DE2656603C2 - Geregelte Stromversorgung - Google Patents
Geregelte StromversorgungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine geregelte Stromversorgung mit von der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen
Art.
Eine derartige Stromversorgung ist als geregelter Eintaktsperrwandler aus der DE-OS 23 17 774 bekannt.
Sie erzeugt aus einer Gleichspannung, die ungeregelt und insbesondere auch durch Gleichrichten der Netzspannung
erzeugt sein kann, durch Umwandeln in eine getaktete Wechselspannung und anschließendes
Gleichrichten und Glätten eine geregelte Ausgangsglcichspannung.
deren Betrag vom Verhältnis der Ein- und Ausschaltintervalle eines Schalttransistors abhängt.
Während die F.inschalt/citpunkie des Schahtransistors
vom Taktsignalgenerator bestimmt werden, hangt der Ausschaltzeitpunkt von der vom Transformator abgegriffenen
Meßspannung ab, wodurch sich eine selbsttätige Regelung ergibt Die Schaltung bewirkt auch eine
potentialmäßige Trennung der Ausgangsseite von der Netzspannung, was für die Anwendung in elektrischen
Geräten, z. B. Fernsehgeräten, aus Sicherheitsgründen wichtig ist.
Bei der bekannten Schaltung erhalten der den Schalt-
TO transistor triggernc'e Treibertransistor sowie der Meßtransistor
und Steuertransistor ihre Stromversorgung von der Gleichstromquelle und sind normalerweise, d. h.
bei Abwesenheit eines Taktimpulses vom Taktsignalgenerator, stromdurchflossen. Die Schaltung hat daher einen
erheblichen Leistungsverbrauch sofort beim Einschalten sowie im Dauerbetrieb.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine geregelte Stromversorgung der genannten Art dahingehend
zu verbessern, daß bei vereinfachtem Schaltungsaufbau gleichzeitig niedrigere Leislungsverluste im Dauerbetrieb
und insbesondere beim Einschalten auftreten.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den Merkmaien
des Anspruchs 1 gelöst.
Da die Transistoren der Regelschaltung sowie der Treibertransistor ihre Stromversorgung nicht von der
Gleichspannungsquelle, sondern von der Rückkopplungswicklung und/oder Meßwicklung des Transformators
beziehen, und da der Treibertranristor normalerweise
gesperrt ist und nur bei Anliegen einesTaktimpulses durchgeschaltet wird, hat die Schaltung einen äußerst
niedrigen Stromverbrauch. )e nach dem Triggerzustand der Schaltung wirkt die von der Rückkopplungswicklung
bzw. Meßwicklung erzeugte Spannung nicht nur als Stromversorgung, sondern auch als Sperr-
J5 vorspannung für die KoHektor-Emitter-Strecken der
genannten Transistoren, wodurch der Stromdurchfiuß praktisch auf die Zeiten der Durchschaltung des Schalttransistors
beschränkt ist. Die sehr geringe Leistungsaufnahme der Schaltung eröffnet andererseits auch die
Möglichkeit, sie schaltungstechnisch besonders einfach und mit billigen Bauteilen zu realisieren. Die erfindungsgemäße
Schaltung eignet sich auch zur Steuerung durch einen externen Oszillator als Taktsignalgenerator, z. B.
durch den Zcilcnoszillalor eines Fernsehempfängers.
Während bei der bekannten Schaltung der Schalttransistor durch Sperren des normalerweise leitenden
Treibertransistors durchgeschaltet wird, geschieht dies bei der erfindungsgemäßen Schallung durch Durchschallen
des normalerweise gesperrten Treibertransistors. Bei Störung oder Ausfall des Taktsignalgenerators
ist bei der vorbekannten Schaltung ein Selbstschwingen des Transistors mittel", des von der Rückkopplungswicklung
gelieferten Stroms nicht möglich, während bei der erfindungsgemäßen Schallung auch bei
Ausfall des Taktsignalgcnerators ein Selbstschwingen und damit die Erzeugung einer, allerdings ungeregelten,
Ausgangsspannung möglich ist. Um vor allem für diesen Fall, aber auch aus anderen Gründen, einen Überspannungsschutz
zu schaffen, sind gem?ß einer bevorzugten
»ο Ausgestaltung der Erfindung Einrichtungen /ur Strom-
und Spannungsbegreni'.unc gemiiß den Untcransprüctien
2 und 3 vorgesehen.
Die Erfindung wird im folgenden mit Bezug auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
b5 Fig.! ein schematisches Schaltbild der erfindungsgemäßen
.Stromversorgung und
Fig. 2 ein linpulsdiagramm von Signalen an verschiedenen
Stellen der Schaltung geriäß F i g. 1.
Die in F i g. 1 dargestellte Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Stromversorgung weist im wesentlichen folgende Bestandteile auf:
a) als Gleichstromquelle 1 einen Eingangsgleichrichter zum Gleichrichten und zum Glätten des Eingangssignals
eines Netzes AC,
b) einen Gleichstrom-Wechseistrom-Wandler 2 mit einem Schalttransistor Q 1 zum wiederholten Ein-
und Ausschalten des Ausgangssignals der Gleichstromquelle 1 und mit einem Transformator 3, dem
das Umschaltsignal zugeführt wird,
c) einen Gleichrichter 4 zum Gleichrichten und zum Glätten des durch den Transformator 3 gewonnenen
Wechselstroma usgangssignals,
d) einen Vergleicherschaltkreis 5 zum Feststellen und Verstärken der Schwankungen des Ausgangssignals
des Gleichstrom-Wechselstrom-Wandlers 2,
e) ein2n Steuerschaltkreis 6 zum Steuern des Verhältnisses
der Ein- und Aus-Intervalle des Schalttransistors Q1 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des
Vergleicherschaltkreises 5,
f) eine Treiberschaltung 7 zum synchronen Ansteuern des Schalttransistors Q1 mit einer vorbestimmten
Wiederholfrequenz,
g) einen Strombegrenzer 9 zum Schutz des umschaltenden Ausgangsstroms gegen summierende Überlagerungen
aufgrund eines unterschiedlichen Stromverstärkungsfaktors des Schalttransistors
<?lund
h) einen Spannungsbegrenzer 10 zum Schutz der Ausgangsgleichspannung
gegenüber Überhöhung aufgrund einer Überlagerung bei fehlerhaft arbeitendem
Vergleicherschaltkreis 5 oder des Steuerschaltkreises 6.
Der Eingangsgleichrichter 1 ist gemäß F i g. 1 mir. dem Netzeingang AC über einen Netzschalter S mit einem
Paar Eingangskontakten / 1 und /2 verbunden und besteht aus einem Brückengleichrichter DO und einem
Glättungs;.:haltkreis, der aus einem Kondensator CO
großer Kapazität besteht.
Der Gleichstrom-Wechselstrom-Wandler 2 weist einen Transformator 3 mit einer Eingangswicklung N 1.
einer Rückkopplungswicklung Λ/2, einer Meßwicklung
N3 und einer ersten, einer zweiten und einer drillen
Ausgangswicklung Λ/4, /V5 und ;V6 auf, die in ihrer
Polarität mit dem Transformator 3 in der dargestellten Weise verbunden sind.
Der Gleichstrom-Wechseistrom-Wandler 2 weist im wesentlichen einen Spirros/illator auf. der aus der Eingangswicklung
NX, der Rückkopplungswicklung Λ/2 und eine:n Schalttransistor Q 1 besteht. Insbesondere ist
eine Reihenschaltung zwischen den Ausgangskontakien PX und PI des Eingangsgleichrichters 1 vorgesehen,
bestehend aus dem Schalttransistor Q 1 mit dem Emitter und dem Kollektor, aus der Eingangswicklung N 1
und aus einem Begrenzungswiderstand R 1. während das eine Ende der Rückkopplungswicklung Λ/2 mil der
Basis des Schalttransistors Q 1 über einen Impedanzschaltkreis K verbunden ist, der aus einer Parallelschaltung
des in Reihe mit einem Widerstand R 2 geschalteten Kondensators Cl sowie einem Widerstand /?3 besteht,
wählend das andere Ende der Rückkopplungswicklung N 2 direkt mit dem Emitter des Schalttransistors
Q 1 verbunden ist.
Der Glvtchstrom-Wechselsirom-War.dler 2 weist au
ßerdem eihen StartscPaltkreis 2' auf. bestehend aus einem
Kondensator C2, der zwischen die Basis des Schalttransistors QX und dem Verbindungspunkt P 3
der Spannungsteilerwiderstände R 4 und R 5 zwischen den Ausgangskontakten Pl und P2 des Eingangsgleichrichter
1 geschaltet ist. Der Kondensator C2 des Startschaltkreises 2' kann durch einen Widerstand R'
ersetzt werden, der in der Zeichnung gestrichelt dargestellt ist, wobei in diesem Fall eine Diode D', die ebenfalls
gestrichelt eingezeichnet ist, vorzugsweise in Reihe
ίο mit dem Widerstand R 3 in dem Impedanzschaltkreis K
angeordnet ist, um eine Sperre gegen den Strom zu bilden, der durch den Widerstand R'zu der Rückkopplungswicklung
N 2 fließt.
Der Gleichrichter 4 umfaßt an der ersten Ausgangswicklung Λ/4 eine Diode D 1. eine Drosselspule L 1 und
Glättkondensatoren C3, C4, an der zweiten Ausgangswicklung /V 5 eine Drosselspule L 2, eine Diode D 2 und
Spannungsteilerwiderstände R 6, R 7 sowie an der dritten Ausgangswicklung Λ/6 eine Diode D 3 und einen
Glättkondensator C5. Somit ist der Gleichrichter 4 so ausgebildet, daß er verschiedene Ausgangsspannungen
abzugeben vermag.
Der Vergleicherschaltkreis 5 weist eiüe Reihenschaltung
auf, die aus einem Kondensator C6, einer Diode D 4 und einer Drosselspule L 3 besteht, die mit der in
Reihe mit der Rückkopplungswicklung N2 geschalteten Nr? ißwicklung Λ/3 verbunden ist, um die Spannung
über der Meßwicklung Λ/3 gleichzurichten und zu glätten;
außerdem ist vorgesehen ein Spannungsteiler bestehend aus einer Reihenschaltung von Widerständen
RS und R 9 und einem Potentiometer Vi? zur Teilung
der Gleichspannung Vd, die zwischen den Punkten P 4 und PS an den beiden Polen des Kondensators C6 anliegt,
sowie ein Vergleicher bestehend aus einem Meßtransistor QZ, an dessen Basis die oben beschriebene
Teilerspannung und an dessen Emitter eine Referenzspannung anliegt, die erhalten wird durch eine Reihenschaltung
einer Diode D 5, einer Zenerdiode D 6 und eines Widerstandes R 10. wobei diese Reihenschaltung
zwischen dem oben beschriebenen Schaltungspünkt P4 und der Basis des Schalttransistors Q 1 ist, d. h. dem
P::okt P 6. Der Kollektor des Transistors Q 2 ist mit dem
Punkt P 4 über einen Widerstand R 11 verbunden, der als Kollektorwiderstand dient.
Der Steuerschaltkreis 6 weist einen Transistor Qi
auf, der mit seinem Emitter und seinem Kollektor in Reihe mit Widersländen R 12, R 13 und R 14 zwischen
dem Schaltungspunkt PA der Spannung Vd und dem
Schaltungspunkt P7 der Gleichspannung Vf geschaltet
ist, die durch Gleichrichtung und Glättung der Spannung über der Rückkopplungswicklung Λ/2 mit Hilfe
einer Diode Dl und einem Kondensator Cl erhalten
wird, um das Ausgangssignal des Meßtransistors Q 2 zu verstärken und zu invertieren, während ein Steuertransistor
Q 4 mit seinem Kollektor und seinem Emitter zwischen die Schaltungspunkte P6 und Pl über einen Widerstand
R 15 geschaltet ist, so daß er in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Transistors ζ>
3 steuerbar ist. Der Treiberschaltkreis 7 weist einen Treibertransi-
bo stör Q 7 auf, der .nil seinem Emitter und seinem Kollektor
zwischen den Schaltungspunkten P4 und P6 über einen Widerstand R 16 geschaltet ist, so daß er in Abhängigkeit
vom Ausgangssignal des Oszillators 8 steuerbar ist. der mit einer vorbestimmten Schwingungsfre-
bi) quenz von mehreren 10 kHz schwingt, wobei dieser Oszillator
8 vorzugsweise ein Horizontaloszillator eines Fernsehempfängers ist, der durch den Ausgang des Ausgangsgleichrichters
4 über eine Leitung Fl erregt wird.
Die Basis des Treibertransistors Ql ist über einen Basiswiderstand
Ä17 mit dem Schaltungspunki PA und
außerdem über einen Widerstand R 18 und einem Kondensator
C8 mit dem Oszillator 8 verbunden.
Zur Strombegrenzung (Strombegrenzer 9) weist die erfindungsgemäOe Stromversorgung einen Begrenzerwiderstand
R 1 auf, der zwischen den Emitter des Schalttransistors Q 1 und den Sclsaliungspunkt Pl geschaltet
ist, sowie eine Reihenschaltung der Dioden DS und O 9, die zwischen den Schaltungspunkt P2 und die
Basis />6 des Schalttransistors Q 1 geschaltet sind. Zur
Spannungsbegrenzung (Spannungsbegren/er 10) dienen die Dioden D8 und D9 sowie eine Zener-Diode
D 10. die zwischen den Verbindungspunkt /'8 der Dioden
D8 und £>9 und den Schaltungspunkt Pl geschaltet
ist.
Die Arbeitsweise der mit Bezug auf die F i g. I beschriebenen erfindungsgemäßen Stromversorgung wird
im folgenden unter gleichzeitiger Bezugnahme auf das impulsdiaEramm der F i g. 2 besehrieben. Zunächst wird
die Arbeitsweise, beginnend mit dem Einschaltvorgang bis zu einem stabilen Zustand, beschrieben, danach die
Arbeitsweise der Steuerung für die konstante Spannung und anschließend die Arbeitsweise der Strom- und
Spannungsbegrenzer (9 bzw. 10).
Die Arbeitsweise vorn Einschalten bis zum stationären
Zustand der erfindungsgemäßen Stromversorgung wird zunächst unter Bezugnahme auf die Impulsdiagramrne
mi: durchgezogenen Linien in F i g. 2 beschrieben. Es sei angenommen, daß der Netzschalter S zum
Zeitpunkt t = ί t geschlossen wird; der Anfangsstrom
id fließt vom Schaltungspunkt P3 zum Eingangsgleichrichter
1 über den Kondensator C2 zu der Basis des Schalttransistors Ql, und entsprechend fließt der Kollektorstrom
ic des Schalttransistors Q \ zum Eingangsgleichrichter 1 zur Eingangswicklung N 1, wobei in der
Rückkopplungswicklung Λ/2 eine Spannung induziert wird. Diese Spannung wird dabei in der Richtung induziert,
daß eine positive Rückkopplung zum Scbaittransistor Q 1 erfolgt, so daß ein Rückkopplungsstrom ib von
der Rückkopplungswicklung N2 durch den Impedanzschaltkreis
K zu der Basis des Schalttransistors Q 1 fließt. Dieser Ablauf erfolgt innerhalb einer sehr kurzen
Zeitspanne, nachdem der Netzschalter S gesch!ossen worden ist. Daher erreicht der Basisstrom des Schalttransistors
Q 1 sofort den in F i g. 2(a) dargestellten Spitzenwert, worauf ein konstanter Wert Ib aufrechterhalten
wird, der durch die Impedanz des Impedanzschaltkreises K bestimmt wird. Andererseits nimmt der Kollektorstrom
ic des Schalttransistors Q 1 aulgrund der Induktivität der Eingangswicklung N 1 nicht so schnell
zu. so daß er et-va linear gemäß F i g. 2(b) zunimmt, während der Basisstrom auf dem konstanten Wert Ib
gehalten wird. Wenn daher der Kollektorstrom ic den Wert Icp, der B mal Basisstrom Ib entspricht, erreicht,
wobei öder Stromverstärkungsfaktor des Schalttransistors
Q\ ist, wird er zum Zeitpunkt t - /2 rasch gesperrt.
Wenn der Schalttransistor Q 1 gesperrt wird, wird die
in der Eingangswicklung N 1 während des Zeitintervall f 1 —f 2 gespeicherte Energie verbraucht, und dementsprechend
nimmt das Kollektorpotential des Schalttransistors Q 1, das bis zu diesem Zeitpunkt etwa auf dem
Emitterpotential Ve gehalten wurde, zum Zeitpunkt / = /2 gemäß Fig. 2{c) rasch zu. Dadurch wird an der
ersten, zweiten und dritten Ausgangswicklung N4. Λ/5
und N 6 eine Spannung induziert. Die an der zweiten Ausgangswicklung Λ/5 induzierte Spannung wird mit
Hilfe der Diode D 2 und den Spannungsteüerwidersiänden
R 6 und R 1 in dem Gleichrichter 4 gleichgerichtet und geglätte:, so daß am Ausgangskontakt O3 eine positive
Ausgangsspannung anliegt. Diese positive Spannung wird dem Oszillator 8 über die Leitung FL zugeführt.
Da dem Oszillator 8 diese positive Spannung zugeführt wird, beginnt dieser zu schwingen und erzeugt
dadurch /um Zeitpunkt ί = ι 3 gemäß F i g. 2(e) einen
ίο Ausgangsimpuls c mit vorbestimmter Intervalldauer,
wobei dieser Ausgangsimpuls e der Basis des Treibertransistors Ql zugeführt wird. Beim Anliegen des Ausgangsimpulses
e am Treibertransistor Ql wird dieser durchgeschaltet, und der Kollektorstrom ic fließt durch
i) den Widerstand R 16 und durch die Basis-Emitter-Stiek·
ke des .Schalttransistors Q 1. Dementsprechend fließt zu
diesem Zeitpunkt der Kollektorstrom ic des Schalttransistors
Q 1 aufgrund des Basissiroms it durch die Fiingangswicklung
N I. so daß der Schalttransistor Q 1 erneut durchgcschaltet wird. Daher erfolgt der gleiche
Ablauf wie während des oben beschriebenen Zeitintervalls t \ — 13 erneut, so άάΰ der Schalttransistor Q 1 einen
stationären Zustand einnimmt, währenddem er wiederholt synchron mit dem Ausgangsimpuls e ein- und
>t ausgeschaltet wird.
Dementsprechend ändert sich nach dem Zeitpunkt r = / 3 die Spannung der ersten Ausgangswicklung N4
als rechteckige Wellenform gemäß F i g. 2(d). und die Spannungen an der zweiten und dritten Ausgangswicklung
/V 5 und N6 ändern sich in ähnlicher Weise. Diese
Spannungen werden mit Hilfe der Dioden D\,D2 und D 3 und der Kondensatoren C3, CA und CS des Gleichrichters
4 in ihrer Spitze gleichgerichtet, und die gleichgerichteten Ausgangssignale werden abgezogen, und
η zwar direkt oder durch Spannungsteilung oder nach einer
Addition etwa nach Art einer Anzahl von Gleichspannungen gemäß der Figur über die AusgangskontaktcOl
bis O 4.
Der Spitzenwert Von (n = 4, 5 und ö) der an der ersten, zweiten und dritten Ausgangswicklung N A. N 5 und Λ/6 induzierten Rechteckspannungen wird bestimmt gemäß der folgenden Gleichung:
Der Spitzenwert Von (n = 4, 5 und ö) der an der ersten, zweiten und dritten Ausgangswicklung N A. N 5 und Λ/6 induzierten Rechteckspannungen wird bestimmt gemäß der folgenden Gleichung:
Von = Tn ■ Vi
wobei Tn (n — 4.5 und 6) das entsprechende Wicklungsverhältnis jeder der Ausgangswicklungen Ν**, NS und
/V6 ist bezüglich der Eingangswicklung N 1. und wobei Vi die Gleichspannung zwischen den Schalcungspunk-
sn ten P2 und P3ist.
Der oben beschriebene Ausgangsimpuls e tritt nicht notwendigerweise schon während des ersten Aus-' itervalls
des Schalttransistors Q1 auf; daher wird die Schwingungsfrequenz des Sperroszillators, λ τ aus dem
Schalttransistor Q 1 und dem Transformator 3 besteht, vorzugsweise derart ausgewählt, daß sie geringfügig unterhalb
der Frequenz des Oszillators 8 ist, wobei in diesem Fall der Ausgangsimpuls e erzeugt wird, während
der Schalttransistor Q 1. nachdem der Netzschalter S
Mi geschlossen ist. mehrmals durch Eigenschwingung ein-
und ausgeschaltet wird, wodurch der Schalttransistor Q 1 schließlich synchron mit dem Ausgangsimpuls c angesteuert
wird.
im folgenden wird der Betrieb bei konstanter Span-
b'i nung mit Bezug auf das gestrichelte Impulsdiagramm in
F i g. 2 näher erläutert.
Es sei angenommen, daß die Gleichspannungen an den Ausgangskontakten Ot-O4 zunehmen, so daß
oo ουο
sich die Rcchteckspunnungen an den Ausgangswicklungen
NA, Λ/5 und Λ/6 geändert haben müssen; dementsprechend
ändert sich die Rechteckspannung, die in der Meßwicklung /V3 indu/.iert worden ist. und daher
nimmt entsprechend die Gleichspannung Vc/ /wischen ■>
den Schaltungspunkten PA und P5 zu. Da die Basisspannung
des Transistors Q 2 dem oben beschriebenen stationären Zustand geringfügig höher ist als die Summe
;>r Emitterspannung des Meßtransistors Q 2 und
der Spannung zwischen dem Emitter und der Basis des Meßtransistors Q 2, wenn das Basispotential des Meßtransistors
Q 2 zum Zeitpunkt t = f 4 aufgrund der Zunahme der Spannung Vc/zunimmt, so nimmt der Kollckiorstrom
des Meßtransistors Q2 entsprechend zu, mit dem Ergebnis, daß die Spannung am Widerstand R 11 r>
ansteigt, wobei dieser Spannungsanstieg durch den Transistor <?3 verstärkt, invertiert und der Basis des
Stcuertransistors QA zugeführt wird. Der Stcuerschaltkreis
6 arbeitet also derart, daß mit einer Zunahme des Bciispoieniiäis des McÖtrarisisJors Q 2 die Vorwärts- ;;;
spannung über der Basis-Emitter-Streckc des .Steuertransistors
QA ebenfalls zunimmt.
Dementsprechend nimmt der Strom if zu. der vom oberen Ende der Rückkopplungswicklung N 2 durch
den Impedanzschaltkreis K, den Widerstand R 15 und 2r>
den Kollektor und den Emitter des Steuertransistors Q 4 zum Schaltungspunkt P7 fließt.
Eine Zunahme des Stroms //bewirkt eine Abnahme des Rückkopplungsstroms ib, der vom oberen Ende der
Rückkopplungswicklung N 2 zur Basis des Schalttransi- jo stors Q I fließt, d. h. ein Teil des Stroms ib wird durch
der. Steuertransistor Q 4 überbrückt. Wenn der Rückkopplungsstrom ib um einen Wert Jib gemäß F i g. 2(a)
abnimmt, kann der Kollektorstrom ic des Schalttransistors
Q 1 den Wert ß, multipliziert mit dem Strom ib, r»
nicht überschreiten, so daß das Ein-Intervail des Transistors
Q 1 kürzer wird, nämlich / 4— / 5 gemäß F i g. 2(b).
Somit wird auch die in der Eingangswicklung N 1 während des Ein-lntervalls /4-/5 gespeicherte Energie
kleiner, so daß das Kollektorpotential während des Aus- -to Intervalls ί 5— ί 6 des Schalttransistors Q 1 niedriger
wird, wie dies in Fig.2(c) durch die gestrichelte Linie
dargestellt ist. Dementsprechend nimmt die Rcchteckspannung(Fig.2(d))ab,die
währenddem Aus-Intervall an der ersten, der zweiten und an der dritten Ausgangswicklung
Λ/4, Λ/5 bzw. N6 induziert worden ist. so daß
eine Zunahme der Ausgangsgleichspannung an den Ausgangskontakten OX —OA unterdrückt wird. Wenn
dagegen die Ausgangsgleichspannung niedriger wird, arbeitet die erfindungsgemäße Stromversorgung umge- r>
<> kehrt, indem eine Abnahme der Spannung verhindert wird, um eine Stabilisierung zu erreichen.
Im folgenden wird die Wirkungsweise des strombegrenzenden
Schaltungsteils (Strombegrenzer 9) und des spannungsbegrenzenden Schaltungsteils (Spannungsbegrenzer
10) beschrieben.
Aus der obigen Beschreibung wird ersichtlich, daß das
Ein-lntervall des Schalttransistors Q1 bestimmt wird
durch dessen Stromverstärkungsfaktor ß. Dies bedeutet, daß der Arbeitsbereich für konstante Spannung un- bo
terschiedlich ist in Abhängigkeit von einem sich ändernden Stromverstärkungsfaktor ß. Der Strombegrenzer 9
ist vorgesehen, um den Kollektorstrom ic des Schalttransistors
Q1 auf weniger als einen vorbestimmten Wert zu begrenzen, so daß ein vorbestimmter Arbeits- to
bereich mit konstanter Spannung unabhängig von dem Stromverstärkungsfaktor/?des Schalttransistors Q1 erhalten
wird- Falls insbesondere der Stromverstärkungsfaktor // des Schaltiransistors Q 1 größer ist als der geforderte
Wert, so daß der Spitzenwert des Kollektorstroms ic des Schalttransistors Q 1 den Kollektorstrom
lcp gemäß Fig. 2(b) übersteigt, so werden die beiden
Dioden D 8 und D 9 leitend, falls die an dem Begrenzerwidcrstancl
R 1 abfallende Spannung die Summe der Spannungen der Dioden D8 und D9 übersteigt, und
zwar aufgrund einer Zunahme des Kollektorstroms ic und daher einer Zunahme des Emitterstroms im Schalttransistors
QX, so daß der Riickkopplungsstrom der Rückkopplungswicklung N 2 zur Basis des Schalttransistors
Q1 überbrückt und der Kollektorstrom des Schalttransislors Q 1 begrenzt wird, wodurch die Ausgangsglcichspannung
konstant gehalten wird.
Der Spannungsbegrenzer 10 soll eine Zunahme der Ausgangsglcichspannung verhindern, die durch eine
Fehlfunklion auftreten kann, insbesondere wenn mindestens einer der Transistoren Q 2. Q3 und QA in geöffnetem
Zustand defekt ist. Wenn insbesondere die Gleichspanniing
zwischen den SchaUungspunk'.co Pβ unA Pl
die Summe dei Zcner-Spannung der Zener-Diode D 10
und der Übergangsspannung der Diode D9 übersteigt,
so werden die Zener-Diode DlO und die Diode D9 leitend, wobei der Rückkopplungsstrom ib von der
Rückkopplungswicklung Λ/2 zur Basis des Schalttransislors
Q 1 abgeleitet wird, so daß dessen Kollektorstrom ic begrenzt wird.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Geregelte Stromversorgung mit einem Schalttransistor (Q X), mit einem Transformator (3). der
eine mit der Emitter-Kollektor-Strecke des Schalttransistors (Q X) und einer Gleichstromquelle (1) in
Reihe geschaltete Eingangswicklung (Ni), mindestens eine über einen Gleichrichter (4) an eine Last
anschließbare Ausgangswicklung (N4. NS, Nft), eine
mit der Basis des Schalttransistors (Q X) verbundene Rückkopplungswicklung (N2) und eine Meßwicklung
(N 3) aufweist, mit einer Regelungsschaltung (5, 6) mit einem Meßtransistor (Q2), dessen
Basis eine von der Meßwicklung (N 3) gelieferte, anschließend gleichgerichtete und geglättete Spannung
an einem Spannungsteiler (R 8. VR. R 9) abgreift,
und mit einem vom Meßtransistor (Q 2) gesteuerten Steuertransistor (QA), der mit der Basis
des Schalttransistors (Q X) verbunden ist, und mit einem Treibertransistor (Q 7), dessen Basis mit einem
Taktsigr>^lgenerator (8) und dessen Kollektor
mit der Basis des Schalttransistors (Q X) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die
Meßwicklung (N 3) bzw. die Rückkopplungswicklung (N2) über Gleichrichterschaltungen (L3. DA;
Cl, Dl. LA) als Stromquellen für die in der Regelungsschaltung
(5, 6) und Treiberschaltung (7) vorhandenen Transistoren (Q 2, Q 3. Q 4 und Q 7) geschaltet
sind und daß der Treibertransisior (Ql). dessen Kollektor mit der Basis des Schalttransistors
(Q X) und dessen Emitter mit der Meßwicklung (N 3) verbunden sinu, bei Anliegen eines vom Taktsignalgenerator
(8) erzeugten-Jmpulsc'durchschaltbar ist.
2. Geregelte Stromversorgung nach Anspruch I,
dadurch gekennzeichnet, da3 zur 'Strombegrenzung zwischen dem Emitter des Schalttransistors (Q X)
und dem einen Pol der Gleichstromquelle (1) ein Begrenzungswiderstand (R X) angeordnet ist, dessen
gleichstromquellenseitiges Ende über eine Diodenschaltung (D 8, D9) mit der Basis des Schalttransistors
(Q 1) verbunden ist.
3. Geregelte Stromversorgung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Diodcnschaliung
(DS, D9) aus einer Reihenschaltung zweier Dioden (DS und D9) besteht und daß zur Spannungsbegrenzung
der Verbindungspunkt zwischen den beiden Dioden (D% und D9) über eine Zener-Diode
(D 10) an die mit der Rückkopplungswicklung (N 2) des Transformators (3) verbundene Glcichrichicrschaltung
(Cl, Dl, LA) geschaltet ist.
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| JP50149889A JPS5272445A (en) | 1975-12-15 | 1975-12-15 | Chopper type constant voltage power source system |
| JP17231075U JPS5552663Y2 (de) | 1975-12-17 | 1975-12-17 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE2656603A1 DE2656603A1 (de) | 1977-06-16 |
| DE2656603C2 true DE2656603C2 (de) | 1989-08-10 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| AU (1) | AU503701B2 (de) |
| DE (1) | DE2656603C2 (de) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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