aan -nVQ terwijl de minimale waarde van de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 nagenoeg gelijk is aan νβ - nVQ. Vanwege de symmetrie wordt na tijdstip tg spanning v' lager dan de drempelspanning van transistor Tr3, waardoor 20 deze gesperd raakt. De spanning aan de basis van transistor Tr2 wordt positief, waardoor ook deze transistor gesperd raakt, met het gevolg dat transistor Tr1 in geleiding komt. De spanning aan de kollektor hiervan wordt dan nagenoeg nul en derhalve wordt spanning v geljk aan -Vq.

Deze toestand blijft gehandhaafd terwijl stroom i lineair toeneemt, / 25 totdat onder invloed van de regeling transistor Tr1 opnieuw wordt gesperd en wel op een tijdstip t? dat een periode van de oscillatie later ligt dan tijdstip tQ, waarna het beschreven verloop zich herhaalt.

üit het voorafgaande blijkt dat door de werking van 30 transistor Tr3 het inschakeltijdstip van transistor Tr1 wordt vertraagd tot het tijdstip tg waarop de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 minimaal is, hetgeen een aanzienlijke energiebesparing inhoudt en gunstig is voor de levensduur van de transistor. Ten gevolge hiervan kan van een bekende maatregel voor het enigszins verminderen van de 35 inschakelverliezen worden afgezien, te weten het kiezen van een lage waarde voor de kapaciteit van kondensator C7 die parallel staat een wikkeling L1. Omdat deze kapaciteit nu hoger is dan bij de bekende g ” Λ n '? γ ï · :iv -0 -y — J 0 *2> ?HN 11.470 9 * stand van de techniek het geval is, wordt ook een vermindering van de afschakelverliezen verkregen doordat de afschakelduur korter is, terwijl de rescnantiefrekwentie van de kring met wikkeling L1 lager wordt, waardoor minder hoogfrekwente straling wordt veroorzaakt. Er treden bij 5 het afschakelen van transistor Tr1 parasitaire trillingen op aan de kollektor met een kleinere amplitude en een lagere frekwentie dan anders het geval was, zodat van de klemschakeling met diode D7 in de meeste gevallen kan worden afgezien.

Het zal duidelijk zijn dat de vertraging vrij nauwkeurig 1C moet zijn, aangezien spanning v voor en na tijdstip tg hoger is dan de minimale waarde op dit tijdstip. In dit opzicht wordt een verbetering verkregen door het aanbrengen van twee dioden D12 en D13 in serie met dezelfde geleidingsrichting, waarbij het verkregen netwerk parallel staat aan kondensator C9 en waarbij de anode van diode D12 verbonden is 15 met het verbindingspunt van elementen R11, R12 en C9. Hierdoor is de maximale waarde op tijdstip t^ van spanning v' ongeveer gelijk aan tweemaal een diodedrempelspanning, dit is ongeveer 1,4 V. De maximale waarde van de basis-emitterspanning van transistor Tr3 is dus gelijk aan één drempelspanning en wel gedurende een bepaald tijdinterval dat 20 voor tijdstip t^ begint en na dit tijdstip eindigt. De schakeling kan op zodanige wijze worden gedimensioneerd dat dit interval met de tijd tussen tijdstippen tg en tg nagenoeg samenvalt. In een uitvoering van de vertragingsschakeling waren de waarden van weerstanden R11 en R12 ca. 8,2 respektievelijk 2,2 k CL , terwijl de kapaciteit van kondensator 25 C9 ca. 4,7 nF was, waarbij de frekwentie van de oscillatie, dit is het omgekeerde van de periode tussen tijdstippen tQ en t^, tussen 25 en 60 kHz kon variëren. Het zou ook worden opgemerkt dat het inschakeltijdstip van transistor Tr1 niet ingesteld kan worden op tijdstip tg door middel van een gelijkspanningsniveau in de 30 basisleiding van de transistor, waardoor op het eerste gezicht een vertraging kan worden verkregen. Een dergelijk niveau zal namelijk zo hoog moeten zijn dat de voedingsschakeling in belaste toestand geen behoorlijke uitgangsspanning zou kunnen opbouwen daar de geleidingstijden van transistor Tr1 zeer kort zouden zijn ten opzichte 35 van de periode van de oscillatie. Een vertragingsschakeling zoals beschreven is dus een betere oplossing. Tussen de mogelijke uitvoeringen daarvan verdient die van figuur 1, te weten met integratie, de voorkeur

, w' i V J

.. .3 % PHN 11.470 10 omdat spanning v' een afbeelding is, op de polariteit na, van stroom i, zodat het maximum van spanning v' op tijdstip t^ optreedt, waardoor de geleidingstijd van transistor Tr3 symmetrisch is ten opzichte van dit tijdstip.

5 De voorafgaande beschrijving geldt voor het geval dat de dimensionering van de voedingsschakeling zodanig is dat spanning Vg lager is dan nVQ, in welk geval de minimale waarde van de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 vlak voor het inschakelen van de transistor positief is. In het tegenovergestelde geval wordt de 10 genoemde spanning nul op een tijdstip dat vroeger ligt dan tijdstip tg, waarna een terugwaartse stroom door de basis-kollektordiode van transistor Tr1 vloeit, terwijl de genoemde spanning negatief is. Op tijdstip tg wordt deze stroom op dezelfde wijze als boven is beschreven, afgeschakeld. Zo nodig kan parallel aan de kollektor-15 emitterweg van transistor Tr1 een diode worden aangebracht met de aan deze weg tegengestelde geleidingsrichting, welke diode door de terugwaartse stroom wordt doorlopen. Om te verzekeren dat door de transistor geen terugwaartse stroom vloeit, kan een diode in serie met de transistor en met dezelfde geleidingsrichting als deze worden 20 aangebracht, waarbij de antiparalleldiode tussen het verbindingspunt van de seriediode met wikkeling L1 en massa staat. Het zal worden opgemerkt dat de door de terugwaartse stroom veroorzaakte dissipatie in dit geval kleiner is, daar de spanning aan de kollektor op een lage waarde wordt vastgehouden door de geleidende antiparalleldiode, dan de door de 25 voorwaartse stroom in figuur 2 veroorzaakte dissipatie die vele malen groter is, namelijk evenredig met ^ Chr en met de frekwentie van de oscillatie. Hierbij is C de kapaciteit die effektief parallel staat aan transistor Tr1. Bovendien gaat de genoemde terugwaartse stroom terug naar bron Vg.

30 Op een sekundaire wikkeling L9 van transformator T is de serieschakeling aangesloten van een diode D14 en een kondensator C10, waarbij de anode van diode D14 verbonden is met het niet met masssa verbonden uiteinde van wikkeling L9. Een uiteinde van een verdere sekundaire wikkeling L10 van transformator T die meer windingen heeft 35 dan wikkeling L9 is verbonden met het verbindingspunt van diode D14 en kondensator C10 en het andere uiteinde is verbonden met de katode van een thyristor Th. De anode van thyristor Th ligt aan massa. Parallel 8 o 0 2 3 o 9 « >· PHN 11.470 11 aan kondensator C10 staat een serieschakeling gevormd door de emitter-kollektorweg van een pnp-transistor Tr6, door een diode 015 en door een uit twee weerstanden R13 en R14 bestaande spanningsdeler. De emitter van transistor Tr6 is aangesloten op de ingang van een 5 serieregelschakeling S waarvan de uitgangsspanning afgevlakt wordt door middel van een kondensator Cl 1. Parallel aan kondensator C11 staat de serieschakeling van de emitter-kollektorweg van een pnp-transistor Tr7, van een weerstand R15 en van de reeds genoemde lichtemitterende diode D8. De basis van een npn-transistor Tr8 is verbonden met het 10 verbindingspunt van weerstanden R13 en R14, terwijl de kollektor met de basis van transistor Tr7 en met een weerstand R16 en de emitter met de katode van een anderzijds aan massa liggende zenerdiode D16 verbonden is. Weerstand R16 is anderzijds aangesloten op de uitgang van schakeling S. Een diode D17 is opgenomen tussen de kollektor van 15 transistor Tr6 en de katodepoort van thyristor Th met dezelfde geleidingsrichting als transistor Tr6 en tussen de basis van transistor Tr8 en de kollektor van transistor Tr7 is een RC-serienetwerk R17, C12 opgenomen. Ten slotte verbindt een weerstand R18 de basis van transistor Tr6 met een klem A.

20 In de normale werktoestand geleidt transistor Tr6 niet doordat klem A, hetzij niet, hetzij met een positieve spanning wordt verbonden. Diode D17 geleidt ook niet en derhalve thyristor Th ook niet. Daardoor blijft wikkeling L10 stroomloos en kondensator C10 draagt een gelijkspanning van bijvoorbeeld ongeveer 7 V die door middel 25 van diode D14 van de spanning over wikkeling L9 is afgeleid. Over kondensator C11 staat een spanning van bijvoorbeeld 5 V ten behoeve van een mikroprocessor in het bedieningsgedeelte van de ontvanger en ten behoeve van een afstandsbediening. Ook transistoren Tr7 en Tr8 blijven gesperd.

30 Voor de regeling van de uitgangsspanningen van de

voedingsschakeling is deze voorzien van een verdere sekundaire wikkeling Lil van transformator T, van een gelijkrichter D18 en van een afvlakkondensator C13. Door middel van een parallel aan kondensator C5 staande spanningsdeler, die uit weerstanden R19, R20, R21 en R22 35 bestaat, wordt de basis van een npn-transistor Tr9, die met het verbindingspunt van weerstanden R20 en R21 verbonden is, op een gelijkspanning ingesteld die evenredig is met de uitgangsspanning V

/e* -m A

-,χ » .

PHN 11.470 12 over kondensator C5. De emitter van transistor Tr9 is met zenerdiode D16 verbonden. Door middel van transistor Tr9 wordt de spanning aan de basis vergeleken met de spanning van diode D16. Het gemeten verschil bepaalt de kollektorstroom van een pnp-transistor Tr10, waarvan de 5 emitter met kondensator C13 en de kollektor via een weerstand R23 met de anode van diode D8 verbonden is, en bijgevolg de stroom door diode D8 en derhalve de emitterstroom van transistor Tr5. Neemt bijvoorbeeld de uitgangsspanning toe als gevolg van een afnemende belasting en/of als gevolg van een toeneming van spanning Vg, dan neemt de kollektorstroom 10 van transistor Tr9 en derhalve de regelstroom door diode D8 ook toe.

Op de reeds verklaarde wijze veroorzaakt deze toeneming een vermindering van de geleidingsduur van transistor Tr1, wat de verhoging van de uitgangsspanning tegenwerkt. Tussen de basis en de kollektor van transistor Tr10 is een RC-serienetwerk R24, C14 opgenomen voor het 15 verminderen bij hoge frekwentie van de lusversterking en het aldus verbeteren van de stabiliteit van de regeling. Een diode D19 die aangebracht is tussen kondensator C6 en het verbindingspunt van weerstanden R19 en R20 zorgt voor een beveiliging voor het geval dat diode D5, met behulp waarvan de hoogste uitgangsspanning VQ wordt 20 opgewekt, defekt raakt. In dit geval, waarin diode D5 onderbroken wordt, wordt de spanning over kondensator C5 nul. De regeling tracht dan deze spanning te verhogen : dit wordt voorkomen doordat diode D19 gaat geleiden, zodat nu de spanning over kondensator C6 wordt geregeld.

Door het verbinden van klem A met massa wordt de 25 voedingsschakeling van figuur 1 in de wachttoestand gebracht waarin de meeste delen van de televisie-ontvanger zeer weinig voedingsenergie toegevoerd krijgen. Nu gaat transistor Tr6 geleiden, waardoor via diode D17 stroom vloeit naar de katodepoort van thyristor Th die ook gaat geleiden, terwijl zoals nader wordt verklaard diode D14 gesperd wordt.

30 Door diode D15 vloeit stroom naar de basis van transistor Tr8 die in geleiding wordt gebracht, waardoor ook transistor Tr7 geleidend wordt.

De verhoging van de spanning aan de kollektor van transistor Tr7 wordt door het netwerk R17, C12 doorgegeven aan de basis van transistor Tr8. Transistoren Tr7 en Tr8 vormen dus een monostabiele multivibrator die in 35 de bereikte toestand blijft gedurende een tijd die onder andere door de tijdkonstante van netwerk R17, C12 wordt bepaald, dit zelfs nadat de spanning over kondensator C10 laag is geworden. Door middel van 8502339 PHN 11.470 13 transistor Tr8 wordt een deel van spanning V1 vergeleken met de spanning van zenerdiode D1S. Het gemeten verschil bepaalt de kollektorstroom van transistor Tr7, welke stroom door diode D8 vloeit. Het gedeelte van de schakeling met wikkeling L10 maakt dus deel uit van 5 een regellus voor het nagenoeg konstant houden van spanning V^, welke regellus in werking wordt gesteld door de omschakeling naar de wachttoestand door middel van klem A.

Het aantal windingen van wikkeling L10 is zodanig gekozen dat gedurende de wachttoestand de uitgangsspanningen van de 10 voedingsschakeling, dat wil zeggen de van de overige sekundaire wikkelingen 1.6 , L7 en L11 afgeleide gelijkspanningen, worden gereduceerd tot lage waarden waarbij in de belastingen weinig vermogen wordt gedissipeerd. Dit kan worden verduidelijkt aan de hand van de volgende getallen. Hebben wikkelingen L6, 1,7, L9 en L10 bijvoorbeeld 44, 15 respektievelijk 7; 2 en 15 windingen en is in de werktoestand de spanning VQ over kondensator C5 ongeveer 140 V, dan is de spanning 140 y 7 over kondensator C6: 44'" = 22,3 V; de spanning over 14Ω v 7 kondensator C10: — 44 -= 6,4 V en een van wikkeling L10 door gelijkrichtmg afgeleide gelijkspanning: —y-p—- = 20 47,7 V. Wordt in de wachttoestand spanning V1 op 8 V gehouden, dan zou een van wikkeling L9 door gelijkrichting afgeleide gelijkspanning: - 1,1 V zijn, waaruit blijkt dat diode D 14 gesperd is, O y 7 en is de spanning over kondensator C6: —= 3,7 V, terwijl g y 44 de spanning over kondensator C5: = 23,5 V is. Deze 25 laatste twee waarden zijn zo laag dat een op kondensator C6 aangesloten synchroniseerschakeling en een op kondensator C5 aangesloten lijnafbuigschakeling niet naar behoren kunnen werken, wat een zeer laag verbruik veroorzaakt. De uitgangsspanningen zijn naar evenredigheid gereduceerd en de verschillende belastingen behoeven niet te worden 30 afgeschakeld, terwijl de spanning over kondensator C11 nagenoeg dezelfde waarde heeft als in de werktoestand.

Onder deze omstandigheden wordt door de werking van de regeling de geleidingstijd van transistor TR1, dit is in figuur 1 het tussen tijdstippen t5 en t7 gelegen interval, steeds korter nadat 35 naar de wachttoestand omgeschakeld is. Deze geleidingstijd heeft echter een minimum dat wordt bepaald door de opslagtijd van de ladingsdragers in transistor Tri. Gedurende deze tijd, die bijvoorbeeld onder ongeveer ;; v 2 o o 9 ΡΗΝ 11.470 14 ψ 3 a 5^us niet kan komen, stijgt de kollektorstroom van deze transistor tot een piekwaarde die van de genoemde tijd en ook van spanning Vg afhangt en die evenals de opslagtijd onderhevig is aan door toleraties veroorzaakte variaties. Vanwege deze stroom wordt in 5 transformator T meer energie opgeslagen dat er wordt afgenomen, waardoor de uitgangsspanningen weer willen stijgen na laag te zijn geweest. Dit wordt echter belet door de regeling: door diode D8 wordt hierdoor een zo grote regelstroom veroorzaakt dat transistor Tr1 wordt uitgeschakeld en in de spertoestand blijft doordat transistor Tr4 vanwege de grote.

10 emitterstroom van transistor Tr5 voortdurend in geleiding blijft. In de wachttoestand heeft transistor Tr5 een kollektorspanning via weerstand R9. Nu nemen de uitgangsspanningen en ook de regelstroom weer af doordat kondensator C5, C6, C10 en C13 zich ontladen en wel totdat spanning een waarde bereikt waarvoor de voedingsspanningsschakeling opnieuw 15 aanloopt. Transistor Tr1 komt in geleiding op de reeds beschreven wijze met het gevolg dat de kondensatoren aan de sekundaire zijde van transformator T weer worden geladen. Door thyristor Th vloeit een intermitterende stroom, waardoor de spanning over kondensator C10 een niveau bereikt waarbij transistor Tr8 wederom in geleiding wordt 20 gestuurd, wat de regellus herstelt. Daarna herhaalt het beschreven proces zich.

Uit het voorafgaande blijkt dat in de wachttoestand de voedingsschakeling van figuur 1 zich in een toestand bevindt waarin een periodiek onderbroken oscillatie wordt opgewekt (in het Engels: een 25 burst mode), in welke toestand door transistor Tr1 zeer korte stroom-impulsen vloeien terwijl de sekundaire spanningen toenemen, waarna de transistor gesperd is terwijl de sekundaire spanningen langzaam afnemen. Het voordeel van een dergelijke oscilleerwijze is dat het rendement dan gunstig is. Om te verzekeren dat in de wachttoestand de 30 voedingsschakeling op de beschreven wijze blijft oscilleren, dat wil zeggen niet komt in een kontinue toestand, is de monostabiele multivibrator met transistoren Tr7 en Tr8 aangebracht waarmee een hysterese wordt verkregen. Vanwege de hysterese wordt transistor Tr7 enige tijd in geleiding gehouden, in welke tijd door diode D8 een grote 35 stroom blijft vloeien, waardoor transistor Tr1 gesperd blijft, terwijl de uitgangsspanningen afnemen. Voor de verkregen oscillatie is in de praktijk een lage frekwentie van ongeveer 100 Hz gevonden. Met behulp 3,5 0 2 3 3 0 PHN 11.470 15 van schakeling S wordt voor de spanning tfver kondensator C11 een nagenoeg konstante spanning verkregen.

Het zal duidelijk zijn dat voor de beschreven schakeling varianten te bedenken zijn die niet buiten het kader vallen van de 5 uitvinding. Dit geldt bijvoorbeeld voor transistor Tr1 die door een gelijkwaardige vermogensschakelaar, bijvoorbeeld een poortbestuurde schakelaar, vervangen kan worden. Dit geldt ook voor veel schakeltechnische details, bijvoorbeeld de schakelingen voor het uitschakelen van transistor Tr1 of voor het inschakelen van deze 10 transistor. Voor het op het gewenste tijdstip inschakelen van transistor Tr1 is in het voorafgaande gebruik gemaakt van wikkeling L8 waardoorheen een stroom vloeit met een soortgelijk verloop als de stroom i door wikkeling L1. Omdat stroom i tussen tijdstippen t-j en tg door de parallelkondensator vloeit, kan op andere wijze een afbeelding van deze 15 stroom worden verkregen, bijvoorbeeld doordat deze kondensator via een kleine weerstand met massa is verbonden, waarbij de spanning over de weerstand de gewenste afbeelding is.

Het zal worden opgemerkt dat de maatregel van het verminderen van de inschakelverliezen van de vermogensschakelaar doordat 20 het inschakelen wordt vertraagd tot het tijdstip waarop de spanning over de schakelaar minimaal is, op soortgelijke wijze als hierboven kan worden toegepast bij niet oscillerende voedingsspanningsschakelingen. Figuur 3 toont op zeer schematische wijze een dergelijke schakeling, waarbij slechts dezelfde elementen Tr1, L1, L6, D5, C5 en C7 als in 25 figuur 1 zijn aangegeven. In figuur 3 wordt met behulp van een astabiele multivibrator M een blokvormige stuurspanning toegevoerd aan de basis van transistor Tr1. Hiervoor krijgt multivibrator M twee trekkerimpulsen PI en P2 toegevoerd, waarbij de voorflank van impuls P1, waarvan de tijdspositie door een regelschakeling wordt bepaald, het uitschakelen 30 van transistor Tr1 inleidt en waarbij de voorflank van impuls P2 het inschakelen inleidt. Omdat onder dezelfde omstandigheden als in figuur 1 dezelfde golfvomrne als in figuur 2 ook voor de schakeling van figuur 3 gelden, kan impuls P2 met dezelfde middelen als in figuur 1 worden opgewekt voor het korstondig doen geleiden van een schakelaar met 35 dezelfde funktie als transistor Tr3 in figuur 1. Een variant van deze maatregel, die ook bij de schakeling van figuur 1 kan worden toegepast, is het toepassen van een niveaudetektor voor het bepalen van het

v v J i. v v J

PHN 11.470 16 tijdstip waarop de spanning aan de kollektor van transistor Tr1 bij het dalen daarvan na tijdstip t^ nagenoeg de waarde Vg - nVQ bereikt en voor het vertragen van het inschakelen tot dit tijdstip. Op andere wijze kan de voorflank van impuls P2 worden opgewekt op het tijdstip 5 waarop de golfvorm van figuur 2c onder een vooraf bepaald niveau komt.

250 2 3 3 9

Claims (9)

1. Geschakelde voedingsspanningsschakeling voor het omzetten van een ingangsgelijkspanning in een uitgangsgelijkspanning, bevattende een stuurbare vermogensschakelaar in serie met de primaire wikkeling van een transformator, waarbij de gevormde serieschakeling gekoppeld is met 5 de klemmen van de ingangsspanning, welke transformator een sekundaire wikkeling heeft waarmee een gelijkrichter gekoppeld is voor het beschikbaar stellen van de uitgangsspanning,waarbij bij stroomloze schakelaar en gelijkrichter de primaire wikkeling deel uitmaakt van een resonantiekring en waarbij met een stuurelektrode van de schakelaar een, 10 een vertragingsnetwerk bevattende stuurschakeling verbonden is voor het telkens inleiden van het uitschakelen van de schakelaar, waarna de spanning over de schakelaar naar een bepaalde waarde stijgt en nagenoeg deze waarde aanhoudt, waarna de genoemde spanning volgens een trilling met de resonantiefrekwentie daalt, en voor het telkens inleiden van het 15 inschakelen van de schakelaar, waarna de spanning over de schakelaar nagenoeg nul is, met het kenmerk dat het vertragingsnetwerk gekoppeld is met de stuurelektrode van de vermogensschakelaar voor het telkens instellen van het inschakelen van deze schakelaar op een tijdstip dat nagenoeg een halve periode van de resonantiefrekwentie later ligt dan 20 het begintijdstip van de daling van de spanning over de schakelaar tijdens de voorafgaande spertijd hiervan.

2. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 1, met het kenmerk dat het uitgangssignaal van het vertragingsnetwerk een spersignaal is voor de vermogensschakelaar na het spertijdstip van de 25 gelijkrichter.

3. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 1, waarbij het vertragingsnetwerk gekoppeld is met een stuurelektrode van een tweede schakelaar die telkens aan het eind van de geleidingstijd van de vermogensschakelaar geleidend is voor het inleiden van het uitschakelen 30 hiervan, gekenmerkt door middelen voor het telkens in geleiding brengen van de tweede schakelaar nagenoeg op het begintijdstip van de daling van de spanning over de vermogensschakelaar en voor het vervolgens houden van de tweede schakelaar in de geleidingstoestand gedurende nagenoeg een halve periode van de resonantiefrekwentie na het genoemde tijdstip.

4. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 3, met het kenmerk dat het vertragingsnetwerk gekoppeld is met een derde schakelaar die geleidend is voor het houden van de tweede schakelaar in 350 2 3 : i -^ PHN 10.470 18 de geleidingstoestand.

5. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 1, waarbij het vertragingsnetwerk aangesloten is op een verdere sekundaire wikkeling van de transformator, met het kenmerk dat in werking de 5 spanning aan het verbindingspunt van het vertragingsnetwerk met de genoemde verdere sekundaire wikkeling dezelfde polariteit heeft als de spanning aan het verbindingspunt van de primaire wikkeling met de vermogensschakelaar.

6. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 5, met het 10 kenmerk dat parallel aan de uitgang van het vertragingsnetwerk een serieschakeling staat van twee dioden die dezelfde geleidingsrichting hebben als de ingangsdiode van de als transistor uitgevoerde derde schakelaar.

7. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 4, met het 15 kenmerk dat de stuurschakeling tevens een tweede vertragingsnetwerk bevat voor het telkens inleiden van het inschakelen van de vermogensschakelaar, welk tweede vertragingsnetwerk aangesloten is op een punt van een verdere sekundaire wikkeling van de transformator dat in werking een spanning draagt die ten opzichte van de spanning aan het 20 verbindingspunt van de primaire wikkeling met de vermogensschakelaar de tegengestelde polariteit heeft, waarbij het tweede vertragingsnetwerk gekoppeld is met de stuurelektrode van de tweede schakelaar via een vierde schakelaar die geleidend is voor het sperren van de vermogensschakelaar.

8. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 7, met'het kenmerk dat met de stuurelektrode van de tweede schakelaar een aanloopweerstand en met een stuurelektrode van de vierde schakelaar een regelcircuit voor het nagenoeg konstant houden van de uitgangsspanning verbonden zijn.

9. Voedingsspanningsschakeling volgens conclusie 4, met het kenmerk dat een diode opgenomen is in serie met de derde schakelaar in de stuurleiding van de tweede schakelaar, welke diode dezelfde geleidingsrichting heeft als de derde schakelaar. 850 2 33Ê