JPS5936151Y2 - 電源回路 - Google Patents

電源回路

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JPS5936151Y2
JPS5936151Y2 JP1979129508U JP12950879U JPS5936151Y2 JP S5936151 Y2 JPS5936151 Y2 JP S5936151Y2 JP 1979129508 U JP1979129508 U JP 1979129508U JP 12950879 U JP12950879 U JP 12950879U JP S5936151 Y2 JPS5936151 Y2 JP S5936151Y2
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charging
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transistor
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JP1979129508U
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JPS5648288U (ja
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道行 堀口
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シャープ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current

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  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はスイッチング素子をオン、オフ制御して直流電
源電圧を断続的に取り出しこれを平滑することによって
所定の直流電圧を得る様にした電源回路に関する。
更に述べるならば、ＤＣ−ＤＣコンバーター電源方式の
コントロールとして一般に自励式と他励式があるが、本
考案は前記自励式の回路構成上０簡易性と他励式の制御
の安定化という両利点を兼備させたこい種の電源回路を
提供するものである。
即ち、本考案は回路の起動時には自励発振を利用して駆
動させると共にそい後は他励発振系で駆動制御させるよ
うにしたスイッチング方式の電源回路にある。
以下本考案の電源回路について説明すると、第１図は本
考案電源回路の構成を示す回路図であって該第１図にお
ける回路はトランジスタ飽和形のブロッキング発振回路
部１と基準電圧誤差検知回路部２と制御回路部３から構
成されている。
前記ブロッキング発振回路部１は第２図でより明瞭に示
している様に、直流電源Ｅの端子はコンバータートラン
スＴの第１巻線Ｌ１を介してスイッチング素子０役目を
果すトランジスタＱ１のコレクタ側に接続されている。
前記トランジスタＱ１のベースと電源Ｅとの間に抵抗Ｒ
１を接続した起動回路が設けられ、また前記Ｑ「のベー
スに抵抗Ｒ２とコンバータートランスＴの帰還巻線Ｌ３
が接続されている。
コンバータートランスＴの２次側である第２巻線Ｌ２は
出力部をなし、電源Ｅの投入に対して一定出力電圧ｖｏ
を導出するもいで、ダイオードＤ。
を介して平滑用コンデンサＣ６が接続されている。
そして、ブロック４は負荷をまたブロック３は第１図の
制御回路部を示すと共に該第２図と同二部分を第１図で
同符号をもって示している。
こいブロッキング発振回路１は起動時に紙積λ１を通し
てトランジスタＱ１が活性領域となってコレフター電流
が徐々に流れ始める。
即ち、トランスＴの第１巻線Ｌ１に電流が流れ始め、こ
れにより前記Ｌ１とトランス結合されている帰還巻線Ｌ
３にも電流が流れてトランジスタＱ１は能動領域から飽
和領域へと移行する。
飽和領域になると巻線Ｌ１に流れる電流０時間変化によ
る増加がなくなるために巻線Ｌ３を切る磁束が断たれ、
トランジスタＱ１は急速にＯＦＦとなる。
こ（７”）ＯＦＦによって、前記トランジスタＱ１（７
”）ＯＮ時にトランスＴの第２巻線Ｌ２にたくわえられ
た磁気エネルギーはコンデンサＣ８，ダイオードＤ。
を通して負荷側に放出される。
そして、負荷４により完全に消費された時点で前記起動
時と同様にしてトランジスタＱ１がＯＮして巻線Ｌ１に
電流が流れる。
以後、この様な動作を繰返し、前記トランジスタＱ１が
０Ｎ−ＯＦＦを繰返すとコンデンサＣ８０両端には所定
０直流電圧Ｖ。
が得られる。従って、前記出力電圧Ｖ。
を監視し、トランジスタＱ１のベース電流を制御するこ
とにより出力電圧Ｖ。
を定電圧化することができ、そいための回路構成が第１
図における基準電圧誤差検知回路部２と制御回路部３と
なっている。
上記基準電圧誤差検知回路部２は第３図で明瞭に示され
、該回路は定電圧ダイオード（ツェナーダイオード）Ｚ
Ｄｌにより定まる基準電圧と出力電圧■。
との比較により出力電圧Ｖ。の誤差を検知し、該誤差電
圧をトランジスタＱ２．Ｑ３により増幅する。
そして、前記トランジスタＱ３は後述するように制御回
路部３０動作を制御する。
一方、制御回路部３は第４図で明瞭に示されており、比
較器ＣＭＰの（→端子（非反転入力端子）には第５図い
信号■で示す基準電圧ＺＤ２（ツェナダイオードＺＤ２
により定まる）が入力されまた他方の（へ）端子には抵
抗Ｒ３とコンデンサＣ３よりなる積分路の出力が入力さ
れている。
そして、前記比較器ＣＭＰ（７’）出力はトランジスタ
Ｑ４（７１ベースに入力され、該トランジスタＱ４（’
）コレクタは上述したブロッキング発振回路１０スイツ
チング素子となっているトランジスタＱ１（７”）ベー
スに接続された構成となっている。
また、前記コンデンサＣ３は抵抗Ｒ４を介して前記ブロ
ッキング発振回路１０トランジスタＱ１（７”）コレク
タに接続された構成となっており、Ｅは直流電源を示し
ている。
従って、該第４図にあって上述したブロッキング発振回
路１のトランジスタＱ１がＯＦＦした時に抵抗Ｒ３によ
りコンデンサＣ３が充電されまたトランジスタＱ１がＯ
Ｎ時に抵抗Ｒ４を通してコンデンサＣ３（７”）放電が
行われ、比較器ＣＭＰの（→端子には第５図０信号■で
示す三角状の電圧波が人力される。
そして、前記比較器ＣＭＰｎ（→端子には第５図０信号
■の基準電圧ＺＤ２が入力されており、該比較器ＣＭＰ
の出力は第５図の信律■で示す波形となってこい比較器
ＣＭＰの出力でトランジスタＱ４をしてトランジスタＱ
１（７’３ＯＮ。
ＯＦＦ動作が制御される。
即ち、第５図の信号（ｋ示す波形０Ａの区間はブロッキ
ング発振回路１０トランジスタＱ１のＯＦＦ時間であり
またＢの区間はそのＯＮ時間である。
こいため、第５図０信号■０放電波形を変更するつまり
立下りを急伸したり或は鈍らせたりすることによってト
ランジスタＱ１（７”）ＯＮ時間が変ることになる。
このことから、抵抗Ｒ４（７”）インピーダンスを第３
図の検知回路部２の検出に基づいて制御させ、つまり出
力電圧■。
が基準電圧より高い時には抵抗Ｒ４（７”）インピーダ
ンスを小さくまた逆０関係０時にはそいインピーダンス
を高く制御する。
上記０第３図及び第４図と同一部分を第１図で同符号を
もって示しておＣバそして該第１図において明瞭なよう
に、前記抵抗Ｒ４（７”）インピーダンスを制御するた
めに基準電圧誤差検知回路部２０トランジスタＱ３（７
”）エミッタとコレクタを前記抵抗Ｒ４と並列に挿入し
た構成としている。
前記トランジスタＱ３のエミッタとコレクタ間０インピ
ーダンスは出力電圧Ｖｏが基準電圧より高い時には小さ
くまた出力電圧Ｖ。
が基準電圧より低い時には大きくなる０で、前記抵抗Ｒ
４と並列にトランジスタＱ３（’エミッタとコレクタを
挿入することで出力電圧Ｖ。
が基準電圧より高い時にはブロッキング発振回路１０ト
ランジスタＱ１のＯＮ時間が短く制御されまた出力電圧
Ｖｏが基準電圧より低い時には前記トランジスタＱ１（
７’）ＯＮ時間が長く制御され、結局出力電圧Ｖ。
が基準電圧誤差検知回路部２と制御回路部３とによって
所定電圧に制御されることになる。
こい様に本考案の電源回路にあっては回路の起動時にス
イッチング素子を自励発振駆動させ、そｖ後は出力電圧
０基準電圧に対する誤差を検出して出力電圧を監視し、
前記監視に基づいてこい出力電圧が基準電圧より高い時
には前記スイッチング素子のＯＮ時間を短く制御させる
一方、前記出力電圧が基準電圧より低い時にはスイッチ
ング素子（７”）ＯＮ時間を長く制御させてそい駆動を
制御して出力電圧の安定化を行わせたもいであり、従っ
て従来０自励式回路に比して発振が安定して負荷変動に
対しても安定した出力が得られると共にリップル０軽減
にもなり、また従来０他励式回路の有していたスイッチ
ング素子（７’）ＯＮ、ＯＦＦ時間口設定を的確にして
やらないとコンバータ−トランス０磁束密度０飽和を招
き回路部を破壊するといった危惧を回避でき、こい回路
構成が他励式回路に比して簡易に構成できかつ安定した
出力電圧を得ることいできる回路となる。
更に第１図に示す様に出力端子ＡＣを構成させることに
よって安定したＡＣ信号も出力できて螢光表示管０ヒー
ター電圧等にも利用できる回路が容易にできる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本考案電源回路の構成を示す電気回路図、第２
図は第１図いブロッキング発振回路部を取出して示した
図、第３図は第１図の基準電圧誤差検知回路部を取出し
て示した図、第４図は第１図の制御回路部を取出して示
した図、第５図は制御回路部０比較器の入出力信号０電
圧波形を示す図である。 １・・・・・・ブロッキング発振回路部、２・・・・・
・基準電圧誤差検知回路部、３・・・・・・制御回路部
、Ｑ１〜Ｑ４・・・・・・トランジスタ、Ｔ・・・・・
・トランス、Ｌｌ・・・・・・トランス０−次巻線、Ｌ
２・・・・・・トランスい二次巻線、Ｌ３・・・・・・
トランス０帰還巻線、Ｄｏ・・・・・・ダイオード、Ｃ
、Ｃ３・・・・・・コンデンサ、ＣＭＰ・・・・・・比
較器、Ｒ０〜Ｒ４・・・・・・抵抗、ＺＤｌ及びＺＤ２
・・・・・・ツェナダイオード、Ｅ・・・・・・直流電
源、Ｖｏ・・・・・・出力電圧。

Claims (1)

  1. 【実用新案登録請求の範囲】 スイッチング用トランジスタ０ベース電流を、オン、オ
    フ制御して所定０直流電圧を得るスイッチング方式の電
    源回路において、 前記電源回路の起動時に前記スイッチング用トランジス
    タを自励発振駆動させる回路と、前記スイッチング用ト
    ランジスタ０オン、オフ制御にもとづいて出力される出
    力電圧の基準電圧に対する誤差を検出する誤差検出回路
    と、前記スイッチング用トランジスタのオフ時に所定の
    時定数で充電され、前記スイッチング用トランジスタの
    オン時に所定の時定数で放電される充放電回路と、 該充放電回路の充電電圧と所定電圧とを比較する比較器
    と、 該比較器の出力にもとづいて前記スイッチング用トラン
    ジスタのベース電流のオン、オフを制御する駆動回路と
    、 前記誤差検出回路０出力にもとづいて前記充放電回路の
    放電時定数を前記出力電圧が前記基準電圧より高いとき
    には小さく、低いときには大きくする放電時定数可変回
    路と を備えたことを特徴とする電源回路。
JP1979129508U 1979-09-18 1979-09-18 電源回路 Expired JPS5936151Y2 (ja)

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