JPS6248264A - スイツチド−モ−ド電源回路 - Google Patents

スイツチド−モ−ド電源回路

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JPS6248264A
JPS6248264A JP61197445A JP19744586A JPS6248264A JP S6248264 A JPS6248264 A JP S6248264A JP 61197445 A JP61197445 A JP 61197445A JP 19744586 A JP19744586 A JP 19744586A JP S6248264 A JPS6248264 A JP S6248264A
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switch
transistor
power supply
circuit
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JP61197445A
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アントニウス・アドリアヌス・マリア・マリヌス
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Koninklijke Philips NV
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Philips Gloeilampenfabrieken NV
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は直流入力電圧を直流出力電圧に変換するための
スイッチド−モード電源回路にあって、変成器の一次巻
線に直列に配置される可制御パワースイッチを具えてお
り、斯くして形成される直列回路を入力電圧端子に結合
させ、前記変成器の二次巻線には出力電圧を発生させる
だめの整流器を結合させ、前記パワースイッチ及び整流
器が電流を通さない時には前記一次巻線が共振回路の一
部を形成し、遅延回路網を含む駆動回路を前記パワース
イッチの制御電極に接続して、前記パワースイッチのタ
ーン・オフを開始させ、その後前記パワースイッチの両
端間の電圧が所定値にまで増大して、この増大値をほぼ
維持し、その後に前記電圧が共振周波数を有する発振に
従って低下し、・この電圧低下の度毎に前記パワースイ
ッチのターン・オンを開始させ、その７＆　ＡＭパワー
スイッチの両端間の電圧がほぼ０となるようにしたスイ
ッチド−モード電源回路に関するものである。
斯種の電源回路は米国特許第４，１８３，０８０号明細
書から既知である。これに記載されている電源回路は自
励発振回路であり、この回路ではパワースイッチ（スイ
ッチングトランジスタ）用の駆動回路に変成器の二次巻
線を設け、この二次巻線を正帰還で一次巻線に結合させ
ている。前記二次巻線とトランジスタのベースとの間に
は、トランジスタを導通させ、かつこの導通状態を維持
させる回路網を設けている。トランジスタをターン・オ
フさせるために、前記駆動回路は同じ巻線に接続される
遅延回路網と、主通路がスイッチングトランジスタのベ
ース−エミッタダイオードと並列に配置される駆動トラ
ンジスタとを具えている。遅延回路網によって決定され
る瞬時には駆動トランジスタが導通するため、スイソチ
ングトランジスタは直ちに非導通となる。このように、
スイッチングトランジスタのターン・オフ時の損失は、
特にそのターン・オフ過程の期間が短くなるために低減
される。駆動トランジスタの導通期間は極めて短く、ま
た変成器の一次巻線は寄生容量と相俟って共振回路を構
成する。
本発明は斯種の電源回路に、パワースイッチのターン・
オン時の損失を低減させるために前記従来回路に用いら
れる手段と同様な手段を用いることができると云う認識
に基いて成したものである。
これがため、本発明による電源回路は、前記遅延回路網
を前記パワースイッチの制御電極に結合させて、前記パ
ワースイッチの先のカット・オフ時間中に該パワースイ
ッチの両端間の電圧が低下し始める瞬時から共振周波数
のほぼ２サイクル後の瞬時に前記パワースイッチをター
ン・オンさせるべく調整するようにしたことを特徴とす
る。
このようにすることによりパワースイッチは、このスイ
ッチの両端間の電圧が非常に高くなった後の最小値とな
る瞬時にターン・オンし始める。
従って本発明によれば、回路の特性、即ち前記米国特許
における回路の場合における正帰還によって決定される
瞬時にターン・オンを行わせる従来回路（ターン・オン
時の電力消費を低くするために前記瞬時を慎重に選定し
ていない）に較べてターン・オン時の損失が著しく低減
される。
遅延回路を第２スイッチの制御電極に結合させ、この第
２スイッチを前記パワースイッチの導通期間の終りに導
通させて、前記パワースイッチのターン・オフを開始さ
せるようにする給電回路においては、前記パワースイッ
チの両端間の電圧が低下し始める瞬時毎に前記第２スイ
ッチをほぼ思通せしめ、かつ前記瞬時以降の共振周波数
のほぼ２サイクルの期間中前記第２スイッチを導通状態
に維持させるようにするのが有利である。このようにす
れば、第２スイッチとして廉価なものを用いることがで
きる。
本発明による駆動回路における遅延回路網の目的はター
ン・オン瞬時を遅延させることにあるため、斯かる遅延
回路網は前記米国特許における場合と同じように接続す
ることはできない。遅延回路を変成器の別の二次巻線に
接続するようにした電源回路においては、動作中に前記
遅延回路網と前記変成器の別の巻線との接続点における
電圧の極性が、前記変成器の一次巻線と前記パワースイ
ッチとの接読点における電圧の極性と同じとなるように
するのが好適である。
以下図面につき本発明を説明する。
第１図の自励発振電源回路はｎｐｎパワースイッチング
トランジスタＴｒ、を具えており、このトランジスタの
コレクタは変成器Ｔの一次巻線Ｌ１に接続し、エミッタ
は接地する。巻線Ｌ１の他端は安定化してない電源電圧
ＶＢの正の線路に接続し、この電圧源の負の線路は接地
する。斯かる電圧源は例えば主電源整流器のようなもの
とする。一端がトランジスタＴｒ、のベースに接続され
、他端が接地されるトランジスタＴｒ、のターン・オン
通路はコンデンサＣ１、変成器Ｔのフィードバンク巻線
Ｌ２、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１を具えている。トラ
ンジスタＴｒ、の導通期間中に流れるベース電流はコン
デンサＣ１間に負電圧を発生する。同じくトランジスタ
Ｔｒ、のベースに接続されるトランジスタＴｒ。
のターン・オフ通路は、コンデンサＣ１と、ベース−エ
ミッタ抵抗Ｒ２を有しているｎｐｎ　トランジスタＴｒ
ｚのエミッターコレクタ通路と、インダクタンスＬ３と
を具えている。ターン・オフ時にトランジスタＴｒ＋の
逆方向ベース電流が素子Ｃ１，Ｔｒ、、及びＬ３を経て
流れるため、ｍｌｌｌｉ期間中にこのトランジスタに蓄
積された電荷は除去される。所定の情況下にてトランジ
スタＴｒ＋　の順方向ベース電流が流れる時間が、コン
デンサＣ１間に十分な一定電圧を設定するのに短か過ぎ
る場合には、変成器Ｔの別の巻線Ｌ４とダイオードＤ２
を用いてコンデンサＣＩに対する負電圧を発生させる。
第１図では変成器Ｔの巻線の巻回方向を黒点によって示
しである。
変成器Ｔの巻線Ｌ５の一端はダイオードＤ３に接続し、
他端は抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２との直列回路網に接続
する。巻線Ｌ５のを凹方向及びダイオードＤ３の導通方
向は、トランジスタＴｒ、の導通期間中にコンデノナＣ
２用の充電電流が抵抗Ｒ３を経て流れるような方向とす
る。コンデンサＣ２の他端はコンデンサＣ１と、巻線Ｌ
２と、トランジスタＴｒｚのコレクタとの接続点に接続
する。この接続点に現われる直流電圧レベルに関連して
、コンデンサ０２間にはのこぎり波状の電圧が発生し、
この電圧はＲＣ並列回路網旧、　Ｃ３を経てｎｐｎ　ト
ランジスタＴｒ、のベースに供給される。トランジスタ
Ｔｒ４のエミッタは上記接続点に接続し、またコレクタ
はトランジスタＴｒｚのベースに接続する。所定の瞬時
にトランジスタＴｒａのベース電圧は、このトランジス
タが導通する電圧値にまで達する。このような電圧値に
達すると、トランジスタＴｒ２　も導通ずる。このトラ
ンジスタのエミッタ電圧はコンデンサＣ１間に現われる
約−５Ｖの負電圧とほぼ同じ値をとり、この電圧により
トランジスタＴｒ、のターン・オフが開始する。トラン
ジスタＴｒ、が非導通状態にある期間中にはコンデンサ
Ｃ２が抵抗Ｒ５、ダイオードＤ４及び巻線Ｌ４を経て放
電すると共にトランジスタＴｒ２を経て逆電流が流れ、
この電流は抵抗Ｒ１を流れ、かつダイオードＤＩに並列
に配置されるコンデンサＣ４を経ても流れる。
電源ｖＩｌの正の線路とトランジスタＴｒｚのへ一スと
の間には抵抗値の高い始動抵抗Ｒ６を配置する。
回路をスイッチ・オンさせると、抵抗Ｒ６及びＲ２を経
て電流が流れ、この電流はコンデンサＣ４及び巻線Ｌ２
にも流れるため、変成器Ｔにはエネルギーが蓄積される
。この電流のためにトランジスタＴｒ。
のベース電圧は、このトランジスタが導通ずる電圧値に
達するまで増大する。また、正規の動作期間中にも電流
が抵抗Ｒ６を経て流れるが、この電流値は回路の特性に
目立った影響を与えるには低過ぎる値でる。
変成器Ｔのコアには二次巻線を多数設ける。第１図には
例えばＬ６及びＬ７のような二次巻線を示しである。ト
ランジスタＴｒ＋がターン・オフされると、例えばＤ５
及びＤ６のような各整流器を経て平滑コンデン今Ｃ５及
びＣ６を再充電する電流が各二次巻線を経て流れる。コ
ンデンサＣ５及びＣ６の他端は接地する。これらのコン
デンサ間の電圧は、それらのコンデンサに接続し得る負
荷に対する電源回路の出力電圧となる。第１図には図示
してない」二記負荷は、例えばテレビジョン受像機の電
気回路部品のようなものとする。
同調コンデンサＣ７及び減衰抵抗Ｒ７を存する回路網並
びにダイオードＤ７を有するクランピング回路網を巻線
Ｌ１に並列に配置する。巻線Ｌ１及びコンデンサＣ７並
びに寄生容量は共振回路を構成し、この共振回路ではト
ランジスタＴｒ、と整流器Ｄ５及びＤ６とに電流が流れ
ていない時間間隔中に発振が生ずる。トランジスタＴｒ
、が非導通状態にある期間中に発生し得る寄生発振は前
記クランピング回路網によって低減される。
電圧Ｖ、及び／又は負荷の変動に拘らず、電源回路の出
力電圧はトランジスタＴｒ、の導通期間を制御すること
によってほぼ一定に維持する。この目的のために本回路
には発光ダイオードＤ８を設け、このダイオードを光−
感応性のｎｐｎ！−ランジスクＴｒｓに光学的に結合さ
せ、このトランジスタのエミッタ抵抗ｌ？８を回路網Ｒ
４，Ｃ３と一緒にトランジスタＴｒｎのベースリードに
接続し、上記トランジスタＴｒｓのコレクタ抵抗Ｒ９を
電源Ｖ、に接続し、べ。
−スは非接続とする。トランジスタＴｒｓのコレクタは
一方ではＲＣ並列回ｉ１ｉ’ｆＲ１０，Ｃ８を介して巻
線Ｌ２とＬ４と０１との接続点にも接続すると共に、他
方ではダイオードＤ９を介して巻線Ｌ２とダイオードＤ
１との接続点にも接続する。従って、トランジスタＴｒ
５のコレクタには正電圧が現われる。ダイオードＤ８に
流れる電流が後に説明するようにして変化する場合には
、トランジスタＴｒｓのエミ・ツク電流も変化する。こ
のエミッタ電流が例えば増大すると、トランジスタＴｒ
４のベース電圧が増大して、トランジスタＴｒ、は、ダ
イオードＤ８によりトランジスタＴｒ５のエミッタ電流
を増大させない場合よりも早い瞬時にターン・オフされ
る。従ってトランジスタＴｒ、の導通期間が短くなるた
め、回路の出力電圧も低くなる。この制御は、抵抗Ｒ４
とＲ８との接続点と、抵抗Ｒ３とダイオードＤ３との接
続点との間に接続するツェナーダイオード旧０を含む回
路網により電圧Ｖ、の変動分にも依存する。
上述したようなことは当業者には周知であり、この点に
ついてはさらに説明しないものとする。
また、既知の方法で形成される過電圧及び過電流に対す
る安全予防措置についての説明も省略する。
本発明をさらに理解するために第２図に幾つかの理想的
あ波形を示しあり、第２ａ図は巻線１１間の電圧Ｖの時
間の関数としての変化、即ち直流レベル、特に電圧源Ｖ
Ｂの直流レベルに対するトランジスタＴｒ、のコレクタ
における電圧の変化と同じ変化を時間の関数として示し
たものであり、第２ｂ図は巻線Ｌ１を流れる電流ｉの変
化を示したものである。
トランジスタＴｒ＋　は瞬時ｔ０にターン・オフされる
。この瞬時以前には電流ｉが直線的に増大し、一方電圧
■は−Ｖ、の電圧値を有している。瞬時ｔｏ後に電圧Ｖ
は正弦関数に従って増大するが、電流ｉは余弦関数に従
って変化する。瞬時ｔ１に電圧Ｖは０値となり、電流ｉ
は最大となる。電圧Ｖは二次側の整流器が導通し始める
瞬時ｔ２に達するまで増大し続ける。コンデンサＣ５間
の電圧をｖｏに等しくし、かつ巻線Ｌ１とＬ６の変成比
をｎ：ｌとする場合には、瞬時ｔ２以降電圧Ｖはｎν。
に等しいま＼となるが、電流ｉは特にその電流値がＯと
なる瞬時ｔ３まで直線的に減少する。瞬時ｔ３以降には
整流器に電流が殆ど流れなくなり、電圧Ｖは瞬時り。と
Ｌ２との間におけるのと同じ共振周波数ではあるが、低
いピーク値、即らｎｖｏで正弦関数に従って減少し、ま
たこの瞬時ｔ３以降電流ｉは負となる。電流ｉはコンデ
ンサＣ７に流れ、この電流は余弦関数に従って変化する
。従って、何等他の手段を講じなければ、ダイオードＤ
１を経てトランジスタ゛ｆｒＩのベースに流れる電流が
巻線Ｌ２に発生することになる。これにより、巻線Ｌ２
間の電圧とコンデンサ０１及び０４間の電圧との和がト
ランジスタＴｒ、のベース−エミッタスレッショールド
電圧よりも低くなる瞬時ｔ３以降の瞬時にトランジスタ
Ｔｒ、が４ｉＪＴＩすることになることは第１及び第２
ａ図から明らかである。斯かる瞬時は瞬時ｔ３の少し後
で、電圧Ｖが０となる殿前に生じ、トランジスタＴｒ、
のターン・オン時にはこのトランジスタＴｒ、のコレク
タ電圧は電圧値ＶＢ＋ｎν。よりも僅かに低くなる。
トランジスタＴｒ、のターン・オフ時の損失分はベース
リード線にインダクタンスＬ３を組込むことによって既
知の方法で低減させる。これにより、トランジスタＴｒ
、の余分の電荷キャリヤは徐々に除去され、一方コレク
タ電流は特に、その電流が極めて迅速に０にまで低下す
ることによりトランジスタＴｒ、が飽和状態ではなくな
る瞬時まで流れ続ける。トランジスタＴｒ、のターン・
オン時には前述した所から明らかなように、何等他の手
段を講じなければ１−ランジスタＴｒ、のコレクタ電圧
は、そのトランジスタのターン・オン時に非常に高くな
り、これはトランジスタ゛ｒｒ１及び抵抗Ｒ７にてかな
りの切替電力消費をまねくことになる。このようなター
ン・オン時の電力損失を低減させるために第１図の回路
はｎｐｎ　）ランジスタＴｒ＋を具えており、このトラ
ンジスタのエミッタをコンデンサＣ１と巻線１．２との
接続点に接続し、コレクタをダイオードＤｌｌを介して
トランジスタＴｒ２のベースに接続している。ダイオー
ドＤｌｌの導通方向はトランジスタＴｒ３のコレクター
エミッタ通路と同じ方向とする。変成器Ｔの巻線１，８
の一端はトランジスタＴｒ３のエミッタに接続し、他端
は抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ９とから成る積分回路網に
接続する。なお、上記コンデンサＣ９は抵抗Ｒ１１と前
記トランジスタＴｒ３のエミッタとの間に配置する。コ
ンデンサＣ９と抵抗Ｒ１１との接続点は限流抵抗Ｒ１２
を介してトランジスタＴｒｘのベースに接続する。巻線
Ｌ８０壱回方向は、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ９との接
続点における電圧が第２ａ図に示した電圧と同一極性を
有するように、即ち斯かる接続点の電圧が瞬時ｔ１以前
には負となり、この日舞時以降には正となるようにする
。これらの情況下では、抵抗１１１１　とコンデンナＣ
９との接続点における電圧の積分値に比例するコンデン
サＣ９の電圧ｖ′が第２ａ図の電流ｉと同じ時間的変化
をするが、極性はそれとは反対となる。実際上、電流ｉ
は電圧■の積分値に比例する。
第２ｃ図は電圧Ｖ′の変化を示したものである。
巻線Ｌ８間の電圧及びコンデンサＣ９を流れる電流の双
方の発振周期の１周期分にわたる平均値は０であるため
、電圧Ｖ′の平均値も０である。このことは瞬時し３よ
りも早い時点の瞬時ｔ６に電圧Ｖ′の極性が反転して、
正となることを意味する。ＲＣ回路網旧１．Ｃ９の時定
数は瞬時Ｌ３以降に電圧■′が；〜ランジスタＴｒ３の
エミソターベーススレソショールト電圧値以上となるよ
うに選定する。このことからして、斯かるトランジスタ
Ｔｒ３は瞬時ｔ３以降は導通し、特にトランジスタＴｒ
ｚが導通ずるためにトランジスタＴｒａが瞬時ｔ。に非
導通となるのと同じようにトランジスタＴｒ＋　を非導
通状態に維持する。トランジスタＴｒ１　のベース電圧
は導通している［・ラニ／ジスタＴｒｚにより負となり
９、またｌ・ランジスタＴｒ３のベース電圧は正である
ため、トランジスタＴｒｙのベース−コレクタダイオー
ドを経て電流が流れるようになり、これにより波形にひ
ずみが生ずる。このような波形ひずみはダイオードＤｌ
ｌによって防止される。
瞬時り、よりも遅い、巻線ＬｌとコンデンサＣ７との共
振周期のＡの時点における瞬時ｔ４に、電圧■は０とな
り、また電流ｉは最小値に達し、瞬時ｔ５には電圧■が
最小値に達し、また電流ｉは再びＯとなり、その後止と
なる。瞬時ｔ３とｔ、は瞬時ｔ４に対して対称であるた
め、電圧νの最小値はほぼ−ｎν。
に等しくなり、またトランジスタＴｒ、のコレクタ電圧
の最小値はほぼＶｌｌ−ｎＶ、に等しくなる。対称電圧
ｖ′が瞬時（、以降トランジスタＴｒ３のスレッショー
ルド電圧よりも低い値にまで低下するため、このトラン
ジスタは非ｍＡとなる。トランジスタＴｒｚのべ・−ス
ミ圧が正になると、このトランジスタも非導通となり、
トランジスタＴｒ、を導通させる。従って、このトラン
ジスタのコレクタ電圧はほぼ０となるため、電圧■は−
ＶＢとなる。
この状態は、特に瞬時も。以降の１発振周期である瞬時
り、にトランジスタＴｒ、が再び制御下にて非導通とな
るまで電流ｉが直線的に増大している間中持続され、斯
かる後に上述の変化が繰返えされる。
トランジスタＴｒ、の作動により、トランジスタＴｒ＋
のターン・オン瞬時が、このトランジスタのコレクタ電
圧が最小となる瞬時ｔｓにまで遅延され、これによりエ
ネルギーが著しく節約され、トランジスタの寿命期間に
とって好都合であることば前述した所から明らかである
。従って、ターン・オン時の１員失を僅かしか低減させ
ない従来の手段、即ち巻線Ｌ１に並列に配置するコンデ
ンサＣ７の容量値を低い値に選定する従来手段は省くこ
とができる。斯かる容量値は従来における場合よりも高
くするため、ターン・オフ時の損失も低減される。
その理由は、ターン・オフ期間が短くなり、またを線１
，１を伴なう回路の共振周波数が低下して、高周波放射
が殆ど起らなくなるからである。トランジスタＴｒ、が
ターン・オフすると、このトランジスタのコレクタには
従来の場合におけるよりも振幅が小さくて、しかも周波
数が低い寄生発振が生ずるだけであるため、大抵の場合
にはダイオードＤ７を伴なうクランピング回路を省くこ
とができる。
瞬時ｔ、の前後における電圧■がこの瞬時における最小
値よりも高くなるため、トランジスタＴｒ＋のターン・
オン瞬時の遅延はかなり正確にする必要があることは明
らかである。この点に関しての改善は、２個のダイオー
ド０１２及び１〕１３を同じ思通方向に直列に配置し、
この直列回路をコンデンサＣ９に並列とし、かつダイオ
ードＤ１２の陽極を素子Ｒ１１，Ｒ１２及びＣ９の接続
点に接続することによって得られる。従って、瞬時Ｌ４
における電圧Ｖ′の最大値はダイオード・スレッショー
ルド電圧のほぼ２倍、即ち約１．４■に等しくなる。こ
れがため、トランジスタＴｒ３のベース−エミッタ電圧
の最大値は、特に瞬時ｔ４以前に始まり、かつこの瞬時
ｔ４以前に終る所定の時間間隔中はスレッショールド電
圧に等しくする。回路は斯かる時間間隔が瞬時ｔ３とり
、との間の期間にほぼ一致するように形成することがで
きる。遅延回路の一例では、発振周波数、即ち瞬時Ｅ０
とＬ７の間の周１υ１の逆数が２５〜ｆ３０ｋｌｌｚの
範囲で変化し得るように、抵抗１’ｌｌｌ及び１セ１２
の抵抗値をそれぞれ約８，２及び２．２にΩとし、また
コンデンサＣ９の容量値を約４．７ｎＦとした。トラン
ジスタＴｒ、のターン・オン瞬時は、このトランジスタ
のベースリードにおける直流電圧レベルによって瞬時ｔ
、に調整することはできないため、−見して遅延が得ら
れることも明らかである。実際上、斯様な遅延は適当に
大きくして、負荷状態における電源回路が著しく大きい
出力電圧を発生できな゛いようにする必要がある。その
理由は、トランジスタＴｒ、の導通期間は発振周期に１
較べて極めて短くなるからである。これがため、上述し
たような遅延回路は好都合なものである。遅延回路とし
ては第１図の積分回路によるものが好適である。その理
由は、電圧ｖ′が電流ｉと鏡対称となり、従って電圧ｖ
′の最大値が瞬時Ｌ４に発生して、トランジスタＴｒ：
ｌの導通期間が斯かる瞬時ｔ４に対して対称となるから
である。
以上の説明は、電源回路を電圧Ｖ、がｎ、Ｖｏより低く
なるように設計する場合（この場合にはトランジスＴｒ
＋　がターン・オンする直前のこのトランジスタのコレ
クタ電圧の最小値が正になる）についても云えることで
ある。逆の場合には、前記電圧は瞬時ｔ、よりも早い時
点の瞬時に０となり、その後に逆電流がトランジスＴｒ
、のベース−コレクタダイオードを経て流れると共に、
前記電圧が負となる。瞬時ｔ５には斯かる電流が上述し
た所と同様にスイッチ・オフされる。所要に応じ、逆電
流を流すダイオードを１−ランジスタＴｒ、のコレクタ
エミッタ通路と並列で、この通路と逆のＷ進方向に接続
するとができる。逆電流がこのトランジスタを経て流れ
ないようにするために、ダイオードをこのトランジスタ
と直列に、このトランジスタと同じ導通方向に接続する
と共に、逆並列ダイオードをこの直列ダイオードと巻線
Ｌ１の接続点と大地との間に配置することもできる。逆
電流により生ずる電力消費は、この場合にはトランジス
タＴｒ、のコレクタ電圧が導通逆並列ダイオードにより
低い値に維持されるために、第２図に示す順方向電流に
より生ずる電力消費量よりも小さくなり、この後者の電
力消費量は＋、４Ｃｙ２及び発振周波数に比例し、多数
倍大きくなる。なお、ＣはトランジスタＴｒ、と並列の
実効容量である。さらに前記逆電流は電源ｖ６に戻され
る。
ダイオード０１４とコンデンサＣ１０との直列回路を変
成器Ｔの二次巻線Ｌ９に接続し、ダイオード０１４の陽
極を巻線Ｌ９の一端に接続し、この巻線の他端は接地す
る。巻線Ｌ９の巻回数よりも多い変成器Ｔの別の二次巻
線ＬＩＯの一端はダイオード０１４とコンデンサＣＩＯ
との接続点に接続し、巻線ＬＩＯの他端はサイリスタＴ
ｈの陰極に接続する。サイリスタＴｈの陽極は接地する
。ｐｎｐ　トランジスタＴｒｂのエミッタ・コレクタ通
路、ダイオードＤ１５及び抵抗Ｒ１３とＲ１４とから成
る分圧器の直列回路をコンデンサＣＩＯと並列に配置す
る。トランジスタＴｒ、のエミッタは直列制御回路Ｓの
入力端子に接続し、この回路の出力端子をコンデンサＣ
１ｌによって平滑化する。ｐｎｐ　トランジスタＴｒ７
のエミッターコレクタ通路と、抵抗＋１１５と、前述し
た発光ダイオードＤ８との直列回路をコンデンサＣ１ｌ
に並列に配置する。ｎρｎトランジスタＴｒａのベース
は抵抗Ｒ１、′（とＲ１４との接続点に接続すると共に
コレクタはトランジスタＴｒ７のベースと、抵抗Ｒ１６
とに接続し、エミッタはツェナーダイオード０１６の陰
極に接続し、このツェナーダイオードの他端は接地する
。抵抗Ｒ１６の他端は回路Ｓの出力端子に接続する。ダ
イオード０１７をトランジスタＴｒ６のコレクタとサイ
リスタＴＩ＋のゲートとの間にトランジスタＴｒ６と同
一の導通方向に挿入すると共に、ｌ？ｃ直列回路％Ｒ１
７，Ｃ１２をトランジスタＴｒａのベースとトランジス
タＴｒ７のコレクタとの間に挿入する。最後に、抵抗Ｒ
１８によりトランジスタＴｒ６のベースを端子Ａに接続
する。
正規の動作状態では、端子Ａが正電圧に接続されたり、
接続されなかったりするため、トランジスタＴｒ、は導
通せず、またダイオード０１７も導通しないため、サイ
リスタＴｈも導通しない。従って、巻線ＬＩＯは無電流
状態のままとなり、またコンデンサＣＩＯは例えば巻線
Ｌ９間の電圧からダイオードＤ　１．４によって取出さ
れる約７Ｖの直流電圧値に充電される。受信機の制御部
におけるマイクロプロセッサ用、及び遠隔制御用の例え
ば５■の電圧はコンデンサ０５間に現われる。この場合
にはｌ・ランジスタＴｒ７及びＴｒａ　も非導通のまま
である。
電源回路には変成器Ｔの別の二次巻線Ｌ１１、整流器Ｄ
１８及びこの回路の出力電圧を制御するための平滑コン
デンサＣ１３も設ける。コンデンサＣ５に並列に配置す
る抵抗Ｒ１９，Ｒ２０，Ｒ２１及びＲ２２から成る分圧
器によって、ｎｐｎ　Ｉ−ランジスタＴｒｑのベース（
このベースは抵抗Ｒ２０とＩ？２１との接続点に接続す
る）電圧をコンデンサ０５間の出力電圧Ｖ。に比例する
直流電圧に調整する。トランジスタＴｒｑのエミッタは
ツェナーダイオード０１６に接続する。
トランジスタＴｒｑによってこのトランジスタのベース
電圧がダイオード０１６の電圧と比較される。
この比較による差電圧によってｐｎｐ　トランジスタＴ
ｒ、、のコレクタ電流が決定され、このトランジスタＴ
ｒ、。のエミッタはコンデンサＣ１３に接続し、コレク
タは抵抗Ｒ２３を介してダイオードＤ８の陽極に接続す
るため、上記差電圧によってダイオードＤ８に流れる電
流、従って、トランジスタＴｒｓのエミッタ電流が決定
される。例えば負荷の低減及び／又は電圧Ｖ、の増加に
より出力電圧が増大する場合には、トランジスタＴｒｑ
のコレクタ電流、従ってダイオードＤ８に流れる制御電
流も大きくなる。
既に説明したように、ダイオード０８に流れる制御電流
が大きくなると、トランジスタＴｒ、の導通期間が短く
なり、これにより出力電圧は大きくならなくなる。ＲＣ
直列回路１１Ｒ２４，Ｃ１，４をトランジスタＴｒ、。
のベースとコレクタとの間に接続するのは、高周波での
ループ利得を低減させるため、従って制御の安定性を改
善するためである。抵抗Ｒ１９とＲ２０との接続点とコ
ンデンサＣ６との間に配置するダイオード０１９ば、最
高出力電圧ｖ０を発生させるダイオードＤ５が故障する
場合に、残りの回路を安全に保護する。このような場合
にはダイオードＤ５が中断され、コンデンサ０５間の電
圧はＯとなる。
従って、コンデンサＣ５間の電圧を高める制御をしよう
としても、これはダイオード０１９が導通し始めて、コ
ンデンサ０６間の電圧が制御されるために阻止される。
端子へを接地することにより第１図の電源回路は待機状
態に持たらされ、この期間中はテレビジョン受信機の殆
どの部分は極めて僅かのエネルギーしか受取らない。こ
の場合にはトランジスタＴｒ６が導通し始めるため、電
流がダイオード０１７を経てサイリスタＴｈのゲートに
流れ、従って、このサイリスクも導通し始めるが、ダイ
オードＤ１４は後に詳述するように非導通となる。電流
がダイオード０１５を経てトランジスタＴｒｌｌのベー
スに流れると、このトランジスタが導通するため、トラ
ンジスタＴｒ７　も導通する。トランジスタＴｒ−ｒの
コレクタにおける増加電圧は回路網Ｒ１７，ＣＩ２によ
ってトランジスタＴｒ、のベースに供給される。従って
、トランジスタＴｒ、とＴｒ、は単安定マルチバイブレ
ークを構成し、これはコンデンサＣ１０間の電圧が低く
なった後でも特に回路網１１１？、　Ｒ１９の時定数に
よって決定される期間中それが到達した状態に留まる。
トランジスタＴｒ＋＋によって電圧Ｖ、の一部はツェナ
ーダイオードＤ１６の電圧と比較される。この比較によ
り得られる差電圧によってトランジスタＴｒ、のコレク
タ電流が決まり、この電流がダイオードＤ８に流れる。
従って、巻線ＬＩＯを有する回路部分は電圧ｖ１をほぼ
一定に維持するだめの制御ループ部５を成し、この制御
ループは端子Ａによって待機状態に切替えることによっ
て動作状態に持たらされる。
巻線Ｌ　１．　Ｏの巻回数は、待機状態の期間中に電源
回路の出力電圧、即ち他の二次巻線Ｌ６．　Ｌ７及びＬ
ｌｌから取出される直流電圧が低い値に低減されて、負
荷にて電力が殆ど消費されないように選定する。
このことはつぎの図につき説明することができる。
例えば巻線Ｌ６の巻回数を４４回とし、巻線Ｌ７の巻回
数を７回とし、巻線Ｌ９０巻回数を２回とし、巻線ＬＩ
Ｏの巻回数を１５回とし、かつ動作状態におけるコンデ
ンサ０５間の電圧ν。を約１４０■とする６、４■とな
り；巻線ＬＩＯから整流によって取出さ４０ＸＩ５ れる直流電圧は□＝４７．７Ｖとなる。待機状態での電
圧ν、を８Ｖに維持すると、巻Ｈａ　Ｌ　９からとなり
、これではダイオード０１４は導通せず、まＬプ ■となる。これら後者の２つの電圧値は低いため、コン
デンサＣ６に接続される同１υ１回路及びコンデンサＣ
５に接続されるライン偏向回路は適切に作動することが
できず、これにより電力消費量が橿めて小さくなる。出
力電圧は比例的に低減され、種々の負荷はターン・オフ
させる必要がなく、またコンデンサＣ１１間の電圧は動
作状態における電圧と同じ値を有する。
これらの状況下では、トランジスタＴｒ、の導通期間、
即ち第２図における瞬時ｔ５とｔ７との間の時間間隔が
、待機状態に切替えを行なった後の制御動作により次第
に短くなる。しかし斯かる導通期間はトランジスタＴｒ
＋における電荷キャリヤの蓄積期間によって決定される
最小値を有する。例えば約３〜５μｓ以下にはなり得な
い斯かる導通期間中に斯かるトランジスタのコレクタ電
流は成るピーク値にまで増大し、このピーク値は前記導
通期間に依存すると共に電圧Ｖ、にも依存し、また電荷
キャリヤの蓄積期間と同様に公差によって生ずる変動分
を受ける。斯かるコレクタ電流のために変成器Ｔには、
この変成器から引出されるエネルギーよりも多くのエネ
ルギーが蓄積されるため、出力電圧は低下した後に再び
増加する。しかしこれはつぎのような制御によって阻止
される。即ちダイオードＤ８によって、トランジスタＴ
ｒｓのエミッタ電流が大きくなることによりトランジス
タＴｒａが導通し続けるためにトランジスタＴｒ＋がタ
ーン・オフされて、非導通状態のま＼となるような高い
制御電流を生せしめる。待機状態ではトランジスタＴｒ
ｓは抵抗Ｒ９を経るコレクタ電圧を有する。この場合に
は出力電圧及び制御電流も、コンデンサＣ５，Ｃ６，Ｃ
ＩＯ及びＣ１３が放電するため特に電源回路が再び始動
する値に電圧Ｖ、の値が達するまで再び低下する。トラ
ンジスタＴｒ、が既に述べたようにして導通ずると、変
成器Ｔの二次側における各コン、デンサは再び充電され
る。サイリスタＴｈには断続電流が流れるため、コンデ
ンサＣ１，０間の電圧レベルは、トランジスタＴｒｅが
再び導通して、制御ループが回復するレベルに達する。
上述したような過程はその後も繰返えされる。
前述した所から明らかなように、待機状態においては第
１図の電源回路は、バーストモードを発生する状態、即
ち発振が周期的に中断される状態となり、この状態では
極めて短い電流パルスがトランジスタＴｒ、を経て流れ
、また二次側の電圧が高くなるが、その後にトランジス
タＴｒ＋　は非導通となり、二次側電圧も次第に低下す
る。このようなバーストモードの利点は効率が良くなる
と云うことにある。電源回路が待機状態において上述し
たように発振し続けるようにするため、即ら電源回路が
連続的に発振し続けないようにするために、トランジス
タＴｒ−を及びＴｒ、を有する単安定マルチパイプレー
クを設け、これによりヒステリシスが得られるようにす
る。このヒステリシスのためにトランジスタＴｒｒは成
る時間の間導通し続け、この時間中は大電流がダイオー
ドＤ８に流れ続けるため、トランジスタＴｒ、は非導通
のままとなり、また出力電圧は低下する。斯くして得ら
れる発振周波数は実際上約１００Ｈｚの低周波であるこ
とを確めた。コンデンサＣ１１間の電圧に対しては回路
Ｓを用いてほぼ一定の電圧が得られる。
本発明は上述した例のみに限定されるものでなく、幾多
の変更を加え得ること勿論である。これは例えばトラン
ジスタＴｒ＋　について云えることであり、このトラン
ジスタは例えばゲートターン・オフスイッチのような等
価的なパワースイッチと置き換えることができる。また
、多数の回路技術の細部、例えばトランジスタＴｒ、を
ターン・オフさせたり、又はこのトランジスタをターン
・オンさせたりする回路も種々変形することができる。
所望瞬時にトランジスタＴｒ、をターン・オンさせるた
めに、前述した例では巻線Ｌ８を用いて、これに巻線Ｌ
１に流れる電流ｉと同じ変化をする電流を流した。電流
ｉは瞬時ｔ３とｔ、との間に並列コンデンサに流れるた
め、この電流と同じ電流は、例えば斯かるコンデンサを
抵抗値の低い抵抗を介して接地して、この抵抗間の電圧
が所望な電圧値となるようにする別の方法にて得ること
ができる。
パワースイッチの両端間の電圧が最小値を呈する瞬時ま
でこのスイッチのターン・オン時点を遅延させることに
よる斯かるパワースイッチのターン・オン損失低減手段
は、非発振電源回路に対して上述した方法と同じような
方法で使用し得るこ吉は明らかである。第３図は斯様な
回路を極めて概略的に示したものであり、この図では第
１図における素子Ｔｒ＋＋　１，１．　Ｉ６．０５．　
Ｃ５及びＣ７と同じ素子だけを示しである。方形波駆動
電圧を第３図の無安定マルチバイブレークＭを用いてト
ランジスタＴｒ＋のベースに供給する。この目的のため
にマルチバイブレークＭには２つのトリガパルスＰ１及
びＲ２を供給する。パルスＰ１の前縁（この前縁の時間
的位置は制御回路によって決定される）でトランジスタ
Ｔｒ、はターン・オフし、パルスＰ２の前縁でトランジ
スタＴｒ、は導通し始める。第１図の場合と同じ状況下
では第２図におけると同じ波形が第３図の回路にも当て
はまるため、第１図の場合と同じ手段によってパルスＰ
２を発生させて、第１図のトランジスタＴｒ３と同じ機
能をするスイッチを短期間導通させることができる。こ
の手段の変形例（これは第１図の回路に使用することも
できる）ではレベル検出器を用い、これにより瞬時Ｒ３
後にトランジスタＴｒ、のコレクタ電圧がＶｌｌ−ｎν
。
にほぼ達する値にまで低下する瞬時を決定し、かつこの
瞬時にまでトランジスタＴｒ＋がターン・オンする時点
を遅延させる。他の方法では、第２ｃ図の波形が予定レ
ベル以下となる瞬時にパルスＰ２の前縁が発生し得るよ
うにする。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明による電源回路の一例を示す基本回蕗図
； 第２図は第１図の回路に発生する電圧及び電流の波形図
； 第３図は第１図の回路の一部変形例を示す回路図である
。 Ｔｒ、・・・パワースイッチングトランジスタＴ・・・
変成器 Ｌｌ・・・一次巻線 ＋Ｖ、・・・非安定化電源電圧 （ＣＬ　Ｉ２．　ＤＩ、　Ｃ４，ＲＩ）・・・パワート
ランジスタ用ターン・オン回路 Ｒ６・・・始動抵抗 （Ｔｒｚ、　ＣＩ、　Ｉ？２．Ｉ３）　”’パワートラ
ンジスタ用ターン・オフ回路 Ｄ８・・・発光ダイオード Ｔｒ５・・・光トランジスタ （Ｔｒｚ、　ｌ、８．　Ｒ１１，Ｃ９，０１２，０１３
）　−パワートランジスタ用ターン・オフ遅延用回路 Ｉ６．　Ｉ７・・・第１の二次巻線 Ｄ５．　Ｄ６・・・整流ダイオード Ｃ５，Ｃ６・・・平滑コンデンサ Ｌ９・・・第２の二次巻線 ０１４・・・整流ダイオード ＣＩＯ・・・平滑コンデンサ （Ｌｌｌ、　０１８．　Ｃ１３，Ｒ１９，Ｒ２０，Ｒ２
１，Ｒ２２，Ｔｒｑ、　０１６゜Ｔｒ＋ｏ＋　Ｒ２４，
Ｃ１４，Ｒ２３，Ｄ８）−第１出力電圧の市１■卸ル−
フ。 （八、　Ｌｌｏ、　Ｔｒｂ、　０１５．　Ｒ１３，Ｒ１
４，Ｃ１７，Ｔｈ、　　Ｒ１８゜Ｔｒａ＋　　Ｔｒｔ＋
　　Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７，ＣＩ２．　　Ｄ
８゜Ｃ２０）・・・第２出力電圧の制御ループＴｒａ、
　Ｔｒｔ、　Ｃ１２，Ｒ１７・・・単安定マルチバイブ
レークＣ１２，Ｒ１７・・・時定数回路 Ｓ・・・制御回路 Ｃ１ｌ・・・平滑コンデンサ 特許出願人　　　エヌ・へ−・フィリップス・フルーイ
ランベンファブリケン 代理人弁理士　　杉　　村　　暁　　秀同弁理士　杉　
村　興　作 Ｎ 口　　　　　　　　″　　　　　　　０　　　ｃフＣつ Ｃフ 手続補正層 昭和６１年１０月３１日 特許庁長官　　　黒　　１）　明　　雄　殿２、発明の
名称 スイッチドーモード電源回路 ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 名　称　　Ｊヌ・ベー・フィリップス・フルーイランベ
ンファブリケン ４、代理人 ６、補正の対象 一一一■ ゛パ９ゝ−ｔ １、明細書第１８頁第１３行の「第２ａ図」を１第２ｂ
図」に訂正する。 外１名　゛娑

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、直流入力電圧を直流出力電圧に変換するためのスイ
    ッチド−モード電源回路にあって、変成器の一次巻線に
    直列に配置される可制御パワースイッチを具えており、
    斯くして形成される直列回路を入力電圧端子に結合させ
    、前記変成器の二次巻線には出力電圧を発生させるため
    の整流器を結合させ、前記パワースイッチ及び整流器が
    電流を通さない時には前記一次巻線が共振回路の一部を
    形成し、遅延回路網を含む駆動回路を前記パワースイッ
    チの制御電極に接続して、前記パワースイッチのターン
    ・オフを開始させ、その後前記パワースイッチの両端間
    の電圧が所定値にまで増大して、この増大値をほぼ維持
    し、その後に前記電圧が共振周波数を有する発振に従っ
    て低下し、この電圧低下の度毎に前記パワースイッチの
    ターン・オンを開始させ、その後該パワースイッチの両
    端間の電圧がほぼ０となるようにしたスイッチド−モー
    ド電源回路において、前記遅延回路網を前記パワースイ
    ッチの制御電極に結合させて、前記パワースイッチの先
    のカット・オフ時間中に該パワースイッチの両端間の電
    圧が低下し始める瞬時から共振周波数のほぼ１／２サイ
    クル後の瞬時に前記パワースイッチをターン・オンさせ
    るべく調整するようにしたことを特徴とするスイッチド
    −モード電源回路。 ２、前記遅延回路網の出力信号が前記整流器のカット・
    オフ瞬時後に前記パワースイッチ用のカット・オフ信号
    となるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１
    項に記載の電源回路。 ３、前記遅延回路網を第２スイッチの制御電極に結合さ
    せ、該第２スイッチを前記パワースイッチの導通期間の
    終りに導通させて、前記パワースイッチのターン・オフ
    を開始させるようにした特許請求の範囲第１項に記載の
    電源回路において、前記パワースイッチの両端間の電圧
    が低下し始める瞬時毎に前記第２スイッチをほぼ導通せ
    しめ、かつ前記瞬時以降の共振周波数のほぼ１／２サイ
    クルの期間中前記第２スイッチを導通状態に維持させる
    ようにしたことを特徴とする電源回路。 ４、前記第２スイッチを導通状態に維持するために導通
    させる第３スイッチに前記遅延回路網を結合させるよう
    にしたことを特徴とする特許請求の範囲第３項に記載の
    電源回路。 ５、遅延回路網を変成器の別の二次巻線に接続するよう
    にした特許請求の範囲第１項に記載の電源回路において
    、動作中に前記遅延回路網と前記変成器の別の巻線との
    接続点における電圧の極性が、前記変成器の一次巻線と
    前記パワースイッチとの接続点における電圧の極性と同
    じとなるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第
    １項に記載の電源回路。 ６、トランジスタとして作製した第３スイッチの入力ダ
    イオードと同じ導通方向を有している２個のダイオード
    から成る直列回路を前記遅延回路の出力端子に並列に配
    置したことを特徴とする特許請求の範囲第５項に記載の
    電源回路。 ７、前記駆動回路が前記パワースイッチのターン・オン
    を開始させる第２遅延回路網も具え、該第２遅延回路網
    を前記変成器の他の二次巻線の一点に接続し、動作中に
    おける該二次巻線の一点における電圧の極性が、前記一
    次巻線と前記パワースイッチとの接続点における電圧に
    対する極性とは反対となり、前記第２遅延回路網を第４
    スイッチを介して前記第２スイッチの制御電極に結合さ
    せ、前記第４スイッチを導通させて前記パワースイッチ
    をカット・オフさせるようにしたことを特徴とする特許
    請求の範囲第４項に記載の電源回路。 ８、前記第２スイッチの制御電極に始動抵抗を接続し、
    かつ出力電圧をほぼ一定に維持する制御回路を前記第４
    スイッチの制御電極に接続したことを特徴とする特許請
    求の範囲第７項に記載の電源回路。 ９、前記第２スイッチの駆動通路における第３スイッチ
    に直列にダイオードを配置し、該ダイオードの導通方向
    を前記第３スイッチの導通方向と同じとしたことを特徴
    とする特許請求の範囲第４項に記載の電源回路。
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