JPS5932992B2 - スイッチング制御型電源回路 - Google Patents
スイッチング制御型電源回路Info
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- JPS5932992B2 JPS5932992B2 JP55048530A JP4853080A JPS5932992B2 JP S5932992 B2 JPS5932992 B2 JP S5932992B2 JP 55048530 A JP55048530 A JP 55048530A JP 4853080 A JP4853080 A JP 4853080A JP S5932992 B2 JPS5932992 B2 JP S5932992B2
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチング制御型電源回路なかでも自励発振
型の此種電源回路に関するっスイッチング制御型電源に
は、外部駆動回路やドライブトランス等を必要としない
ため回路構成が簡単になる等の点から、自励発振型のも
のが実現されている。
型の此種電源回路に関するっスイッチング制御型電源に
は、外部駆動回路やドライブトランス等を必要としない
ため回路構成が簡単になる等の点から、自励発振型のも
のが実現されている。
この自励発振型の一種にブロッキング発振型電源があり
、これには例えば西独特許第２４１７６２８号で第１図
のような回路が提案されている。そこで、先ず第１図の
電源回路について簡単に説明し、本発明で解決すべき課
題を提起する。
、これには例えば西独特許第２４１７６２８号で第１図
のような回路が提案されている。そこで、先ず第１図の
電源回路について簡単に説明し、本発明で解決すべき課
題を提起する。
第１図の電源回路は大別して入力整流部１と、ブロッキ
ング発振部２及びその起動回路３と、出力整流部４と、
ｍｌｌ御回路部５から構成されている。即ち、入力整流
部１は２２０Ｖの商用交流電源入フ 力を直流に変換す
るものであり、その直流出力に対してブロッキング発振
部２を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１のコレ
クタ・エミッタ間とコンバータトランスＴの入力巻線Ｎ
ｉが直列に接続されている。また、このトランスの帰還
巻線ｒｌＮ２が図中のダイオードやコンデンサ等からな
る直並列回路ＳＫを介して前記トランジスタＴＲ１のベ
ース・エミッタ間に接続され、それによつてプロツキン
グ発振回路を構成している。一方、出力整流部４は前記
トランスＴの出力巻線Ｎ４に発生する矩形波電圧を整流
平滑して直流電圧を取り出すものであり、また、制御回
路部５は前記トランスＴの検出巻線Ｎ３から取り出され
る電圧の変動に応じて前記プロツキング発振部２の発振
周波数を変化せしめる作用をなす。
ング発振部２及びその起動回路３と、出力整流部４と、
ｍｌｌ御回路部５から構成されている。即ち、入力整流
部１は２２０Ｖの商用交流電源入フ 力を直流に変換す
るものであり、その直流出力に対してブロッキング発振
部２を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１のコレ
クタ・エミッタ間とコンバータトランスＴの入力巻線Ｎ
ｉが直列に接続されている。また、このトランスの帰還
巻線ｒｌＮ２が図中のダイオードやコンデンサ等からな
る直並列回路ＳＫを介して前記トランジスタＴＲ１のベ
ース・エミッタ間に接続され、それによつてプロツキン
グ発振回路を構成している。一方、出力整流部４は前記
トランスＴの出力巻線Ｎ４に発生する矩形波電圧を整流
平滑して直流電圧を取り出すものであり、また、制御回
路部５は前記トランスＴの検出巻線Ｎ３から取り出され
る電圧の変動に応じて前記プロツキング発振部２の発振
周波数を変化せしめる作用をなす。
そして、上記制御回路部５は誤差検出用トランジスタＴ
Ｒ２及びＳＣＲ（シリコン制御整流器）ＳＣ等を主要素
として構成されている。この電源回路は、亀源スイツチ
ＳＷの投入時に入力整流部１から起動回路３によつて正
半波の起動電流１ｓをスイツチングトランジスタＴＲｌ
のベースに供給してプロツキング発振部２を起動し、起
動後の定常状態においてはスイツチングトランジスタＴ
Ｒｌの遮断タイミングを次のように変化させることによ
つて定電圧制御を行うことを特徴としている。
Ｒ２及びＳＣＲ（シリコン制御整流器）ＳＣ等を主要素
として構成されている。この電源回路は、亀源スイツチ
ＳＷの投入時に入力整流部１から起動回路３によつて正
半波の起動電流１ｓをスイツチングトランジスタＴＲｌ
のベースに供給してプロツキング発振部２を起動し、起
動後の定常状態においてはスイツチングトランジスタＴ
Ｒｌの遮断タイミングを次のように変化させることによ
つて定電圧制御を行うことを特徴としている。
そのうち、特に定常時の動作について言えば次のように
なつている。即ち、スイツチングトランジスタＴＲｌの
オン時にそのコレクタ・エミツタ間を通つて流れる電流
１１によつてＡ点に発生する電圧と、誤差検出用トラン
ジスタＴＲ２のコレクタ電流１ｔ及びターンオフ用の第
１コンデンサＣ６によつてＢ点に生じる電圧をＳＣＲ（
ＳＣ）によつて比較する。
なつている。即ち、スイツチングトランジスタＴＲｌの
オン時にそのコレクタ・エミツタ間を通つて流れる電流
１１によつてＡ点に発生する電圧と、誤差検出用トラン
ジスタＴＲ２のコレクタ電流１ｔ及びターンオフ用の第
１コンデンサＣ６によつてＢ点に生じる電圧をＳＣＲ（
ＳＣ）によつて比較する。
そして、Ａ点の電圧がＢ点の電圧以下になつた時にその
ＳＣＲ（ＳＣ）を導通させ、図示の極性に充電されたタ
ーンオフ用の第２コンデンサＣ，をスイツチングトラン
ジスタＴＲｌのベース・エミツタ間に接続せしめて該ト
ランジスタＴＲｌを遮断するように構成しているのであ
る。その際、Ａ点の電圧は前記電流１１により時間の経
過につれて増大する負電圧（ラインＬ５が基準電位）で
あり、Ｂ点の電圧は前記電流１ｔに応じて変化する正電
圧とコンデンサＣ６による一定の負電圧を加算して得る
負の醒圧である。このため、検出巻線Ｎ３からＣ点に得
る直流電圧の大きさが変化すれば、Ｂ点の負電圧の大き
さが変化し、それによつてスイツチングトランジスタＴ
Ｒｌのターンオフタイミングが変化される訳である。な
お、上記動作において、コンデンサＣ６，Ｃ，の充電は
スイツチングトランジスタＴＲｌのオフ時に帰還巻線Ｎ
２からそれぞれ図示の経路で流れる電流１ｒ１，Ｉｒ２
によつて行なわれるが、斯る点及びスイツチングトラン
ジスタＴＲｌのオフ状態からオン状態への切換動作はこ
こでは重要でないので、その説明を省略する。
ＳＣＲ（ＳＣ）を導通させ、図示の極性に充電されたタ
ーンオフ用の第２コンデンサＣ，をスイツチングトラン
ジスタＴＲｌのベース・エミツタ間に接続せしめて該ト
ランジスタＴＲｌを遮断するように構成しているのであ
る。その際、Ａ点の電圧は前記電流１１により時間の経
過につれて増大する負電圧（ラインＬ５が基準電位）で
あり、Ｂ点の電圧は前記電流１ｔに応じて変化する正電
圧とコンデンサＣ６による一定の負電圧を加算して得る
負の醒圧である。このため、検出巻線Ｎ３からＣ点に得
る直流電圧の大きさが変化すれば、Ｂ点の負電圧の大き
さが変化し、それによつてスイツチングトランジスタＴ
Ｒｌのターンオフタイミングが変化される訳である。な
お、上記動作において、コンデンサＣ６，Ｃ，の充電は
スイツチングトランジスタＴＲｌのオフ時に帰還巻線Ｎ
２からそれぞれ図示の経路で流れる電流１ｒ１，Ｉｒ２
によつて行なわれるが、斯る点及びスイツチングトラン
ジスタＴＲｌのオフ状態からオン状態への切換動作はこ
こでは重要でないので、その説明を省略する。
さて、この第１図の電源回路では次のような欠点がある
。
。
先ず、ＳＣＲ（ＳＣ）を使用しているので、プロツキン
グ発振部２の発振周波数を充分高く選定して能率のよい
定電圧制御動作を行なわせる場合には不適当である。こ
れは市販されている低電力用のＳＣＲは一般に高速応答
性が劣つているからである。次に、ＳＣＲ（ＳＣ）のタ
ーンオフ用の第１コンデンサＣ６の放電電流は抵抗Ｒ９
，ＲｌＯを通つて流れ、この電流は誤差検出用トランジ
スタＴＲ２のコレクタ電流１ｔが変化するから一定では
ない。
グ発振部２の発振周波数を充分高く選定して能率のよい
定電圧制御動作を行なわせる場合には不適当である。こ
れは市販されている低電力用のＳＣＲは一般に高速応答
性が劣つているからである。次に、ＳＣＲ（ＳＣ）のタ
ーンオフ用の第１コンデンサＣ６の放電電流は抵抗Ｒ９
，ＲｌＯを通つて流れ、この電流は誤差検出用トランジ
スタＴＲ２のコレクタ電流１ｔが変化するから一定では
ない。
このため、スイツチングトランジスタＴＲｌのオフ時に
帰還巻線Ｎ２から上記コンデンサＣ６に流れる充電電流
１ｒ１がＣ点の電圧に応じて変化することになる。これ
はターンオフ用の第２コンデンサＣ，への充電電流１ｒ
２即ち該コンデンサの両端間電圧が変化することを意味
し、従つて、スイツチングトランジスタＴＲｌのターン
オフが確実に行なわれない場合が生じるｏまた、プロツ
キング発振部２への起動電流１ｓは入力整流部１のライ
ンＬ３から図示の経路で流れるが、起動時には上記ライ
ンＬ３からはこの経路の他にダイオードＤ５→抵抗Ｒ４
→コンデンサＣ３→帰還巻線Ｎ２のａ−？ｂ→ダイオー
ドＤｌｌ→抵抗Ｒｌ２→抵抗Ｒｌ，→ラインＬ２の系路
で電流が流れることになる。
帰還巻線Ｎ２から上記コンデンサＣ６に流れる充電電流
１ｒ１がＣ点の電圧に応じて変化することになる。これ
はターンオフ用の第２コンデンサＣ，への充電電流１ｒ
２即ち該コンデンサの両端間電圧が変化することを意味
し、従つて、スイツチングトランジスタＴＲｌのターン
オフが確実に行なわれない場合が生じるｏまた、プロツ
キング発振部２への起動電流１ｓは入力整流部１のライ
ンＬ３から図示の経路で流れるが、起動時には上記ライ
ンＬ３からはこの経路の他にダイオードＤ５→抵抗Ｒ４
→コンデンサＣ３→帰還巻線Ｎ２のａ−？ｂ→ダイオー
ドＤｌｌ→抵抗Ｒｌ２→抵抗Ｒｌ，→ラインＬ２の系路
で電流が流れることになる。
そして、この後者の経路のインピーダンスは帰還巻線Ｎ
２の巻数が少ないから前者の経路のそれと略同程度であ
る。このため、起動回路３は必要な起動電流よりも充分
大きな電流を取り出さねばならず、従つて、起動時の電
力損失が大きいことである。更に、ＳＣＲ（ＳＣ）をタ
ーンオフさせるためにコンデンサＣ６及びダイオードＤ
８，Ｄｌｌが必要であり、且つ、起動回路３をダイオー
ドＤ５、コンデンサＣ３、及び抵抗Ｒ３，Ｒ４（Ｒ３は
Ｃ３の放電用）で構成しているので、全体として部品点
数が多くなり低コスト化の妨げになると云う欠点がある
。
２の巻数が少ないから前者の経路のそれと略同程度であ
る。このため、起動回路３は必要な起動電流よりも充分
大きな電流を取り出さねばならず、従つて、起動時の電
力損失が大きいことである。更に、ＳＣＲ（ＳＣ）をタ
ーンオフさせるためにコンデンサＣ６及びダイオードＤ
８，Ｄｌｌが必要であり、且つ、起動回路３をダイオー
ドＤ５、コンデンサＣ３、及び抵抗Ｒ３，Ｒ４（Ｒ３は
Ｃ３の放電用）で構成しているので、全体として部品点
数が多くなり低コスト化の妨げになると云う欠点がある
。
そこで、本発明は斯る諸欠点を悉く解消したスイツチン
グ制御型電源回路を提案するものである。
グ制御型電源回路を提案するものである。
第２図は本発明電源回路の一実施例を表わしており、第
１図との対応部分には同一図番を付している。即ち、入
力整流部１はラインフイルタＬＦ及びブリツジ整流回路
ＢＤ等を備え第１図と同様に構成されたものであるが、
ここでは第１図に図番Ｒ２で示された平滑コンデンサＣ
２の放電用抵抗が消除されている点に注意すべきである
。プロツキング発振部２は第１図と基本的には同一構成
であり、ここでは第１図の起動回路３に代えて単一の起
動用抵抗Ｒｌ４を使用した点に特徴がある。なお、コン
デンサＣｌＯと抵抗Ｒｌ３はスイツチングトランジスタ
ＴＲｌのオフ時に入力巻糾Ｎ１に発生する電圧の波形整
形用のものである。出力整流部４ではコンバータトラン
スＴの出力巻線が第１巻線Ｎ４ａと第２巻線Ｎ４ａに分
割さへその各巻線から互いに電圧値の異なる直流電圧を
得るようになつているが、ここには特に特徴はない０制
御回路部５のうち誤差検出部５はトランジスタＴＲ２が
ＮＰＮトランジスタで構成されている他は第１図と略同
一の構成であるが、スイツチング制御部デは第１図とは
全く異なり次のように構成されている。
１図との対応部分には同一図番を付している。即ち、入
力整流部１はラインフイルタＬＦ及びブリツジ整流回路
ＢＤ等を備え第１図と同様に構成されたものであるが、
ここでは第１図に図番Ｒ２で示された平滑コンデンサＣ
２の放電用抵抗が消除されている点に注意すべきである
。プロツキング発振部２は第１図と基本的には同一構成
であり、ここでは第１図の起動回路３に代えて単一の起
動用抵抗Ｒｌ４を使用した点に特徴がある。なお、コン
デンサＣｌＯと抵抗Ｒｌ３はスイツチングトランジスタ
ＴＲｌのオフ時に入力巻糾Ｎ１に発生する電圧の波形整
形用のものである。出力整流部４ではコンバータトラン
スＴの出力巻線が第１巻線Ｎ４ａと第２巻線Ｎ４ａに分
割さへその各巻線から互いに電圧値の異なる直流電圧を
得るようになつているが、ここには特に特徴はない０制
御回路部５のうち誤差検出部５はトランジスタＴＲ２が
ＮＰＮトランジスタで構成されている他は第１図と略同
一の構成であるが、スイツチング制御部デは第１図とは
全く異なり次のように構成されている。
即ち、先ず２段接続したスイツチ用トランジスタＴＲ３
，ＴＲ４の各コレクタ・エミツタ間が、ダイオードＤ９
とスイツチングトランジスタのターンオフ用コンデンサ
Ｃ９の接続中点Ｄと、検出巻線Ｎ３のコールド側のライ
ンＬ５との間に接続されている。そして、その前段側の
トランジスタＴＲ３のベースを誤差検出部の抵抗Ｒｌ６
，Ｒ，７の分割中Ｂに接続すると共に、このＢ点を入力
巻線Ｎ１及びスイツチングトランジスタＴＲ，のコレク
タ・エミツタ間に直列接続された抵抗Ｒｌｌの入力整流
側の接続点Ａに接続した構成である。次に、斯る実施例
の動作を第３図の波形図を参照して説明する。
，ＴＲ４の各コレクタ・エミツタ間が、ダイオードＤ９
とスイツチングトランジスタのターンオフ用コンデンサ
Ｃ９の接続中点Ｄと、検出巻線Ｎ３のコールド側のライ
ンＬ５との間に接続されている。そして、その前段側の
トランジスタＴＲ３のベースを誤差検出部の抵抗Ｒｌ６
，Ｒ，７の分割中Ｂに接続すると共に、このＢ点を入力
巻線Ｎ１及びスイツチングトランジスタＴＲ，のコレク
タ・エミツタ間に直列接続された抵抗Ｒｌｌの入力整流
側の接続点Ａに接続した構成である。次に、斯る実施例
の動作を第３図の波形図を参照して説明する。
先ず、電源スイツチＳＷの投入直後の起動時には、入力
整流部１のラインＬ１側から起動電流ｓがスイツチング
トランジスタＴＲｌのベース・エミツタ間を流れ、これ
によりスイツチングトランジスタＴＲｌがターンオンし
て入力巻線Ｎ１に電流１１が流れる。
整流部１のラインＬ１側から起動電流ｓがスイツチング
トランジスタＴＲｌのベース・エミツタ間を流れ、これ
によりスイツチングトランジスタＴＲｌがターンオンし
て入力巻線Ｎ１に電流１１が流れる。
すると、この電流によつて帰還巻線Ｎ２に電圧が誘起さ
れ、この電圧は正帰還方向のものであるから、上記巻線
Ｎ２からの正帰還電流１ｆが図示の経路で流れ、それに
よつてスイツチングトランジスタＴＲｌがオン状態に保
持される。スイツチングトランジスタＴＲ，のオン期間
では、そのコレクタ電流は入力巻線Ｎ１のインダクタン
スのために直線的に増加して行く。
れ、この電圧は正帰還方向のものであるから、上記巻線
Ｎ２からの正帰還電流１ｆが図示の経路で流れ、それに
よつてスイツチングトランジスタＴＲｌがオン状態に保
持される。スイツチングトランジスタＴＲ，のオン期間
では、そのコレクタ電流は入力巻線Ｎ１のインダクタン
スのために直線的に増加して行く。
そしてこのコレクタ電流が、直並列回路ＳＫのインピー
ダンスで決まる前記帰還電流１ｆ（一定値）のβ倍（β
はスイツチングトランジスタＴＲ，の″亀流増幅率）に
なると、スイツチングトランジスタＴＲｌはもはやオン
し続けることができなくなつてオフ状態に反転する。ス
イツチングトランジスタＴＲｌがオフ状態になると、帰
還巻線Ｎ２には先のオン状態と逆極性の電圧が発生し、
これによつて上記巻線Ｎ２から図示の経路で電流１ｒが
流れてコンデンサＣ９を充電せしめる。
ダンスで決まる前記帰還電流１ｆ（一定値）のβ倍（β
はスイツチングトランジスタＴＲ，の″亀流増幅率）に
なると、スイツチングトランジスタＴＲｌはもはやオン
し続けることができなくなつてオフ状態に反転する。ス
イツチングトランジスタＴＲｌがオフ状態になると、帰
還巻線Ｎ２には先のオン状態と逆極性の電圧が発生し、
これによつて上記巻線Ｎ２から図示の経路で電流１ｒが
流れてコンデンサＣ９を充電せしめる。
その結果、Ｄ点には正の電圧が発生することになる。一
方、この状態では、トランジスタＴＲｌのオン時に入力
巻線Ｎ１に蓄積されたエネルギーに応じた波高値の矩形
波電圧が出力巻線Ｎ４ａに発生し、これがダイオードＤ
ｌ２とコンデンサＣｌ２によつて整流平滑されて図示し
ない負荷回路に供給されると共に、上記出力巻線Ｎ４ａ
に流れる電流が次第に減少して行く。このような現像は
出力巻線Ｎ４ｂについても行なわれる。次に、上記出力
巻線Ｎ４ａを流れる電流が零になると、入力巻線Ｎ，の
インダクタンスと分布容量（便宜上、図中Ｑこ破線で示
すコンデンサＣＰ）とで共振動作が起り、破線で示す共
振電流１ｐが流れ、この電流は次第に増大して行く。前
記共振電流１ｐは一且最大値に達し、その後は破線と逆
方向に流れ始める。
方、この状態では、トランジスタＴＲｌのオン時に入力
巻線Ｎ１に蓄積されたエネルギーに応じた波高値の矩形
波電圧が出力巻線Ｎ４ａに発生し、これがダイオードＤ
ｌ２とコンデンサＣｌ２によつて整流平滑されて図示し
ない負荷回路に供給されると共に、上記出力巻線Ｎ４ａ
に流れる電流が次第に減少して行く。このような現像は
出力巻線Ｎ４ｂについても行なわれる。次に、上記出力
巻線Ｎ４ａを流れる電流が零になると、入力巻線Ｎ，の
インダクタンスと分布容量（便宜上、図中Ｑこ破線で示
すコンデンサＣＰ）とで共振動作が起り、破線で示す共
振電流１ｐが流れ、この電流は次第に増大して行く。前
記共振電流１ｐは一且最大値に達し、その後は破線と逆
方向に流れ始める。
すると、この逆方向の電流は帰還巻線Ｎ２に正帰還電圧
を発生せしめることになり、この巻線Ｎ２から前述の経
路で正帰還電流１ｆが流れることになり、従つて、スイ
ツチングトランジスタＴＲｌがオン状態に再び反転する
。その際、この動作は正帰還作用によつて促進されるの
で、共振電流１ｐの方向が逆転すると、その時点から瞬
時のうちに実現されることになる。このようにしてスイ
ツチングトランジスタＴＲｌが再びオン状態になると、
その後は上述と同様の動作を１〜２回繰り返したのち、
次に説明する定常時の動作に移行する。
を発生せしめることになり、この巻線Ｎ２から前述の経
路で正帰還電流１ｆが流れることになり、従つて、スイ
ツチングトランジスタＴＲｌがオン状態に再び反転する
。その際、この動作は正帰還作用によつて促進されるの
で、共振電流１ｐの方向が逆転すると、その時点から瞬
時のうちに実現されることになる。このようにしてスイ
ツチングトランジスタＴＲｌが再びオン状態になると、
その後は上述と同様の動作を１〜２回繰り返したのち、
次に説明する定常時の動作に移行する。
なお、先の起動時の動作（特に共振によるターンオン動
作）は定常状態を示す第３図の波形図を参照することに
より容易に理解される。さて、起動後の状態に於いて、
スイツチングトランジスタＴＲｌがターンオンした場合
は、起動時と同様に入力巻線Ｎ１に電流１１（第３図口
）が流れる。
作）は定常状態を示す第３図の波形図を参照することに
より容易に理解される。さて、起動後の状態に於いて、
スイツチングトランジスタＴＲｌがターンオンした場合
は、起動時と同様に入力巻線Ｎ１に電流１１（第３図口
）が流れる。
すると、Ａ点には抵抗Ｒｌｌによつて時間につれて増大
する負電圧（第３図への１１が基準電位が発生し、この
電圧が抵抗Ｒ２Ｏを通り且つコンデンサＣｌ４で直流分
が除去されてＢ点に導かれる。一方、検出巻線Ｎ３には
定常状態では矩形波電圧が発生し、これがダイオードＤ
７とコンデンサＣ，で整流平滑されることによりＣ点に
は正の電圧が発生している。
する負電圧（第３図への１１が基準電位が発生し、この
電圧が抵抗Ｒ２Ｏを通り且つコンデンサＣｌ４で直流分
が除去されてＢ点に導かれる。一方、検出巻線Ｎ３には
定常状態では矩形波電圧が発生し、これがダイオードＤ
７とコンデンサＣ，で整流平滑されることによりＣ点に
は正の電圧が発生している。
この電圧は抵抗Ｒ５〜Ｒ６で分圧され、その電圧がツエ
ナーダイオードＤ６による基準電圧とトランジスタＴＲ
３で比較増幅されるので、Ｂ点には上記正電圧に応じた
大きさの正の電圧が発生することになる。そして、この
電圧に先のＡ点から導かれる電圧が重畳されるので、Ｂ
点の電圧は結局第３図への１２を基準電位とするものと
なる。このため、Ｂ点の電圧がスイツチングトランジス
タＴＲｌのオフ期間に充電されたコンデンサＣ，による
Ｄ点の電圧からトランジスタＴＲ４のベース・エミツタ
間立上り電圧ＶＢＥだけ低い電圧に達すると、このトラ
ンジスタＴＲ３がターンオンし、それによつてトランジ
スタＴＲ４もオンになる。
ナーダイオードＤ６による基準電圧とトランジスタＴＲ
３で比較増幅されるので、Ｂ点には上記正電圧に応じた
大きさの正の電圧が発生することになる。そして、この
電圧に先のＡ点から導かれる電圧が重畳されるので、Ｂ
点の電圧は結局第３図への１２を基準電位とするものと
なる。このため、Ｂ点の電圧がスイツチングトランジス
タＴＲｌのオフ期間に充電されたコンデンサＣ，による
Ｄ点の電圧からトランジスタＴＲ４のベース・エミツタ
間立上り電圧ＶＢＥだけ低い電圧に達すると、このトラ
ンジスタＴＲ３がターンオンし、それによつてトランジ
スタＴＲ４もオンになる。
すると、この両トランジスタのコレクタ・エミツタ間を
介してコンデンサＣ９の両端間電圧がスイツチングトラ
ンジスタＴＲｌのベース・エミツタ間に印加されるので
、このトランジスタＴＲｌは逆バイアス状態となつてオ
フ状態に反転することになる。このようにして、スイツ
チングトランジスタＴＲｌがオフ状態になると、次は前
述の起動時の場合と同様の共振動作によつてオン状態に
反転し、以後はこれまでの動作を繰り返して行く訳であ
る。
介してコンデンサＣ９の両端間電圧がスイツチングトラ
ンジスタＴＲｌのベース・エミツタ間に印加されるので
、このトランジスタＴＲｌは逆バイアス状態となつてオ
フ状態に反転することになる。このようにして、スイツ
チングトランジスタＴＲｌがオフ状態になると、次は前
述の起動時の場合と同様の共振動作によつてオン状態に
反転し、以後はこれまでの動作を繰り返して行く訳であ
る。
ここに、第３図イ，ハ，二，ホは入力巻線の電圧、帰還
巻線の電圧、出力巻線の電圧、出力巻線の電流をそれぞ
れ表わしている。なお、上述の説明に於いて、スイツチ
ングトランジスタＴＲｌの起動直後のオン期間では、Ｃ
点の電圧が零であるから、Ａ点ｆこ生じる負電圧がトラ
ンジスタＴＲ３のベースに直接印加されることになる。
巻線の電圧、出力巻線の電圧、出力巻線の電流をそれぞ
れ表わしている。なお、上述の説明に於いて、スイツチ
ングトランジスタＴＲｌの起動直後のオン期間では、Ｃ
点の電圧が零であるから、Ａ点ｆこ生じる負電圧がトラ
ンジスタＴＲ３のベースに直接印加されることになる。
しかし、この状態ではコンデンサＣ９が充電されていな
いので、Ｄ点はラインＬ５と略同電位となつている。こ
のため、上記トランジスタＴＲ３はこの期間では導通せ
ず、従つて、スイツチングトランジスタＴＲｌのターン
オフは前述の如く電流１１が飽和することによつて達成
される訳である。次に、このような定常状態に於いて、
交流入力電圧或いは負荷状態が変化した場合は、以下の
ようＱこして定電圧制御が行なわれる。
いので、Ｄ点はラインＬ５と略同電位となつている。こ
のため、上記トランジスタＴＲ３はこの期間では導通せ
ず、従つて、スイツチングトランジスタＴＲｌのターン
オフは前述の如く電流１１が飽和することによつて達成
される訳である。次に、このような定常状態に於いて、
交流入力電圧或いは負荷状態が変化した場合は、以下の
ようＱこして定電圧制御が行なわれる。
即ち、例えば、交流入力電圧が上昇した場合は、出力巻
線Ｎ４ａ，Ｎ４ｂから取り出される直流電圧が上昇する
。すると、出力巻線Ｎ４ａ，Ｎ４ｂと検出巻線Ｎ３は密
に結合されているので、Ｃ点の電圧もそれに応じて上昇
する。その結果、Ｂ点のバイアス電圧（第３図への１１
）が下がることになり、従つて、スイツチングトラン
ジスタＴＲｌのターンオフタイミングが早くなる。この
ため、入力巻線Ｎ１に著積されるエネルギーが減少し、
従つて、スイツチングトランジスタＴＲｌのオフ期間に
発生する矩形波電圧（第３図イ参？）の波高値が小さく
なつて直流出力電圧が低下せしめられる訳である。また
、交流入力電圧が低下した場合はこれと全く逆の動作を
行い、負荷状態の変化によつて直流出力電圧が変動した
場合も同様である。なお、第２図の回路に於いて、トラ
ンジスタＴＲ３のコレクタ側及びトランジスタＴＲ４の
エミツタ側をラインＬ５に接続する代りに破線のように
Ａ点側に接続してもよい。
線Ｎ４ａ，Ｎ４ｂから取り出される直流電圧が上昇する
。すると、出力巻線Ｎ４ａ，Ｎ４ｂと検出巻線Ｎ３は密
に結合されているので、Ｃ点の電圧もそれに応じて上昇
する。その結果、Ｂ点のバイアス電圧（第３図への１１
）が下がることになり、従つて、スイツチングトラン
ジスタＴＲｌのターンオフタイミングが早くなる。この
ため、入力巻線Ｎ１に著積されるエネルギーが減少し、
従つて、スイツチングトランジスタＴＲｌのオフ期間に
発生する矩形波電圧（第３図イ参？）の波高値が小さく
なつて直流出力電圧が低下せしめられる訳である。また
、交流入力電圧が低下した場合はこれと全く逆の動作を
行い、負荷状態の変化によつて直流出力電圧が変動した
場合も同様である。なお、第２図の回路に於いて、トラ
ンジスタＴＲ３のコレクタ側及びトランジスタＴＲ４の
エミツタ側をラインＬ５に接続する代りに破線のように
Ａ点側に接続してもよい。
このようにすると、コンデンサＣ９の両端間電圧が比較
的低い場合でも、トランジスタＴＲ４，ＴＲ５はそのコ
レクタ・エミツタ間が充分にバイアスされてターンオン
を確実に達成できると云う利点がある。しかし、その反
面、スイツチングトランジスタＴＲｌのターンオフ時に
そのベース及びコレクタ領域の余剰電荷を除去するため
にコンデンサＣ，を電源として図示の経路で流れる電流
１ｄの大きさが抵抗Ｒｌｌによつて左右されることにな
る。このため、上記電流１ｄの大きさを、余剰電荷を所
定の速度で放出し、スイツチングトランジスタＴＲ，の
ホールタイムが短くなるような値に選定する際には不利
である。なぜなら、上記抵抗ＲｌｌはトランジスタＴＲ
ｌのターンオフのタイミングを決めるものであるから、
この抵抗値を上述のホールタイムの点だけを考慮して一
義的に決められないからである。また、スイツチングト
ランジスタＴＲｌのエミツタとラインＬ５との間に接続
した抵抗Ｒ２２は、このトランジスタの前述した自已飽
和動作によるターンオフの際に、所謂電流帰還作用によ
つて帰還巻線Ｎ２からの正帰還電流１ｆを減少せしめ、
それによつて上記ターンオフ動作を早めるためのもので
ある。そして、この抵抗Ｒ２２は定常動作に特に影響を
与えるものでないから、これを削除することも可能であ
る。本発明のスイツチング制御型電源回路は以上の如く
構成されたものであるから、第１図の公知例に比較して
次のような利点がある。
的低い場合でも、トランジスタＴＲ４，ＴＲ５はそのコ
レクタ・エミツタ間が充分にバイアスされてターンオン
を確実に達成できると云う利点がある。しかし、その反
面、スイツチングトランジスタＴＲｌのターンオフ時に
そのベース及びコレクタ領域の余剰電荷を除去するため
にコンデンサＣ，を電源として図示の経路で流れる電流
１ｄの大きさが抵抗Ｒｌｌによつて左右されることにな
る。このため、上記電流１ｄの大きさを、余剰電荷を所
定の速度で放出し、スイツチングトランジスタＴＲ，の
ホールタイムが短くなるような値に選定する際には不利
である。なぜなら、上記抵抗ＲｌｌはトランジスタＴＲ
ｌのターンオフのタイミングを決めるものであるから、
この抵抗値を上述のホールタイムの点だけを考慮して一
義的に決められないからである。また、スイツチングト
ランジスタＴＲｌのエミツタとラインＬ５との間に接続
した抵抗Ｒ２２は、このトランジスタの前述した自已飽
和動作によるターンオフの際に、所謂電流帰還作用によ
つて帰還巻線Ｎ２からの正帰還電流１ｆを減少せしめ、
それによつて上記ターンオフ動作を早めるためのもので
ある。そして、この抵抗Ｒ２２は定常動作に特に影響を
与えるものでないから、これを削除することも可能であ
る。本発明のスイツチング制御型電源回路は以上の如く
構成されたものであるから、第１図の公知例に比較して
次のような利点がある。
（イ）ＳＣＲを使用していないため、プロツキング発振
周波数を充分高く選定して能率のよい定電圧制御を行な
わせることができる。
周波数を充分高く選定して能率のよい定電圧制御を行な
わせることができる。
（ロ）帰還巻線からターンオフ用コンデンサに充分な充
電電流を供給でき、従つて、スイツチングトランジスタ
を常に確実にターンオフさせることができる。
電電流を供給でき、従つて、スイツチングトランジスタ
を常に確実にターンオフさせることができる。
（ハ）起動抵抗を通つて流れる電流は全てスイツチング
トランジスタのベースに供給されるので、少ない電流で
起動でき、従つて、起動時の電力損失が少ない。
トランジスタのベースに供給されるので、少ない電流で
起動でき、従つて、起動時の電力損失が少ない。
（ニ）スイツチングトランジスタをターンオフさせるた
めの回路及び起動回路の構成が簡単であり、且つ、起動
抵抗Ｒｌ４を入力整流部の平滑コンデンサＣ２の放電抵
抗に兼用できるので、全体として部品点数が少なくなり
安価に実現できる。
めの回路及び起動回路の構成が簡単であり、且つ、起動
抵抗Ｒｌ４を入力整流部の平滑コンデンサＣ２の放電抵
抗に兼用できるので、全体として部品点数が少なくなり
安価に実現できる。
（ホ）特にトランジスタＴＲ４，ＴＲ５をラインＬ５側
に接続した場合は、スイツチングトランジスタのターン
オフ時のベース・エミツタ間逆方向電流の大きさを適切
に選定してスイツチングトランジスタのホーノレタイム
を短くすることができる。
に接続した場合は、スイツチングトランジスタのターン
オフ時のベース・エミツタ間逆方向電流の大きさを適切
に選定してスイツチングトランジスタのホーノレタイム
を短くすることができる。
第１図は公知の電源回路を示す回路図、第２図は本発明
の電源回路の一実施例を示す回路図、第３図は第２図の
各部の波形図である。 ＴＲｌ：スイツチングトランジスタ、Ｔ：コンバータト
ランス、Ｎ１ ：入力巻線、Ｎ２：帰還巻線、Ｎ３：検
出巻線、Ｎ４ａ，Ｎ４ｂ：出力巻線。
の電源回路の一実施例を示す回路図、第３図は第２図の
各部の波形図である。 ＴＲｌ：スイツチングトランジスタ、Ｔ：コンバータト
ランス、Ｎ１ ：入力巻線、Ｎ２：帰還巻線、Ｎ３：検
出巻線、Ｎ４ａ，Ｎ４ｂ：出力巻線。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ コンバータトランスとでブロッキング発振回路を構
成するスイッチングトランジスタにより直流入力を断続
制御するようにした電源回路に於いて、前記直流入力に
対してコンバータトランスの入力巻線、スイッチングト
ランジスタのコレクタ・エミッタ間、及びコレクタ電流
検出用の抵抗をこの順に直列に接続し、前記トランジス
タのベースに接続された前記トランスの帰還巻線の一端
と該巻線の他端との間にコンデンサとダイオードをこの
順に接続して該コンデンサが前記トランジスタの非導通
時に上記帰還巻線に発生される電圧で充電されるように
すると共に、前記ダイオードとコンデンサの接続点と前
記トランジスタのエミッタとの間に前記抵抗を介して又
は直接スイッチング素子を接続し、該スイッチング素子
の制御電極に前記抵抗に発生する電圧と共に可変直流電
圧が印加されるようになし、前記抵抗に発生する電圧が
上記直流電圧によつて決まる所定の値に達した際に前記
スイッチング素子が導通して前記コンデンサの充電電圧
が前記トランジスタのベース・エミッタ間に印加され、
それによつて該トランジスタを遮断せしめるようにして
なるスイッチング制御型電源回路。 ２ 前記可変直流電圧は前記トランスに設けられた検出
巻線から取り出される電圧を一定の基準電圧と比較増幅
して得る電圧であり、該電圧に応じて前記トランジスタ
の遮断タイミングが変化せしめられることにより前記ト
ランスの出力巻線から取り出される直流電圧が安定化さ
れるようにした事を特徴とする特許請求の範囲第１項記
載のスイッチング制御型電源回路。 ３ 前記スイッチングトランジスタのベースと直流入力
ラインとの間に起動抵抗が接続されている事を特徴とす
る特許請求の範囲第１項又は第２項記載のスイッチング
制御型電源回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55048530A JPS5932992B2 (ja) | 1980-04-11 | 1980-04-11 | スイッチング制御型電源回路 |
| US06/251,059 US4361865A (en) | 1980-04-11 | 1981-04-06 | Switching regulator type power supply circuit |
| DE8181301605T DE3168995D1 (en) | 1980-04-11 | 1981-04-10 | Switching regulator type power supply circuit |
| EP81301605A EP0038200B1 (en) | 1980-04-11 | 1981-04-10 | Switching regulator type power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55048530A JPS5932992B2 (ja) | 1980-04-11 | 1980-04-11 | スイッチング制御型電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56145775A JPS56145775A (en) | 1981-11-12 |
| JPS5932992B2 true JPS5932992B2 (ja) | 1984-08-13 |
Family
ID=12805912
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55048530A Expired JPS5932992B2 (ja) | 1980-04-11 | 1980-04-11 | スイッチング制御型電源回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4361865A (ja) |
| EP (1) | EP0038200B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5932992B2 (ja) |
| DE (1) | DE3168995D1 (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8200616A (nl) * | 1982-02-17 | 1983-09-16 | Philips Nv | Geschakelde zelfoscillerende voedingsspanningsschakeling. |
| US4488210A (en) * | 1982-04-07 | 1984-12-11 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply circuit of switching regulator type |
| EP0091133B1 (en) * | 1982-04-07 | 1986-09-24 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Improved power supply circuit of switching regulator type |
| US4608625A (en) * | 1983-04-27 | 1986-08-26 | Astec Components, Ltd. | Current driven flyback power supply |
| US4595873A (en) * | 1984-07-13 | 1986-06-17 | Siemens Aktiengesellschaft | Circuit arrangement for feeding electrical users with a DC voltage |
| EP0170944B1 (en) * | 1984-07-20 | 1989-03-08 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply circuit of switching regulator type |
| GB2168865B (en) * | 1984-12-20 | 1988-11-02 | Stanley Electric Co Ltd | Power source circuit |
| US4698741A (en) * | 1985-07-22 | 1987-10-06 | David Pacholok | High efficiency high voltage power supply for gas discharge devices |
| EP0219735B1 (de) * | 1985-10-17 | 1990-02-28 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung zur Spitzenstromreduzierung in einem Sperrwandler-Schaltnetzteil |
| US5089947A (en) * | 1990-06-29 | 1992-02-18 | International Business Machines Corporation | Power supply circuit featuring minimum parts count |
| JPH04331461A (ja) * | 1991-05-01 | 1992-11-19 | Sony Corp | スイッチング電源装置 |
| DE4212472B4 (de) * | 1992-04-14 | 2006-02-09 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Freischwingendes Schaltnetzteil |
| US7023187B2 (en) * | 2001-08-16 | 2006-04-04 | Intersil Americas Inc. | Integrated circuit for generating a plurality of direct current (DC) output voltages |
| CN2650393Y (zh) * | 2003-09-16 | 2004-10-20 | 广州金升阳科技有限公司 | 隔离式自振荡反激变换器 |
| DE10347193A1 (de) * | 2003-10-10 | 2005-05-12 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| JP5246285B2 (ja) * | 2011-03-11 | 2013-07-24 | Ｓｍｋ株式会社 | 自励式スイッチング電源回路 |
| CN112838771A (zh) * | 2020-04-08 | 2021-05-25 | 青岛经济技术开发区海尔热水器有限公司 | 一种即热式电热水器及其电源电路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2656603C2 (de) * | 1975-12-15 | 1989-08-10 | Sanyo Electric Co., Ltd., Moriguchi, Osaka | Geregelte Stromversorgung |
| US4130862A (en) * | 1978-02-01 | 1978-12-19 | Apple Computer, Inc. | DC Power supply |
-
1980
- 1980-04-11 JP JP55048530A patent/JPS5932992B2/ja not_active Expired
-
1981
- 1981-04-06 US US06/251,059 patent/US4361865A/en not_active Expired - Lifetime
- 1981-04-10 DE DE8181301605T patent/DE3168995D1/de not_active Expired
- 1981-04-10 EP EP81301605A patent/EP0038200B1/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3168995D1 (en) | 1985-03-28 |
| EP0038200A1 (en) | 1981-10-21 |
| EP0038200B1 (en) | 1985-02-20 |
| JPS56145775A (en) | 1981-11-12 |
| US4361865A (en) | 1982-11-30 |
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