JPS59201675A - 直流安定化電源用発振周波数安定化方法 - Google Patents
直流安定化電源用発振周波数安定化方法Info
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- JPS59201675A JPS59201675A JP58071549A JP7154983A JPS59201675A JP S59201675 A JPS59201675 A JP S59201675A JP 58071549 A JP58071549 A JP 58071549A JP 7154983 A JP7154983 A JP 7154983A JP S59201675 A JPS59201675 A JP S59201675A
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- switching transistor
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチング方式の安定化電源に関する。さら
に詳しくは、自励式のスイッチング直流安定化電源の発
振周波数安定化方法に関する。
に詳しくは、自励式のスイッチング直流安定化電源の発
振周波数安定化方法に関する。
スイッチング方式の直流安定化電源には自励式と他励式
のものがある。他励式は通常、専用Ｉ Ｏ等を使用して
発振部を独立させているために発振周波数が安定してい
るが、発振部に電圧を印加するための別電源を必要とす
るほか、出方側にチョークコイルを必要とする。他方、
自励式においては自らが発振機能を有するために回路が
単純で部品点数が少なく、別電源及びチョークフィルを
必要としない回路榴成が可能である。
のものがある。他励式は通常、専用Ｉ Ｏ等を使用して
発振部を独立させているために発振周波数が安定してい
るが、発振部に電圧を印加するための別電源を必要とす
るほか、出方側にチョークコイルを必要とする。他方、
自励式においては自らが発振機能を有するために回路が
単純で部品点数が少なく、別電源及びチョークフィルを
必要としない回路榴成が可能である。
（以下余白）
このような自励式スイッチング安定電源の従来技術とし
て、昭和５５年７月■日本工業技術センター発行の「ス
イッチングレギュレータ設置ｉ、実装、応用マニュアル
」に記載の一石式スイツチングレギュレータ及び第１図
に記載の自励式スイッチング直流安定化電源がある。こ
れらの従来技術は負荷が重くなるに従ってスイッチング
トランジスタ（第１図のＱｌ）のオン期間及びオフ期間
が長くなり、結果として発振周期が長くなる。
て、昭和５５年７月■日本工業技術センター発行の「ス
イッチングレギュレータ設置ｉ、実装、応用マニュアル
」に記載の一石式スイツチングレギュレータ及び第１図
に記載の自励式スイッチング直流安定化電源がある。こ
れらの従来技術は負荷が重くなるに従ってスイッチング
トランジスタ（第１図のＱｌ）のオン期間及びオフ期間
が長くなり、結果として発振周期が長くなる。
このように従来技術の自励式スイッチング直流安定化電
源は、２次側の負荷変動に応じて発振周波数が大きく変
動するために工０． トランジスタ、ダイオ」ド、キ
ャパシタ等の部品は変動幅の最大周波数に合せて高速の
ものを使用する必要がある。
源は、２次側の負荷変動に応じて発振周波数が大きく変
動するために工０． トランジスタ、ダイオ」ド、キ
ャパシタ等の部品は変動幅の最大周波数に合せて高速の
ものを使用する必要がある。
また、電源から発生するスイッチングノイズの周波数帯
域が大きく、レベルも高いために過大なノイズフィルタ
を必要とする等の欠点を有していた。
域が大きく、レベルも高いために過大なノイズフィルタ
を必要とする等の欠点を有していた。
本発明は上記従来技術の欠点に鑑みてなされたもので、
スイッチングトランジスタＱ１のスイッチング周期中に
休止期間を設けることにより負荷変動があっても発振周
波数が安定であり、１次側回路の発生ノイズの少ない小
型で廉価な自励式スイッチング直流安定化電源の発振周
波数安定化方法を提供することを目的とする。
スイッチングトランジスタＱ１のスイッチング周期中に
休止期間を設けることにより負荷変動があっても発振周
波数が安定であり、１次側回路の発生ノイズの少ない小
型で廉価な自励式スイッチング直流安定化電源の発振周
波数安定化方法を提供することを目的とする。
次に図面を用いて本発明を説明する。
第２図は本発明の実施例を示すオン・オフ方式の自励式
スイッチング直流安定化電源の回路図であり、第３図は
従来技術と第２図のスイッチングトランジスタＱ１のコ
レタフ・エミッタ間の電圧を比較して示す波形図である
。
スイッチング直流安定化電源の回路図であり、第３図は
従来技術と第２図のスイッチングトランジスタＱ１のコ
レタフ・エミッタ間の電圧を比較して示す波形図である
。
第１図及び第２図に共通のノイズフィルタ１は外部から
のサージノイズをＤＣ出力に伝えない働きと、自らが発
生するスイッチングノイズを周辺に伝えないためのもの
であり、整流回路２は商用交流電圧を直流電圧に変換す
るものであるので入力が直流電圧の場合は必要ない。第
２図中、抵抗Ｒ１はスイッチングトランジスタＱ１を導
通させるためのバイアス電流を与える抗抗である。この
電流はキャパシタＣ１の両端に電圧が印加されていれば
常時供給される。スイッチングトランジスタＱ１はスイ
ッチング動作で使われるが、トランスＴＩの極性は、ス
イッチングトランジスタＱ１がオンのとき２次側整流ダ
イオードＯＲろがオフチョークコイルの役目を兼ねるの
で出力側にチョークコイルを必要としない。スイッチン
グトランジスタＱ１のベースに接続されている抵抗Ｒ４
及びキャパシタＣ２は２次側ダイオードＯＲ３がオン状
態からオフ状態に移る際に発生するキック電圧を吸収し
、スイッチングトランジスタＱ１の休止期間を安定的に
保つためのキック電圧アブソー電流を規定する。ダイオ
ードＯＲ２及びキャパシタＣろはスイッチングトランジ
スタＱ１のオンまたはオフの状態にかかわらず安定した
直流電圧をキャパシタＣ３の両端に発生させ、２次側の
り。
のサージノイズをＤＣ出力に伝えない働きと、自らが発
生するスイッチングノイズを周辺に伝えないためのもの
であり、整流回路２は商用交流電圧を直流電圧に変換す
るものであるので入力が直流電圧の場合は必要ない。第
２図中、抵抗Ｒ１はスイッチングトランジスタＱ１を導
通させるためのバイアス電流を与える抗抗である。この
電流はキャパシタＣ１の両端に電圧が印加されていれば
常時供給される。スイッチングトランジスタＱ１はスイ
ッチング動作で使われるが、トランスＴＩの極性は、ス
イッチングトランジスタＱ１がオンのとき２次側整流ダ
イオードＯＲろがオフチョークコイルの役目を兼ねるの
で出力側にチョークコイルを必要としない。スイッチン
グトランジスタＱ１のベースに接続されている抵抗Ｒ４
及びキャパシタＣ２は２次側ダイオードＯＲ３がオン状
態からオフ状態に移る際に発生するキック電圧を吸収し
、スイッチングトランジスタＱ１の休止期間を安定的に
保つためのキック電圧アブソー電流を規定する。ダイオ
ードＯＲ２及びキャパシタＣろはスイッチングトランジ
スタＱ１のオンまたはオフの状態にかかわらず安定した
直流電圧をキャパシタＣ３の両端に発生させ、２次側の
り。
ｌＪｊ 力のレベルに応じてコントロールトランジスタ
Ｑ２にバイアス電流を供給するためのものである。
Ｑ２にバイアス電流を供給するためのものである。
フォトカブラ３は２次側出力の安定化のためのフィード
バックの媒介である。ツェナーダイオードＯＲ４のツェ
ナー電圧はＤＣ出力レベルを決定し、抵抗Ｒ７はフォト
カブラ乙の発光ダイオード側電流を規制している。抵抗
Ｒ２はスイッチングトランジスタＱ１に流れ得る最大電
流を規定して２次側Ｄ （ｌ出力の最大電力を決定する
。抵抗Ｒ３はス・ｒンチングトランジスタＱ１のベース
電流を規定する他、フォトカプラ乙のエミッタ電流値に
応じて抵抗Ｒ５の両端の電圧が変化し、最終的にスイッ
チングトランジスタＱ１のオン時間をコントロールして
いる。抵抗Ｒ６はスイッチングトランジスタＱ１のスイ
ッチング周波数をコントロールする。すなわち、抵抗Ｒ
６の値が大きければ周波数は小さくなり、値が小さけれ
ば周波数は大きくなる。
バックの媒介である。ツェナーダイオードＯＲ４のツェ
ナー電圧はＤＣ出力レベルを決定し、抵抗Ｒ７はフォト
カブラ乙の発光ダイオード側電流を規制している。抵抗
Ｒ２はスイッチングトランジスタＱ１に流れ得る最大電
流を規定して２次側Ｄ （ｌ出力の最大電力を決定する
。抵抗Ｒ３はス・ｒンチングトランジスタＱ１のベース
電流を規定する他、フォトカプラ乙のエミッタ電流値に
応じて抵抗Ｒ５の両端の電圧が変化し、最終的にスイッ
チングトランジスタＱ１のオン時間をコントロールして
いる。抵抗Ｒ６はスイッチングトランジスタＱ１のスイ
ッチング周波数をコントロールする。すなわち、抵抗Ｒ
６の値が大きければ周波数は小さくなり、値が小さけれ
ば周波数は大きくなる。
次に全体の動作を説明する。ＡＣ入力として商用電源を
入力するとキャパシタｃ１に直流電圧が発生し、その電
圧はスイッチングトランジスタ。
入力するとキャパシタｃ１に直流電圧が発生し、その電
圧はスイッチングトランジスタ。
１のフレフタ・エミッタ間に印加される。同時に抵抗Ｒ
１を介してスイッチングトランジスタＱ１に微少のベー
ス電流が供給されるとスイッチングトランジスタＱ１は
オンし始めてキャパシタＣ１の両端の電圧はトランスＴ
１の巻ｉＮ１に印加され、同時に巻線Ｎろに誘起した電
圧は抵抗Ｂ５を介してスイッチング１ランジスタＱ１に
ベース電流を供給してスイッチングトランジスタＱ１は
完全にオン状態となる。このとき２次側ダイオードＯＲ
３は逆バイアスがかかつているために２次側には電流は
流れず、１次側電流は時間に比例して増加していく。抵
抗Ｒ２の両端の電圧がトランジスタＱ２及びＱ３のベー
ス・エミッタ電圧の和に達した時点でトランジスタＱ２
がオンしてスイッチングトランジスタＱ１のベース電流
を引き法くことによりスイッチングトランジスタＱ１は
完全にオフ状態となる。スイッチングトランジスタＱ１
がオフとなることにより２次側ダイ副−ＦＯＲ３は順バ
イアスされ、トランスＴ１の巻線Ｎｌに蓄積されたエネ
ルギーはＤＣ出力側に放出される。
１を介してスイッチングトランジスタＱ１に微少のベー
ス電流が供給されるとスイッチングトランジスタＱ１は
オンし始めてキャパシタＣ１の両端の電圧はトランスＴ
１の巻ｉＮ１に印加され、同時に巻線Ｎろに誘起した電
圧は抵抗Ｂ５を介してスイッチング１ランジスタＱ１に
ベース電流を供給してスイッチングトランジスタＱ１は
完全にオン状態となる。このとき２次側ダイオードＯＲ
３は逆バイアスがかかつているために２次側には電流は
流れず、１次側電流は時間に比例して増加していく。抵
抗Ｒ２の両端の電圧がトランジスタＱ２及びＱ３のベー
ス・エミッタ電圧の和に達した時点でトランジスタＱ２
がオンしてスイッチングトランジスタＱ１のベース電流
を引き法くことによりスイッチングトランジスタＱ１は
完全にオフ状態となる。スイッチングトランジスタＱ１
がオフとなることにより２次側ダイ副−ＦＯＲ３は順バ
イアスされ、トランスＴ１の巻線Ｎｌに蓄積されたエネ
ルギーはＤＣ出力側に放出される。
放出が完全に終わると再びダイオードＯＲ５はオフとな
り、始めの状態に戻って同様のことが繰り返えされる。
り、始めの状態に戻って同様のことが繰り返えされる。
２次側の電圧が次第に上昇してツェナダイオードＣ！
Ｒ４のツエ゛す電圧以上になるとフォトカプラ乙に電流
が流れ始め、抵抗Ｒ乙にフォトカプラ乙のエミッタ電流
に応じた電圧が生じる。ところで、スイッチングトラン
ジスタＱ１がメンして抵抗Ｒ２に流れる電流が増加して
いき、抵抗Ｒ２の電圧降下及び前記フォトカプラ３のエ
ミッタ電流によって生じた抵抗Ｒ３の両端の電圧の和が
一定値以上になると、トランジスタＱ２がオンしてスイ
ッチングトランジスタＱ１がオフする。このようにして
２次側のＤＣｉ出力レベルに応じて抵抗Ｒ３の両端の電
圧を変化させスイッチングトランジスタＱ１のオン時間
が制御されることとなる。
Ｒ４のツエ゛す電圧以上になるとフォトカプラ乙に電流
が流れ始め、抵抗Ｒ乙にフォトカプラ乙のエミッタ電流
に応じた電圧が生じる。ところで、スイッチングトラン
ジスタＱ１がメンして抵抗Ｒ２に流れる電流が増加して
いき、抵抗Ｒ２の電圧降下及び前記フォトカプラ３のエ
ミッタ電流によって生じた抵抗Ｒ３の両端の電圧の和が
一定値以上になると、トランジスタＱ２がオンしてスイ
ッチングトランジスタＱ１がオフする。このようにして
２次側のＤＣｉ出力レベルに応じて抵抗Ｒ３の両端の電
圧を変化させスイッチングトランジスタＱ１のオン時間
が制御されることとなる。
つまり、ＤＣ出力の負荷が重くなる（２次側電流が増加
）とスイッチングトランジスタＱ１のメン時間が長くな
り、負荷が軽くなるとオン時間が短かくなる。
）とスイッチングトランジスタＱ１のメン時間が長くな
り、負荷が軽くなるとオン時間が短かくなる。
また、フォトカプラ乙のフメトトランジスタ側はキャパ
ンタＣ３によって常にコレクタ電圧か加えられているた
め、エミッタ電流はＤｏ出力レベルに応して持続する。
ンタＣ３によって常にコレクタ電圧か加えられているた
め、エミッタ電流はＤｏ出力レベルに応して持続する。
従ってＤ Ｏ出力の負荷が軽ければ、フ暑＋トランジス
クのエミッタ電流は長く持続してトランジスタＱ３、Ｑ
２をオンさせ続け、スイッチングトランジスタＱ１及び
２次側ダイオードＣＲ５の両方ともオンしない休止期間
ができる。この休」二期間をスイッチングトランジスタ
Ｑ１のコレクタ・エミッタ間の電圧波形として従来技術
と比較し７て第６図に示す。図中、３０が休止期間であ
り、ハイレベル及び休止期間６０のスイッチングトラン
ジスタＱ１はオフ、ローレベルの時オンであり、２次側
ダイオードＯＲ３はＶＯＥがハイレベルの時オンでロー
レベル及び休止期間中休止期間６０は負荷が重ＩＪれば
短く、負荷が軽ければ長くなり、スイッチングトランジ
スタＱ１のメン時間と反対の関係にあり、全体として負
荷が重くなっても軽くなっても周波数は一定である。
クのエミッタ電流は長く持続してトランジスタＱ３、Ｑ
２をオンさせ続け、スイッチングトランジスタＱ１及び
２次側ダイオードＣＲ５の両方ともオンしない休止期間
ができる。この休」二期間をスイッチングトランジスタ
Ｑ１のコレクタ・エミッタ間の電圧波形として従来技術
と比較し７て第６図に示す。図中、３０が休止期間であ
り、ハイレベル及び休止期間６０のスイッチングトラン
ジスタＱ１はオフ、ローレベルの時オンであり、２次側
ダイオードＯＲ３はＶＯＥがハイレベルの時オンでロー
レベル及び休止期間中休止期間６０は負荷が重ＩＪれば
短く、負荷が軽ければ長くなり、スイッチングトランジ
スタＱ１のメン時間と反対の関係にあり、全体として負
荷が重くなっても軽くなっても周波数は一定である。
上述の如く、本発明は自励式スイッチング直流安定化電
源において休止期間を設は発振周波数を一定にすること
により、変動する最大周波数に合せた高速の付属部品を
必要とせず、１次側回路の発生ノイズを低減させること
ができる。また、スイッチングトランジスタＱ１及び２
次側グイメートＯＲ乙のスイッチング損失を低減させる
ことにより、発熱を押えて装置の信頼性を向上させると
いう効果もある。
源において休止期間を設は発振周波数を一定にすること
により、変動する最大周波数に合せた高速の付属部品を
必要とせず、１次側回路の発生ノイズを低減させること
ができる。また、スイッチングトランジスタＱ１及び２
次側グイメートＯＲ乙のスイッチング損失を低減させる
ことにより、発熱を押えて装置の信頼性を向上させると
いう効果もある。
さらに、高速の付属部品を必要としないので廉価な直流
安定化電源を提供することができ、また小型化すること
も可能である。
安定化電源を提供することができ、また小型化すること
も可能である。
尚、本実施例においては、１次側回路と２次側回路を電
気的に絶縁する必要がある場合としてＤＣ出力レベルの
フィードバック用にフ第１・カブラ３を用いたが、絶縁
の必要がない場合はトランジスタを使用することも可能
である。また、スイッチングトランジスタＱ１の制御に
２個のトランジスタＱ２及びＱ６を用いているが、１個
のトランジスタで制御することもできる。
気的に絶縁する必要がある場合としてＤＣ出力レベルの
フィードバック用にフ第１・カブラ３を用いたが、絶縁
の必要がない場合はトランジスタを使用することも可能
である。また、スイッチングトランジスタＱ１の制御に
２個のトランジスタＱ２及びＱ６を用いているが、１個
のトランジスタで制御することもできる。
第１図は従来技術の自励式スイッチング直流安定化電源
装置を示す回路図、第２図は本発明による自励式スイッ
チング直流安定化電源を示す回路図、第６図は従来技術
と第２図のメイントランジスタ乙のコレクタ エミッタ
間の電圧を比較して示す波形図である。 トノイズフィルタ、２・・・整流回路、３・・・７オト
カフラ、３０・・・休止期間、Ｑｌ・・スイッチングト
ランジスタ、Ｑ２〜Ｑ４・・・トランジスタ、Ｒｌ〜Ｒ
８・・・抵抗、ＯＲ１〜ＯＲ３、ＯＲ５・・・ダイオー
ド、ＯＲ４・・・ツェナダイオード、ｑ１〜ｃ５・・・
キヤパシタ、Ｔ１、Ｔ２・・・トランス、Ｎ１〜Ｎ３・
・巻線 出願代理人 斉 藤 勲
装置を示す回路図、第２図は本発明による自励式スイッ
チング直流安定化電源を示す回路図、第６図は従来技術
と第２図のメイントランジスタ乙のコレクタ エミッタ
間の電圧を比較して示す波形図である。 トノイズフィルタ、２・・・整流回路、３・・・７オト
カフラ、３０・・・休止期間、Ｑｌ・・スイッチングト
ランジスタ、Ｑ２〜Ｑ４・・・トランジスタ、Ｒｌ〜Ｒ
８・・・抵抗、ＯＲ１〜ＯＲ３、ＯＲ５・・・ダイオー
ド、ＯＲ４・・・ツェナダイオード、ｑ１〜ｃ５・・・
キヤパシタ、Ｔ１、Ｔ２・・・トランス、Ｎ１〜Ｎ３・
・巻線 出願代理人 斉 藤 勲
Claims (1)
- 自励式スイッチング直流安定化電源において、該電源の
スイッチングトランジスタのスイッチング周期中に休止
期間を設け、前記電源のＤＣ出力に基づく帰還信号を前
記電源のＤＣ入力側に帰還するようになし、前記帰還信
号により負荷変動及び入力電圧変動による前記スイッチ
ングトランジスタのオン期間及びＤＣ出力側整流ダイオ
ードの順バイアス期間の変動を前記休止期間中に吸収し
て前記スイッチングトランジスタの発振周波数を安定化
するようにしたことを特徴とする発振周波数安定化方法
。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58071549A JPS59201675A (ja) | 1983-04-25 | 1983-04-25 | 直流安定化電源用発振周波数安定化方法 |
| US06/584,377 US4573112A (en) | 1983-04-25 | 1984-02-28 | Switching regulator with a quiescent time period |
| DE1984901901 DE140962T1 (de) | 1983-04-25 | 1984-04-24 | Spannungswandler. |
| PCT/US1984/000622 WO1984004431A1 (en) | 1983-04-25 | 1984-04-24 | Voltage converter |
| EP84901901A EP0140962B1 (en) | 1983-04-25 | 1984-04-24 | Voltage converter |
| CA000452604A CA1205131A (en) | 1983-04-25 | 1984-04-24 | Switching regulator |
| DE8484901901T DE3465669D1 (en) | 1983-04-25 | 1984-04-24 | Voltage converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58071549A JPS59201675A (ja) | 1983-04-25 | 1983-04-25 | 直流安定化電源用発振周波数安定化方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59201675A true JPS59201675A (ja) | 1984-11-15 |
Family
ID=13463920
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58071549A Pending JPS59201675A (ja) | 1983-04-25 | 1983-04-25 | 直流安定化電源用発振周波数安定化方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4573112A (ja) |
| EP (1) | EP0140962B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59201675A (ja) |
| CA (1) | CA1205131A (ja) |
| DE (1) | DE3465669D1 (ja) |
| WO (1) | WO1984004431A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62111784U (ja) * | 1985-12-30 | 1987-07-16 | ||
| JPS6366092U (ja) * | 1986-10-17 | 1988-05-02 |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0172487B1 (de) * | 1984-08-07 | 1988-12-07 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltnetzteil mit freischwingendem Durchflusswandler und galvanisch getrennter Regelschleife |
| CA1236522A (en) * | 1984-08-07 | 1988-05-10 | Harald Stasch | Switched power supply comprising a free-running flow transformer without control loop |
| NL8502339A (nl) * | 1985-08-26 | 1987-03-16 | Philips Nv | Geschakelde voedingsspanningsschakeling met een vermogensschakelaar. |
| US4682081A (en) * | 1985-11-04 | 1987-07-21 | Tomar Electronics, Inc. | Single-ended, self-oscillating DC-DC converter for intermittently energized load having VBE responsive current limit circuit |
| US4954753A (en) * | 1985-11-04 | 1990-09-04 | Tomar Electronics, Inc. | Strobe flash lamp power supply with input voltage feedthrough afterflow prevention circuit |
| US4775821A (en) * | 1985-11-04 | 1988-10-04 | Tomar Electronics, Inc. | Variable input voltage DC to DC converter with switching transistor drive current regulator |
| US4755723A (en) * | 1985-11-04 | 1988-07-05 | Tomar Electronics, Inc. | Strobe flash lamp power supply with afterglow prevention circuit |
| US4758937A (en) * | 1986-01-16 | 1988-07-19 | Sanken Electric Company, Ltd. | DC-DC converter |
| JPS63138881U (ja) * | 1987-02-27 | 1988-09-13 | ||
| US4891740A (en) * | 1987-06-02 | 1990-01-02 | Compaq Computer Corporation | DC power supply with digitally controlled power switch |
| US4825350A (en) * | 1988-07-21 | 1989-04-25 | General Electric Company | Method and apparatus for detecting a reduction in the input voltage to a power supply |
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