JPH0713435Y2

JPH0713435Y2 - インバータ装置

Info

Publication number: JPH0713435Y2
Application number: JP1988126039U
Authority: JP
Inventors: 雅人大西
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1988-09-27
Filing date: 1988-09-27
Publication date: 1995-03-29
Anticipated expiration: 2003-09-27
Also published as: JPH0249387U

Description

【考案の詳細な説明】［産業上の利用分野］本考案は、一対のスイッチング素子を有し、一方のスイ
ッチング素子と同電位の発振回路から電位の異なる他方
のスイッチング素子へトランス等の絶縁素子を介さずに
信号伝達を行うようにしたインバータ装置に関するもの
である。

［従来の技術］第８図は従来のインバータ装置の回路図であり、第９図
はその動作波形図である。以下、従来例の回路構成につ
いて説明する。直流電源Ｖの両端には、スイッチング素
子SW₁，SW₂の直列回路が接続されている。スイッチング
素子SW₁，SW₂は例えば電力用のMOSトランジスタやダイ
オードを逆並列接続された電力用のバイポーラトランジ
スタにて構成される。各スイッチング素子SW₁，SW₂は、
ドライブ回路1,2の出力信号V₁，V₂によりそれぞれオン
・オフ駆動される。一方のスイッチング素子SW₂の両端
には、インダクタL₀を介して、負荷ＺとコンデンサC₀と
の並列回路が接続されている。負荷Ｚとしては、例えば
放電灯が用いられる。負荷Ｚが放電灯であるときに、イ
ンダクタL₀、コンデンサC₀の共振回路を用いるのは、放
射ノイズ等の関係から負荷電流の波形を正弦波状にする
ためである。各スイッチング素子SW₁，SW₂の電流I₁，I₂
は、第９図（ｍ），（ｌ）に示すように、負方向から始
まり、正方向で遮断している。これは、インダクタL₀、
コンデンサC₀による共振回路の共振周波数よりも、スイ
ッチング素子SW₁，SW₂のドライブ周波数を高く設定して
いるためである。このように設定すると、例えばスイッ
チング素子SW₁がオフしたときに、負荷回路による共振
電流は、スイッチング素子SW₂をまず負方向に流れるこ
とになり、続いてスイッチング素子SW₂の正方向に流れ
る。スイッチング素子SW₂がオフする時にも同様に、負
荷回路による共振電流はスイッチング素子SW₁をまず負
方向に流れ、続いてスイッチング素子SW₁の正方向に流
れる。このとき、各スイッチング素子SW₁，SW₂の素子電
圧V₅，V₃は、夫々がオフする時に高電圧へ移行する。

直流電源Ｖの両端に接続された抵抗R₁，コンデンサC₁の
直列回路は発振回路５及びドライブ回路２を含む下側回
路の電源回路であり、スイッチング素子SW₁の両端に接
続された抵抗R₂，コンデンサC₂の直列回路はドライブ回
路１を含む上側回路の電源回路である。コンデンサC₃，
C₄はスイッチング素子SW₁，SW₂の容量成分である。

コンデンサC₁にて給電される発振回路５は、２つのドラ
イブ信号V_A，V_Bを出力している。ドライブ信号V_Aはドラ
イブ回路２に入力され、ドライブ信号V_Bは信号伝達回路
を介して、ドライブ回路１に入力される。信号伝達回路
は、トランジスタT_r1，T_r2，T_r3，T_r4、ダイオードD₁、
抵抗R₃よりなり、トランス等の絶縁素子を用いないで信
号伝達を行っている。トランジスタT_r1，T_r2はカレント
ミラー回路３を構成し、トランジスタT_r3，T_r4はカレン
トミラー回路４を構成している。発振回路５から出力さ
れるドライブ信号V_Bはカレントミラー回路３の一方のト
ランジスタT_r1に入力され、カレントミラー回路３の他
方のトランジスタT_r2の出力は、カレントミラー回路４
の一方のトランジスタT_r3に入力されている。カレント
ミラー回路４の他方のトランジスタT_r4は抵抗R₃を直列
に接続されて、コンデンサC₂の両端に接続されている。
各トランジスタT_r1〜T_r4の電流増幅率hfeが十分に大き
いものとすると、ドライブ信号V_Bによってトランジスタ
T_r1に流れる入力電流I_B′とほぼ同じ電流が信号伝達電
流I_BとしてトランジスタT_r2，T_r3に流れ、また、トラン
ジスタT_r3に流れる信号伝達電流I_Bとほぼ同じ電流がト
ランジスタT_r4に出力電流I₄となって流れる。ドライブ
信号V_Bが高レベルのときには、トランジスタT_r1，T_r2が
導通して、信号伝達電流I_Bが流れ、トランジスタT_r3，T
_r4も導通する。トランジスタT_r4が導通すると、抵抗R₃
に出力電流I₄が流れ、抵抗R₃の両端に電圧降下が生じ
て、ドライブ回路１の入力信号V₄が高レベルとなる。ド
ライブ信号V_Bが低レベルのときには、ドライブ回路１の
入力信号V₄は低レベルとなる。なお、各カレントミラー
回路3,4のトランジスタT_r1〜T_r4が高速動作を行うため
に、不飽和領域で動作している。

ダイオードD₁はトランジスタT_r2がオフしたときに、ト
ランジスタT_r2のコレクタ・エミッタ間の浮遊容量成分C
_Sに充電された蓄積電荷を放出するバイパス経路を形成
して、トランジスタT_r3のベース・エミッタ間逆電圧を
低減するために設けられている。

この従来例では、トランスや、フォトカプラ等の絶縁素
子を用いないで、発振回路５とは異電位側のドライブ回
路１に、ドライブ信号V_Bに同期した入力信号V₄を伝達す
ることができ、制御回路のIC化に適した構成となってい
る。しかしながら、この従来例にあっては、ドライブ信
号V_Bが低レベルであるときに、素子電圧V₃が上昇する
と、コンデンサC₂及びカレントミラー回路４における一
方のトランジスタT_r3を介して、トランジスタT_r2の容量
成分C₃への充電電流が流れて、これが信号伝達電流I_Bの
ような作用をなし、誤動作を生じることがあった。

以下、第９図を参照しながら、この動作について説明す
る。まず、時刻t₀でドライブ信号V_B（第９図（ｂ）が低
レベルになると、カレントミラー回路3,4の電流I_B′，I
_B，I₄（同図（ｃ），（ｄ），（ｅ））が流れなくな
り、ドライブ回路１の入力信号V₄（同図（ｆ））が低レ
ベル、ドライブ回路１の出力信号V₁（同図（ｈ））が低
レベルとなり、スイッチング素子SW₁はオフする。この
とき、素子電圧V₃，V₅（同図（ｉ），（ｊ））はスイッ
チング素子SW₁，SW₂の容量成分C₃，C₄によって傾斜的に
変化し、その電流は時刻t₁以降は負荷回路の共振作用に
よって負方向の電流I₂（同図（ｌ））となって流れ、時
刻t₂以降は、ドライブ信号V_A（同図（ａ））が高レベル
となることによりスイッチング素子SW₂がオンして、正
方向に流れる。素子電圧V₃の低下に伴い、カレントミラ
ー回路３のトランジスタT_r2の浮遊容量C_Sの充電電圧V₆
（同図（ｋ））も同期して低下し、この容量成分C_Sから
の電荷の放電は、ダイオードD₁及びコンデンサC₂を介し
て行われる。時刻t₃において、ドライブ信号V_Aが低レベ
ルとなると、ドライブ回路２の出力信号V₂（同図
（ｇ））が低レベルとなり、スイッチング素子SW₂がオ
フし、負荷回路の共振作用によって素子電圧V₃は上昇し
て行く。このとき、容量成分C_Sがカレントミラー回路４
を通じて充電され、その充電電圧V₆も上昇していく。こ
こで、カレントミラー回路４から容量成分C_Sへの充電電
流は、ドライブ信号V_Bによる信号伝達電流I_Bと同じ経路
に流れることになるので、出力電流I₄が流れて、ドライ
ブ回路１への入力信号V₄のレベルが上昇し、時刻t₄でド
ライブ回路１の出力信号V₁が高レベルとなる。故にスイ
ッチング素子SW₁はオンとなるが、この時点では素子電
圧V₃，V₅は変化している途中であるため、容量成分C₃，
C₄の急速な充放電が行われる。この電流は波高値の高い
もので、スイッチング損失となり、時にはスイッチング
素子SW₁，SW₂の破壊や雑音の発生原因となったりする。
時刻t₅以降はドライブ信号V_Bが高レベルとなるので、ス
イッチング素子SW₁はオンし続け、電流I₁（第９図
（ｍ））が正方向に流れる。時刻t₆でドライブ信号V_Bが
低レベルとなり、再びスイッチング素子SW₁がオフし
て、以下、この繰り返しで負荷回路に高周波電力を供給
するものである。

［考案が解決しようとする課題］以上の説明から分かるように、従来例にあっては、ドラ
イブ信号V_Bが低レベルであっても、素子電圧V₃の上昇に
よって容量成分C_Sへの充電電流が流れて、これが恰も信
号伝達電流I_Bのように作用するために、スイッチング素
子SW₁がオンしてしまうという問題があり、信頼性の改
善が望まれていた。

本考案はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、信号伝達回路の容量成分への充
電電流が恰も信号伝達電流のように作用することを防止
して、信頼性を向上せしめたインバータ装置を提供する
ことにある。

［課題を解決するための手段］本考案にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、直流電源Ｖに第１及び第２のスイッチ
ング素子SW₁，SW₂の直列回路を接続し、第１及び第２の
スイッチング素子SW₁，SW₂にてスイッチングされた出力
により交流駆動される負荷回路を備え、第１のスイッチ
ング素子SW₁をオン・オフさせる第１のドライブ信号V_B
と、第２のスイッチング素子SW₂を第１のスイッチング
素子SW₁と同時にはオンしないようにオン・オフさせる
第２のドライブ信号V_Aとを発生する発振回路５を、第２
のスイッチング素子SW₂と同電位側に備え、発振回路５
から第１のスイッチング素子SW₁に第１のドライブ信号V
_Bを絶縁素子を介さずに電流信号I_Bとして伝達する信号
伝達回路（カレントミラー回路3,4）を備えて成るイン
バータ装置において、信号伝達回路の容量成分C_Sへの充
電電流が流れている間は、トランジスタT_r3，T_r4から成
るカレントミラー回路４のエミッタ電位をダイオードD₂
と抵抗R₄よりなる電圧低下回路によって低下させ、カレ
ントミラー回路４の動作を停止させて、ドライブ回路１
の出力信号V₁が高レベルとならないようにしたものであ
る。

［作用］上記回路にあっては、信号伝達回路の容量成分C_Sへの充
電電流が流れようとしたときに、ダイオードD₂と抵抗R₄
よりなる電圧低下回路によってカレントミラー回路４の
エミッタ電位を低下させるようにしたため、カレントミ
ラー回路４におけるトランジスタT_r4に十分な電流が流
れない。したがって、抵抗R₃に流れる電流I₄が低下し、
ドライブ回路１の入力信号V₄が高レベルにはならないの
で、ドライブ回路１の出力信号V₁が高レベルとなること
はない。これによって、容量成分C_Sへの充電電流が信号
伝達用の電流のように作用することを防止して、信頼性
を向上せしめることができるものである。

［実施例］以下、本考案の実施例について説明する。なお、実施例
回路において、従来例回路と同一の機能を有する部分に
は同一の符号を付して重複する説明は省略する。

実施例１第１図は本考案の第１実施例の回路図であり、第２図は
その動作波形図である。本実施例は、第８図従来例にお
いて、信号伝達回路の容量成分C_Sに充電される電流が流
れようとするときに、カレントミラー回路４のエミッタ
電位V₈を低下させて、カレントミラー回路４を動作停止
状態とするための電圧低下回路（ダイオードD₂と抵抗
R₄）を設けたものである。

以下、その動作について第２図を参照しながら説明す
る。時刻t₀において、ドライブ信号V_B（第２図（ｂ））
が低レベルになると、電流I_B′，I_B，I₄（同図（ｃ），
（ｄ），（ｅ））が流れなくなり、ドライブ回路１への
入力信号V₄（同図（ｇ））が低レベルとなり、ドライブ
回路１の出力信号V₁（同図（ｉ））が低レベルとなっ
て、スイッチング素子SW₁がオフする。スイッチング素
子SW₁，SW₂の容量成分C₃，C₄によって素子電圧V₃（同図
（ｊ））は傾斜的に減少する。また、容量成分C₃の蓄積
電荷は、ダイオードD₁及びD₂を通る経路で放電する。こ
れにより容量成分C_Sの充電電圧V₆（同図（ｋ））が低下
していく。さらに、電位V₈はダイオードD₂の順方向電圧
降下分だけ電位V₇よりも高くなる。負荷回路に流れてい
た電流はLC成分の共振作用によって流れ続けようとし、
時刻t₁以降はスイッチング素子SW₂を負方向に流れる。
時刻t₂以降はドライブ信号V_A（同図（ａ））が高レベル
となり、ドライブ回路２の出力信号V₂（同図（ｈ））が
高レベルとなって、スイッチング素子SW₂がオンされ
て、電流I₂（同図（ｌ））が正方向に流れる。時刻t₃で
ドライブ信号V_Aが低レベルになると、素子電圧V₃及び充
電電圧V₆は傾斜的に増加していく。負荷回路に流れてい
た電流は共振作用により流れ続けようとし、時刻t₄以降
はスイッチング素子SW₁を負方向に流れ、このとき、充
電電圧V₆と素子電圧V₃は増加中である。容量成分C_Sの充
電電圧V₆が上昇するのに要する充電電流は、抵抗R₄を通
して流れるため、カレントミラー回路４のエミッタ電位
V₈はこの電圧降下によって急激に減少し、ドライブ回路
１の入力信号V₄が高レベルとなることはない。故に、容
量成分C₃の充電によってドライブ回路１の出力信号V₁が
高レベルになることはない。

このように、本実施例では、ダイオードD₂と抵抗R₄を挿
入することによって、容量成分C_Sの充電が行われている
間は、カレントミラー回路４が動作を停止させているの
で、前記充電電流によってスイッチング素子SW₁が誤動
作でオンすることはなくなるものである。

時刻t₅以降はドライブ信号V_Bが高レベルとなり、電流
I_B′，I_B，I₄が流れて、ドライブ回路１の入力信号V₄が
高レベルとなり、その出力信号V₁も高レベルとなって、
スイッチング素子SW₁がオンされて、電流I₁（同図
（ｍ））が正方向に流れる。時刻t₆で再びドライブ信号
V_Bが低レベルとなり、以下、この繰り返しで負荷Ｚに電
力を供給するものである。

なお、抵抗R₂は直流電源Ｖの正極と、カレントミラー回
路４のエミッタの間に接続されていても同様の効果が得
られるものである。

また、容量成分C_Sの容量が小さい場合には、ダイオード
D₂を省略し、抵抗R₄のみとしても、同様の効果が得られ
るものである。

実施例２第３図は本考案の第２実施例の回路図である。本実施例
にあっては、ドライブ回路１について、スイッチング素
子SW₁へ駆動電流を直接供給するトランジスタT_r7，T_r8
よりなる駆動部と、トランジスタT_r5，T_r6と抵抗R₅，R₆
よりなる前段部に分けて、前段部と駆動部の間に、ダイ
オードD₂と抵抗R₄よりなる電圧低下回路を挿入したもの
である。この場合にも、容量成分C_Sの充電電流が流れて
いる間は、ドライブ回路１の入力信号V₄が低レベルとな
り、さらに前段部のトランジスタT_r5，T_r6も不動作とな
るために、実施例１と同様の効果が得られるものであ
る。

実施例３第４図は本考案の第３実施例の回路図であり、第５図は
その動作波形図である。第４図の回路では、実施例1,2
における抵抗R₄を省略し、代わりに、コンデンサC₅と抵
抗R₇を挿入したものである。カレントミラー回路４は、
電源用のコンデンサC₅があるために、ドライブ回路１と
は全く別に動作でき、抵抗R₇とダイオードD₂により電位
V₈が電位V₇よりも大きく下回ってから復帰しても直ぐに
動作できるようになる。

以下、本実施例の動作について説明する。時刻t₀にてド
ライブ信号V_Bが低レベル、電流I_Bも低レベルとなると、
カレントミラー回路４の出力電流I₄も低レベルとなっ
て、ドライブ回路１の出力信号V₁は低レベルとなり、ス
イッチング素子SW₁はオフする。スイッチング素子SW₁に
流れていた電流は流れ続けようとし、素子電圧V₃が低下
して行く。容量成分C_Sの放電は、ダイオードD₁，D₂とコ
ンデンサC₂を通して行われ、ダイオードD₂の順方向電圧
降下により電位V₈が電位V₇よりも少し上昇する。時刻t₁
以後、素子電圧V₃は低レベルとなり、スイッチング素子
SW₂に逆電流が流れる。このとき、コンデンサC₅が充電
され始めるため、ａ点の電位V₁₀は少し正の値となって
いる。スイッチング素子SW₂は正方向にオンした後、時
刻t₂でスイッチング素子SW₂がオフすると、素子電圧V₃
は上昇して行き、同時に容量成分C_Sも充電されて行く。
このときの充電電流により、電位V₈及びV₁₀が急激に低
下するが、電位V₉は略一定値を保つ。電位V₈が低下する
ことにより、カレントミラー回路４の出力電流I₄は流れ
なくなり、ドライブ回路１の入力信号V₄も低下し、出力
信号V₁は低レベルとなる。素子電圧V₃が上昇し、容量成
分C_Sが充電されながら、その充電電流が減ってくると、
電位V₈及びV₁₀が上昇して行き、時刻t₃でドライブ信号V
_Bが高レベルとなって、ドライブ回路１の入力信号V₄が
高レベル、出力信号V₁も高レベルとなって、スイッチン
グ素子SW₁が正方向にオンする。以後、この繰り返しに
よって動作するものである。本実施例も上述の各実施例
と同様に、容量成分C_Sの充電電流が流れている間は、カ
レントミラー回路４の動作を停止させるようにしたか
ら、この間のドライブ回路１の出力信号V₁が高レベルと
はならないものである。なお、抵抗R₇はａ点からｂ点の
間であれば何処に挿入しても良い。

実施例４第６図は本考案の第４実施例の回路図である。本実施例
にあっては、実施例２と同様にダイオードD₂をドライブ
回路１における駆動部と前段部の間に挿入したものであ
り、また、実施例３と同様に抵抗R₇とコンデンサC₅を挿
入したものである。本実施例においても容量成分C_Sの充
電中はカレントミラー回路４の動作を停止させることが
できるため、上記各実施例と同様の効果が得られるもの
である。

また、抵抗R₇はダイオードD₂と共にコンデンサC₅の電圧
をほぼそのままに保持しながら、容量成分C_Sに充電電流
が流れている間、カレントミラー回路４とコンデンサC₅
の全体の電位を低下させ得る箇所に挿入すれば、何処に
挿入しても良い。

上記各実施例においては、信号伝達回路として不飽和領
域で動作するカレントミラー回路3,4を用いた構成とな
っているが、第７図に示すようなトランジスタT_r2，T_r4
による飽和型のスイッチング回路を用いる場合にも、本
考案を適用することができる。第７図に示す信号伝達回
路にあっては、トランジスタT_r4は抵抗R₈，R₃を直列に
接続されて、コンデンサC₂（図示せず）の両端に接続さ
れている。トランジスタT_r4のベース・エミッタ間に
は、抵抗R₉が接続されている。トランジスタT_r4のベー
スは抵抗R₁₀を介して、トランジスタT_r2のコレクタに接
続されている。ドライブ信号V_Bが高レベルのときには、
抵抗R₁₁を介してトランジスタT_r2にベース電流が流れ
て、トランジスタT_r2がオンする。このとき、抵抗R₉，R
₁₀を介して電流が流れ、抵抗R₉に生じる電圧により、ト
ランジスタT_r4がオンし、抵抗R₈，R₃に電流が流れ、抵
抗R₈，R₃の接続点に信号V₄が生じて、ドライブ回路１
（図示せず）に高レベルの信号が入力される。ドライブ
信号V_Bが低レベルのときには、ドライブ回路１に低レベ
ルの信号が入力される。このような信号伝達回路におい
ても、トランジスタT_r2がオフしたときに、このコレク
タ・エミッタ間の容量成分C_Sへの充電電流による誤動作
が生じるので、本考案を適用する意義がある。

なお、フルブリッジ構成のインバータ装置、つまり、第
３及び第４のスイッチング素子の直列回路を直流電源Ｖ
と並列に接続し、負荷回路を第１及び第２のスイッチン
グ素子の接続点と第３及び第４のスイッチング素子の接
続点との間に接続し、互いに対角方向のスイッチング素
子を同時にオン・オフし、負荷回路に交番する電流を供
給するようにしたインバータ装置においても、本考案を
適用することができる。

［考案の効果］本考案は上述のように、直列接続された第１及び第２の
スイッチング素子を有し、第２のスイッチング素子と同
電位の発振回路から電位の異なる第１のスイッチング素
子へ絶縁素子を介さずに信号伝達を行うようにしたイン
バータ装置において、信号伝達回路の容量成分への充電
電流が流れている間は信号伝達回路の動作を停止させる
ようにしたので、前記充電電流が第１のスイッチング素
子に伝達されることなく、スイッチング素子の両端電圧
の変化時に不必要なスイッチング素子電流が流れること
を防止でき、信頼性の向上を図れるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例の回路図、第２図は同上の動
作波形図、第３図は本考案の第２実施例の要部回路図、
第４図は本考案の第３実施例の回路図、第５図は同上の
動作波形図、第６図は本考案の第４実施例の要部回路
図、第７図は本考案に用いる他の信号伝達回路の回路
図、第８図は従来例の回路図、第９図は同上の動作波形
図である。Ｖは直流電源、SW₁，SW₂はスイッチング素子、3,4はカ
レントミラー回路、５は発振回路、V_A，V_Bはドライブ信
号、C_Sは容量成分、D₂はダイオード、R₄，R₇は抵抗、C₅
はコンデンサである。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】直流電源に第１及び第２のスイッチング素
子の直列回路を接続し、第１及び第２のスイッチング素
子にてスイッチングされた出力により交流駆動される負
荷回路を備え、第１のスイッチング素子をオン・オフさ
せる第１の信号と、第２のスイッチング素子を第１のス
イッチング素子と同時にはオンしないようにオン・オフ
させる第２の信号とを発生する発振回路を、第２のスイ
ッチング素子と同電位側に備え、発振回路から第１のス
イッチング素子に第１の信号を絶縁素子を介さずに電流
信号として伝達する信号伝達回路を備えて成るインバー
タ装置において、信号伝達回路の容量成分への充電電流
が流れている間は信号伝達回路の動作を停止させる手段
を設けたことを特徴とするインバータ装置。