JPH0370478A - 切換ブリッジ回路 - Google Patents

切換ブリッジ回路

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JPH0370478A
JPH0370478A JP2188149A JP18814990A JPH0370478A JP H0370478 A JPH0370478 A JP H0370478A JP 2188149 A JP2188149 A JP 2188149A JP 18814990 A JP18814990 A JP 18814990A JP H0370478 A JPH0370478 A JP H0370478A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、半導体素子にまたがって大きな電圧が加わっ
た際にこの半導体素子の切換えを保護する機能を有する
半導体切換ブリッジ回路に関するものである。
（従来の技術） 切換ブリッジ回路の半導体スイッチを保護する既知の方
法は、出力電圧或いはその一部を基準電圧と比較し、こ
の比較の結果を制御回路に帰還することである。このよ
うな方法の装置は満足に動作するも、整流した交流電源
電圧のような高電圧の場合に、この電圧を半導体回路で
の比較に適した値に減少せしめるのに高インピーダンス
の抵抗を必要とする。このような抵抗は、大きな表面積
を必要とする点で集積回路の一部として形成、するのが
容易ではなく、更に出力が零である時や出力が電源電圧
にある時を検出する必要がある。更に、しばしばより一
層複雑な制御を必要とする。
整流される交流電源により駆動される小型けい光ランプ
に対する電子安定器で用いられているようなブリッジ回
路では、ブリッジ回路により誘導性の負荷に給電する必
要があり、整流中例えば５０ナノ秒で３００　Ｖの極め
て急峻なサージ電圧が出力端子に現れるおそれがあり、
これにより無線妨害を生ぜしめたり、半導体スイッチは
充分に急速にターン・オフしえない為に追加の電力消費
を生せしめる。この大きなスルーレート（ｓｌｅｗ　ｒ
ａｔｅ）を減少せしめる一方法は負荷と並列にコンデン
サを設け、このコンデンサにより時間に対する電圧の変
化率を減少せしめる方法である。しかし、この方法によ
ると、半導体素子の両端間に大きな電圧がある場合にス
イッチングが生じると、ブリッジ回路の制御によりブリ
ッジ回路におけるこれら半導体素子を破壊するという他
の問題が生じるおそれがある。
（発明が解決しようとする課題） 本発明は上述した問題を考慮してなしたものであり、半
導体素子の両端間の電圧が低い場合のみ切換えを行なう
制御機能を有する切換ブリッジ回路を提供するものであ
る。このタイごングは臨界的であり、動作周波数や、集
積化できない素子の値や、電源電圧の値のような外部の
要因に依存する。
（課題を解決するための手段） 本発明は、半導体ブリッジ素子が、スイッチング信号に
応答して直流電源から整流出力電圧を生じるように配置
されている切換ブリッジ回路において、前記のブリッジ
素子を切換える制御回路がコンデンサにより出力端子に
結合され、前記のコンデンサに出力電圧の変化を表わす
電流が流れている間前記のブリッジ素子の切換えを素子
するようになっていることを特徴とする。
コンデンサはスルーレートを有効にモニタするものであ
り、始動時を除いてコンデンサに電流が流れないことに
よりこのスルーレートがＯであることが分かった場合に
ブリッジ素子をスイッチングするための条件の１つ、す
なわち出力電圧が０か或いは電源電圧■であるという条
件が満足されたことになる。
本発明の一例は、前記の制御回路が第１トランジスタを
有し、この第１トランジスタのベース電極が前記の出力
端子に結合され、この第１トランジスタの工旦ツタ電極
が前記のコンデンサを経て第２トランジスタのエミッタ
に結合され、この第１トランジスタのコレクタが第１抵
抗とダイオードとを経て一対の直流電圧供給ラインのう
ちの一方の直流電圧供給ラインと、ブリッジ回路の１つ
のアーム中の半導体素子の制御電極とに結合され、前記
の第２トランジスタのベースが前記の一対の直流電圧供
給ラインのうちの他方の直流電圧供給ラインに結合され
、この第２トランジスタのコレクタがブリッジ回路の他
のアーム中の半導体素子の制御電極に結合され、前記の
第１トランジスタのコレクタが電界効果トランジスタの
ドレイン−ソース通路と第２抵抗とを経て前記の他方の
直流電圧供給ラインに結合され、前記の電界効果トラン
ジスタのゲート電極が、前記のスイッチング信号を受け
るスイッチング信号ラインに結合され、このスイッチン
グ信号ラインが第３抵抗を経て前記の第２トランジスタ
のコレクタに結合されているようにすることができる。
整流を行なう為のスイッチング信号を得る為に、回路中
に発振器回路を接続することができる。
また、前記の第１トランジスタ及び第２トランジスタの
各々のベース及び工ξツタ間にダイオードが設けられ、
これらダイオードが関連のトランジスタの導通時に逆バ
イアスされるようにすることができる。
また、前記の第１及び第２トランジスタのコレクタの各
々は直流増幅器を経てブリッジ回路のそれぞれの異なる
半導体素子に結合することができる。
また、前記の直流増幅器の各々が一導電型の第４トラン
ジスタと反対導電型の第５トランジスタとを有し、これ
ら第４及び第５トランジスタのベースが前記の第１及び
第２トランジスタのうちの一方のトランジスタのコレク
タに結合され、第４トランジスタのエミッタ電極が第５
トランジスタのエミッタ電極とブリッジ回路の関連のア
ーム中の半導体素子の制御電極とに結合され、前記の第
５トランジスタのコレクタには前記の一導電型の第６ト
ランジスタのベースが結合され、この第６トランジスタ
のコレクターエごツタ通路がブリッジ素子の一方と並列
に接続されているようにすることが有利である。
切換ブリッジ回路は１つの集積回路チップに形成するの
が便利である。
また本発明は交流電圧切換ブリッジ回路を提供するもの
であり、この交流電圧切換ブリッジ回路は、交流電流供
給源に対する一対の入力ラインと並列に結合された電圧
クランプ回路と、この電圧クランプ回路の出力端子に結
合された整流器回路と、この整流器回路の出力端子に結
合された前記の切換ブリッジ回路との組合せより成るこ
とを特徴とする。
更に本発明はけい光ランプユニットを提供するものであ
り、このけい光ランプユニットは、けい光管と、安定器
と、前記の交流電力切換ブリッジ回路との組合せを有し
、交流電力ブリッジ回路は前記のけい光管と安定器とに
給電する切換モード電力変換器として構成されでいるこ
とを特徴とする。
また、前記の電圧クランプ回路、整流器回路、切換ブリ
ッジ回路、けい光管及び安定器がすべてハウジング内に
収容されているか、或いは小型けい光管を収容する照明
器具内にけい光管を除いて収容されているようにするこ
とができる。前記のハウジング或いは前記の照明器具は
白熱電球を連結するのに適しているようなランプソケッ
トに取外し自在に接続しうるようにしうる。
（実施例） 第１図に示す本発明による切換ブリッジ回路において、
半導体ブリッジは第１電界効果トランジスタＴ１及び第
２電界効果トランジスタＴ２を有し、これらトランジス
タのドレイン・ソース通路が一対の３００　Ｖ直流電源
ライン間で直列に接続されている。図示の例では、トラ
ンジスタＴ１のソースＳ及びトランジスタＴ２の１１４
７０間で取出されるブリッジ回路の出力がインダクタＬ
及びコンデンサＣ３を経て小型のけい光ランプ１０の形
態の負荷に供給される。ブリッジ回路の出力端子間には
２２０ｐＦのコンデンサＣ１を接続し、ブリッジ回路が
方形波駆動により制御された際に得られる急峻な電圧エ
ツジ（３００Ｖ、　３０ナノ秒）を３００Ｖ、　３００
ナノ秒に減少させる。ブリッジ回路に対する駆動は方形
波発生器１１により行なわれるものであり、この方形波
発生器の出力が制御回路に供給される。
この制御回路は３９にΩの抵抗Ｒ２を有し、この抵抗に
方形波発生器１１から方形波が供給され、この抵抗は第
１直流増幅器１２の入力端子に接続され、この増幅器の
出力端子はブリッジ回路のトランジスタＴ２のゲートＧ
に結合されている。抵抗Ｒ２にはダイオードＤ１が接続
されている。前記の制御回路は電界効果トランジスタＴ
３をも有し、そのソースＳは２にΩの抵抗Ｒ３を介して
回路の零電圧電源ラインに結合され、ドレインＤは３９
にΩの抵抗Ｒ４及びダイオードＤ２を介して＋１５ボル
トの電源ラインに且つ制御回路の第２直流増幅器１３の
入力端子に結合されている。トランジスタＴ３のゲート
には方形波発生器１１が結合されている。トランジスタ
Ｔ３はインバータとして動作し、ブリッジ回路のトラン
ジスタは制御回路の２つの直流増幅器１２、Ｉ３の出力
により、方形波発生器により生ぜしめられる方形波に応
答して、交互に導通せしめられる。
制御回路は、ブリッジ回路の出力電圧の変化率が零にな
る時を決定する検出回路を含んでいる。
この検出回路は、ブリッジ回路の出力端子に接続された
ベースと、１ｐＦの検出用コンデンサＣ２を介してＮＰ
Ｎ　ｌ−ランジスタＴ５のエミッタに接続されたエミッ
タと、３９にΩの抵抗Ｒ４及びダイオードＤ２を介して
＋１５Ｖ電源ラインに接続されたコレクタとを有するト
ランジスタＴ４を具えている。トランジスタＴ５のベー
スはダイオードＤ５を介してＯ■電源ラインに接続され
、トランジスタＴ４のベース及びエミッタ間にはダイオ
ードＤ４が接続されている。
次に、ブリッジ回路のトランジスタＴ１が導通（オン）
しており、トランジスタＴ２及びＴ３が非導通（オフ）
であり、方形波発生器１１の出力電圧Ｅｉｎが０である
瞬時から始めて回路動作を説明する。
負荷への出力電流は２００ｍＡである。次に、出力電圧
Ｅｉｎが１５ボルトに変化し、トランジスタＴ２のゲー
ト及びソース間の電圧ｖ２が抵抗Ｒ２と回路の寄生容量
とにより決定される時定数で１５ボルトに向けて上昇し
始める。トランジスタＴ３が直ちにスイッチ・オンされ
、抵抗Ｒ４の両端間の電圧降下が１５Ｖとなり、増幅器
１３への電圧入力及びその出力が零となる。従って、ト
ランジスタＴ１のゲート及びソース間の電圧Ｖｌが０と
なる。負荷がコンデンサＣ１を放電させ、同じ電圧がコ
ンデンサＣ２の両端間に現れる。一方、増幅器１２の入
力端子に零電圧を与えると、電流がコンデンサＣ２を経
て且つダイオードＤ４及びトランジスタＴ５を経て流れ
、電圧ｖ２がＯとなる。ブリッジ回路の出力電圧が０ボ
ルトに等しくなると直ちに、コンデンサＣ２を流れる電
流が０になり、電圧ｖ２が１５ボルトとなり、トランジ
スタＴ２がスイッチ・オンされる。従って、負荷を流れ
る電流が一２００ｍＡに減少し、電圧Ｅｉｎが０となり
、トランジスタＴ２がスイッチ・オフされる。同様な動
作がトランジスタＴ１に対し生じ、このトランジスタは
出力電圧が零になった際にのみスイッチ・オフされ、ト
ランジスタＴ１及びＴ２は交互にスイッチングされる。
この簡単な方法で、検出回路はブリッジ回路の出力電圧
が零になる時を有効に決定するとともに、これを流れる
電流の方向からトランジスタＴ１及びＴ２のいずれをス
イッチ・オンすべきかを決定する。
負荷電流が２００ｍＡであり、スルーレート減少コンデ
ンサＣ１が２２０ｐＦであり、検出コンデンサＣ２が１
９Ｆである場合には、この検出コンデンサを流れる電流
は制御電圧を取出すのに適切な９００μＡである。
第２図のけい光ランプユニットは第１図につき説明した
ような切換ブリッジ回路２０を有し、このブリッジ回路
は分路コンデンサＣ１、直列インダクタＬ及び直列コン
デンサＣ３を有する安定器（バラスト）回路を経てＳＬ
又はＰＬ型のような小型けい光ランプ１０に給電する。
電力源は抵抗ＲＤと電源ライン間に接続された電圧依存
抵抗ＶＤＲとの直列回路を有する電圧クランプ回路２１
を介して２４０ｖ交流商用電源から取出される。ＶＤＲ
の両端間に生じる電圧クランプ回路の出力はフィルタ及
び整流器回路２２を経て切換ブリッジ回路２０に供給さ
れる。切換ブリッジ回路２０の全体は単一の集積化チッ
プとして形成でき、また小型けい光ランプのハウジング
或いはけい光ランプを入れる照明器具内に入れることが
でき、このランプ或いは照明器具は白熱電球を取付ける
のに適した例えば差込み或いはねじばめのようなランプ
ソケットに取外し自在に取付けることができ、このよう
にすることにより交換が行なえるようになる。
本発明の他の例を第３図に示す。本例は第１図のものに
類似しており、同様な部分に第１図と同じ符号を付しで
ある。本例の場合２つのＮＰＮ　）ランジスタＴ１１を
以って電流ξラー回路を形成している。トランジスタＴ
１０はクランピングダイオードとして作用し、そのベー
ス及びコレクタが互いに接続されており、このベース／
コレクタ電極がトランジスタＴ１４のエミッタ電極及び
トランジスタＴ１１のベース電極に接続され、トランジ
スタＴ１０の工果ツタ電極がブリッジ回路の出力端子及
びトランジスタＴ１１のエミッタに接続されている。ト
ランジスタＴ１１のコレクタ電極はトランジスタＴ３の
ドレイン電極と増幅器１３の入力端子とトランジスタＴ
４のコレクタとに接続され、これにより第２直流増幅器
１３の入力端子における電圧を低く保つ。
これにより、低電流レベルがトランジスタＴ３に生じた
場合に増幅器１３の入力端子における大地に対する寄生
容量がトランジスタＴ１を再びターン・オンさせるのを
防止する。
第１及び３図の回路は破線で囲んだ部分２２及び２３を
有しており、本発明の幾つかの他の実施例を説明するた
めに第４図に第１及び３図をブロック化して示す。
本発明の切換ブリッジ回路の第３実施例である第５図を
参照するに、本例は前述した回路の２２及び２３にほぼ
類似せしめることができるもラッチ機能を有するラッチ
回路２３”、２２゛を具えている。ラッチ回路２２°、
２３′の各々は、第６〜８図につき詳細に説明する低電
圧制御部分２５゛から取出される制御信号に応答してブ
ロック２４′　中のそれぞれのトランジスタにより駆動
されるセット及びリセット入力端子を有している０本例
の場合、検出用コンデンサＣ２’　がブリッジ回路の出
力端子と低電圧制御部分２５゛　との間に接続され、こ
の低電圧制御部分は、コンデンサＣ２’　に電流が流れ
ずにブリッジ出力が零となる場合にラッチ回路２３゛　
及び２２゛を交互にセット及びリセットするように有効
に動作する。このようにして（出力信号の変化（スルー
イング）中に）コンデンサＣ２’　を流れる電流を、出
力が変化している限りトランジスタＴ１．　Ｔ２のター
ン・オンパルスを遅延させうる信号に変換せしめうる。
この決定を行なう方法を以下に第６．７及び８図につき
説明する。
第６図の回路及び第７図に示すその関連の波形は、コン
デンサ０２′を流れる電流を、ラッチ回路２２°、２３
゛の制御に用いるデジタル信号ＳＳＮ及びｓｓＰに変換
しうる一方法を示している。負に向うブリッジ出力信号
を考慮するものとすると、トランジスタＴ２２がスイッ
チ・オンされ、抵抗Ｒ２２を流れる電流がスイッチ・オ
ン電圧をトランジスタＴ２１のベース電極に生せしめる
。抵抗Ｒ２２を流れる電流はＶダイオード／６００Ωに
制限されており（ここにＶダイオードはトランジスタＴ
２１のペースエミッタ電圧である）、過大電流はトラン
ジスタＴ２１を経てＯボルトラインに流れる。トランジ
スタＴ２２のコレクタ電極における電圧が降下し、出力
ＳＳＮが低レベルとなる。これらの状態では、トランジ
スタＴ２３．　Ｔ２４．　Ｔ２５及びＴ２６が非導通で
あり、トランジスタＴ２６のコレクタにおける電圧は５
Ｖである。ブリッジ出力信号が正に向うと、トランジス
タＴ２３が導通し、トランジスタＴ２３のエミッタにお
ける電圧をトランジスタＴ２３及びＴ２４のダイオード
電圧である２■にクランプする。抵抗Ｒ２３を流れる電
流はＶダイオード／６００Ωに制限されており、過大電
流はトランジスタＴ２３及びＴ２４を経てＯＶクランプ
流れる。トランジスタＴ２６が導通し、抵抗Ｒ２４を流
れる電流により電圧を降下させ、出力ＳＳＰが低レベル
となる。これらの形態でトランジスタＴ２１及びＴ２２
は非導通となり、トランジスタＴ２２のコレクタにおけ
る電圧ＳＳＮが高レベルとなる。この動作は第７図の波
形を参照することにより容易に理解しうる。
第８図を参照するに、この第８図には第５図のブロック
２５”の一部を形成する論理回路を示してあり、この論
理回路はラッチ回路２２’、　２３”の双方に出力のオ
ン及びオフパルスを与えるものであり、オフパルスは優
先性を有し且つできるだけわずかとした遅延を有する。
方形波発生器１１は駆動パルスＧを生じ、インバータ１
３１を経て駆動パルスＨをも生じる。オフパルスの優先
性を確実にするとともに故障を無くす為に、２つの直列
インバータ１２１２１３３及びＩ３４、Ｉ３５によりパ
ルスＨ或いはＧを４入力ＮＡＮＤゲートＮｌ或いはＮ２
の１つの入力端子に供給し、これによりオンパルスの遅
延を導入する。
ＮＡＮＤゲートの各々の出力端子は、出力を幅狭パルス
に変換するコンデンサー抵抗微分回路とインバータ１３
６．　Ｉ３９とを経て駆動トランジスタＴ１５．　Ｔｌ
Ｂにそれぞれ結合されている。パルスＨ及びＧはコンデ
ンサー抵抗微分回路とインバータ１３７．　Ｉ３８を経
て、オフパルスを生じる駆動トランジスタＴ１６゜Ｔ１
７にそれぞれ供給される。ステップ関数を幅狭パルスに
変換することにより有効な微分関数を得る他の回路をコ
ンデンサー抵抗回路の代わりに用いることができ、この
ような他の回路も微分回路に含めるものとする。このよ
うな回路の例は単安定マルチバイブレータ或いは二重入
力ＮＡＮＤゲートであり、このゲートの一方の入力端子
には信号を直接供給し、他方の入力端子には遅延回路、
例えば奇数個のインバータを経て信号を供給する。各ラ
ッチ回路を駆動する２つのインバータ１３２．　Ｉ３３
及び１３４、Ｉ３５間に生じる信号はＮＡＮＤゲートＮ
２及びＮ１の入力端子にそれぞれ供給され、インバータ
１３７、１３８の入力端子の前のオフパルス側に生じる
信号もＮＡＮＤゲートＮ２及びＮｌの他の入力端子にそ
れぞれ供給される。これらの交差接続により、ラッチ回
路の一方がオンの際に他方がオフとなるようにこれらク
ラッチ回路が常に逆に制御されるようにする。
ＮＡＮＤゲートＮｌ及びＮ２の他の入力は、出力電圧が
正に向うか負に向うかを表わす電圧変化検出信号を生じ
る第６図のｓｓｐ出力端子及びＳＳＮ出力端子からそれ
ぞれうる。インバータ１２１．　Ｉ２２は省略すること
ができ、この場合ＮＡＮＤゲートＮｌの入力端子をトラ
ンジスタＴ２２のコレクタ電極に接続し、ＮＡＮＤゲー
トＮ２の入力端子をトランジスタＴ２６のコレクタ電極
に接続する必要がある。
第８図の論理回路の動作は第９図の波形図を参照するこ
とにより良好に理解しうる。
第８図の論理回路の他の例を第１０図に示してあり、こ
の第１０図で第８図と同様な部分に同じ符号を付しであ
る。本例では、インバータ１２１及びＩ３Ｂの代わりに
二重入力ＮＡＮＤゲートＮ３及びＮ４を用い、これらゲ
ートの追加の入力端子をＳＳＮ及びｓｓｐ出力端子にそ
れぞれ結合する。この回路では、ブリッジ出力電圧が変
化している限り、オフパルスが連続し、これによりシス
テムのスルーレートに対する不感応性を改善する。
使用する素子は集積回路チップに形成するのに特に適し
たものとする。制御回路全体を１つの集積回路チップと
して形成でき、この集積回路チップにはブリッジ回路素
子及び方形波発生器１１の双方又はいずれか一方をも含
めることができる。
上述したところでは、−導電型の半導体を用いた回路に
つき説明したが、本発明の範囲を逸脱することなく反対
導電型のトランジスタを用いた同様な回路を形成しうる
。
本発明による切換ブリッジ回路は種々の分野に適用でき
、例えば、 フェライト変圧器に対して一次電圧を与えるのに適した
電子ブリッジ回路、 大電力モータの個々のトランジスタに対する制御回路、 例えばニッケルーカドミウム充電可能装置におけるバッ
テリに対する充電器 に適用できる。
【図面の簡単な説明】 第１図は、本発明による切換ブリッジ回路を示す回路図
、 第２図は、本発明による切換ブリッジ回路を含むけい光
ランプユニットを部分的にブロックで示す線図、 第３図は、本発明により構成した切換ブリッジ回路の他
の例を示す回路図、 第４図は、第１及び第３図の回路を基本的なブロックで
簡単化して示す線図、 第５図は、本発明により構成した切換ブリッジ回路の更
に他の例を示すブロック線図、第６図は、第５図の例の
一部の回路であってコンデンサを通る電流デジタル信号
に変換する回路を詳細に示す回路図、 第７図は、第６図の回路の動作を示す波形図、第８図は
、第５図の例の一部をより詳細に示す回路図、 第９図は、第８図の回路の動作を示す波形図、第１０図
は、第８図の回路の他の例を示す回路図である。 １０・・・けい光ランプ １１・・・方形波発生器 １２・・・第１直流増幅器 １３・・・第２直流増幅器 ２０・・・切換ブリッジ回路 ２１・・・電圧クランプ回路 ２２・・・フィルタ及び整流器回路 ２２”、２３′・・・ラッチ回路 ２５゛　・・・低電圧制御部分 ＦｌＧ、１ ＦｌＧ、２ Ｉｃ２’ Ｆｉｔ）、６ Ｆ１６、Ｉ０ 手 続 補 正 量 目 平底 年 月 日

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、半導体ブリッジ素子（Ｔ１、Ｔ２）が、スイッチン
    グ信号に応答して直流電源から整流出力電圧を生じるよ
    うに配置されている切換ブリッジ回路において、前記の
    ブリッジ素子を切換える制御回路がコンデンサ（Ｃ２）
    により出力端子に結合され、前記のコンデンサ（Ｃ２）
    に出力電圧の変化を表わす電流が流れている間前記のブ
    リッジ素子（Ｔ１、Ｔ２）の切換えを素子するようにな
    っていることを特徴とする切換ブリッジ回路。 ２、請求項１に記載の切換ブリッジ回路において、前記
    の制御回路が第１トランジスタ（Ｔ４）を有し、この第
    １トランジスタのベース電極が前記の出力端子に結合さ
    れ、この第１トランジスタのエミッタ電極が前記のコン
    デンサ（Ｃ２）を経て第２トランジスタ（Ｔ５）のエミ
    ッタに結合され、この第１トランジスタのコレクタが第
    １抵抗（Ｒ４）とダイオード（Ｄ２）とを経て一対の直
    流電圧供給ラインのうちの一方の直流電圧供給ライン（
    １５Ｖ）と、ブリッジ回路の１つのアーム中の半導体素
    子（Ｔ１）の制御電極（Ｇ）とに結合され、前記の第２
    トランジスタ（Ｔ５）のベースが前記の一対の直流電圧
    供給ラインのうちの他方の直流電圧供給ライン（ＯＶ）
    に結合され、この第２トランジスタのコレクタがブリッ
    ジ回路の他のアーム中の半導体素子（Ｔ２）の制御電極
    （Ｇ）に結合され、前記の第１トランジスタのコレクタ
    が電界効果トランジスタ（Ｔ３）のドレイン−ソース通
    路と第２抵抗（Ｒ３）とを経て前記の他方の直流電圧供
    給ライン（ＯＶ）に結合され、前記の電界効果トランジ
    スタ（Ｔ３）のゲート電極（Ｇ）が、前記のスイッチン
    グ信号を受けるスイッチング信号ラインに結合され、こ
    のスイッチング信号ラインが第３抵抗（Ｒ２）を経て前
    記の第２トランジスタ（Ｔ５）のコレクタに結合されて
    いることを特徴とする切換ブリッジ回路。 ３、請求項２に記載の切換ブリッジ回路において、前記
    の第１トランジスタ（Ｔ４）及び第２トランジスタ（Ｔ
    ５）の各々のベース及びエミッタ間にダイオード（Ｄ４
    、Ｄ５）が設けられ、これらダイオードが関連のトラン
    ジスタの導通時に逆バイアスされるようになっているこ
    とを特徴とする切換ブリッジ回路。 ４、請求項２に記載の切換ブリッジ回路において、前記
    の第１トランジスタ（Ｔ４）のエミッタと前記の出力端
    子との間にダイオード（Ｔ１０）が接続され、前記の第
    １トランジスタ（Ｔ４）のエミッタ電極には第３トラン
    ジスタ（Ｔ１１）のベース電極が結合され、この第３ト
    ランジスタのエミッタ電極が前記の出力端子に結合され
    、この第３トランジスタのコレクタ電極が前記の電界効
    果トランジスタのドレインに結合されていることを特徴
    とする切換ブリッジ回路。 ５、請求項２〜４のいずれか一項に記載の切換ブリッジ
    回路において、整流を行なう為のスイッチング信号を得
    る回路中に発振器（１１）が接続されていることを特徴
    とする切換ブリッジ回路。 ６、請求項２〜５のいずれか一項に記載の切換ブリッジ
    回路において、前記の第１及び第２トランジスタ（Ｔ４
    、Ｔ５）のコレクタの各々は直流増幅器（１３、１２）
    を経てブリッジ回路のそれぞれの異なる半導体素子に結
    合されていることを特徴とする切換ブリッジ回路。 ７、請求項６に記載の切換ブリッジ回路において、前記
    の直流増幅器（１３、１２）の各々が一導電型の第４ト
    ランジスタ（Ｔ６、Ｔ６’）と反対導電型の第５トラン
    ジスタ（Ｔ７、Ｔ７’）とを有し、これら第４及び第５
    トランジスタ（Ｔ６、Ｔ７及びＴ６’、Ｔ７’）のベー
    スが前記の第１及び第２トランジスタ（Ｔ４、Ｔ５）の
    うちの一方のトランジスタのコレクタに結合され、第４
    トランジスタ（Ｔ６、Ｔ６’）のエミッタ電極が第５ト
    ランジスタ（Ｔ７、Ｔ７’）のエミッタ電極とブリッジ
    回路の関連のアーム中の半導体素子（Ｔ１、Ｔ２）の制
    御電極（Ｇ）とに結合され、前記の第５トランジスタ（
    Ｔ７、Ｔ７’）のコレクタには前記の一導電型の第６ト
    ランジスタ（Ｔ８、Ｔ８’）のベースが結合され、この
    第６トランジスタのコレクターエミッタ通路がブリッジ
    素子（Ｔ１、Ｔ２）の一方と並列に接続されていること
    を特徴とする切換ブリッジ回路。 ８、請求項１に記載の切換ブリッジ回路において、前記
    のブリッジ素子（Ｔ１、Ｔ２）は、前記のコンデンサに
    電流が流れない場合に交互に セット及びリセットされるラッチ回路（２２’、２３’
    ）によって駆動されるようになっていることを特徴とす
    る切換ブリッジ回路。 ９、請求項８に記載の切換ブリッジ回路において、前記
    のラッチ回路は、制御回路に応答する論理回路により、
    コンデンサを流れる電流の方向に応じてセット及びリセ
    ットされるようになっていることを特徴とする切換ブリ
    ッジ回路。 １０、請求項９に記載の切換ブリッジ回路において、前
    記の論理回路は第１及び第２ＮＡＮＤゲート（Ｎ２、Ｎ
    １）を有し、第１ＮＡＮＤゲート（Ｎ２）はスイッチン
    グ信号に対する入力端子に結合された第１入力端子と、
    前記の制御回路に接続された第２入力端子と、前記のラ
    ッチ回路のうちの第１のラッチ回路（２２’）のセット
    又はリセット入力端子に結合された出力端子とを有し、
    この第１ラッチ回路のリセット又はセット入力端子はイ
    ンバータを経てスイッチング信号に対する入力端子に接
    続され、第２ＮＡＮＤゲート（Ｎ１）はインバータ（Ｉ
    ３１）を経てスイッチング信号に対する入力端子に結合
    された第１入力端子と、前記の制御回路に接続された第
    ２入力端子と、前記のラッチ回路のうちの第２のラッチ
    回路（２３’）のセット又はリセット入力端子に結合さ
    れた出力端子とを有し、この第２のラッチ回路のリセッ
    ト又はセット入力端子には他のインバータを経て、反転
    されたスイッチング信号が供給されるようになっている
    ことを特徴とする切換ブリッジ回路。 １１、請求項１０に記載の切換ブリッジ回路において、
    スイッチング信号に対する入力端子と各ラッチ回路（２
    ２’、２３’）のセット入力端子との間の回路が遅延手
    段（Ｉ３２、Ｉ３３、Ｉ３４、Ｉ３５）を有しているこ
    とを特徴とする切換ブリッジ回路。 １２、請求項１１に記載の切換ブリッジ回路において、
    前記の遅延手段が１つ以上のインバータ回路を有してい
    ることを特徴とする切換ブリッジ回路。 １３、請求項１０〜１２のいずれか一項に記載の切換ブ
    リッジ回路において、スイッチング信号に対する入力端
    子とラッチ回路（２２’、２３’）のセット及びリセッ
    ト入力端子の各々との間の回路が微分回路を有している
    ことを特徴とする切換ブリッジ回路。 １４、請求項１０〜１３のいずれか一項に記載の切換ブ
    リッジ回路において、前記の制御回路が一極性型の第１
    トランジスタ（Ｔ２１）を有し、そのエミッタ電極がコ
    ンデンサ（Ｃ２’）を経てブリッジ出力端子に結合され
    、そのコレクタ電極が一方の論理電圧ライン（ＯＶ）に
    結合され、そのベース電極が抵抗を経てそのエミッタ電
    極に結合され且つ前記の一極性型の第２トランジスタ（
    Ｔ２２）のエミッタにも結合され、この第２トランジス
    タのベース電極は前記の一方の論理電圧ラインに結合さ
    れ、この第２トランジスタのコレクタは抵抗を経て他方
    の論理電圧ライン（５Ｖ）に結合され、このコレクタが
    コンデンサ（Ｃ２’）を流れる電流の方向を表わす第１
    出力を生じ、反対極性型の第３トランジスタ（Ｔ２３）
    のコレクタ電極が前記の一方の論理電圧ライン（ＯＶ）
    に結合され、この第３トランジスタのベース電極がダイ
    オード（Ｔ２４）により前記の一方の論理電圧ライン（
    ＯＶ）に結合され、この第３トランジスタのエミッタ電
    極が前記のコンデンサ（Ｃ２’）を経てブリッジ出力端
    子に結合されているとともに抵抗（Ｒ２３）を経て前記
    の一極性型の第４トランジスタ （Ｔ２６）のベース電極にも結合され、この第４トラン
    ジスタのベース電極はダイオード（Ｔ２５）を経て前記
    の一方の論理電圧ラインに結合され、この第４トランジ
    スタ（Ｔ２６）のコレクタ電極は抵抗（Ｒ２４）を経て
    前記の他方の論理電圧ライン（５Ｖ）に結合され、この
    第４トランジスタのコレクタ電極が前記のコンデンサ（
    Ｃ２’）を流れる電流の方向を表わす第２出力を生じ、
    前記の第２及び第４トランジスタの出力がそれぞれＮＡ
    ＮＤゲート（Ｎ１、Ｎ２）の異なる一方の第２入力端子
    に与えられるようになっていることを特徴とする切換ブ
    リッジ回路。 １５、請求項１０〜１４のいずれか一項に記載の切換ブ
    リッジ回路において、第１及び第２ＮＡＮＤゲート（Ｎ
    ２、Ｎ１）の出力端子に結合されたラッチ回路（２３’
    、２２’）の入力端子の前段にインバータ（Ｉ３６、Ｉ
    ３９）が設けられ、ラッチ回路の他の入力端子が第３及
    び第４二重入力ＮＡＮＤゲート（Ｎ４、Ｎ３）を介して
    結合され、これら第３及び第４二重ＮＡＮＤゲートの他
    の入力端子は前記の第２及び第４トランジスタ（Ｔ２２
    、Ｔ２６）のうちの異なる１つの出力端子に結合されて
    いることを特徴とする切換ブリッジ回路。 １６、請求項１０〜１５のいずれか一項に記載の切換ブ
    リッジ回路において、第１及び第２ＮＡＮＤゲート（Ｎ
    ２、Ｎ１）の各々が、スイッチング信号に対する入力端
    子に結合された第３入力端子を有し、第１ＮＡＮＤゲー
    ト（Ｎ２）はインバータ（Ｉ３１）を経てこのスイッチ
    ング信号に対する入力端子に結合されていることを特徴
    とする切換ブリッジ回路。 １７、請求項１１に依存する請求項１２〜１７のいずれ
    か一項に記載の切換ブリッジ回路において、ＮＡＮＤゲ
    ート（Ｎ２、Ｎ１）の各々が、スイッチング信号に対す
    る前記の入力端子と他方のＮＡＮＤゲート（Ｎ１、Ｎ２
    ）のラッチ回路のセット入力端子との間の前記の回路に
    結合された第４入力端子を有していることを特徴とする
    切換ブリッジ回路。 １８、請求項１０〜１４のいずれか一項に記載の切換ブ
    リッジ回路において、前記のラッチ回路 （２３’、２２’）のセット及びリセット入力端子の各
    々の前段にインバータ（Ｉ３６、Ｉ３７、Ｉ３８、Ｉ３
    ９）が設けられていることを特徴とする切換ブリッジ回
    路。 １９、請求項１〜１８のいずれか一項に記載の切換ブリ
    ッジ回路において、この切換ブリッジ回路が１つの集積
    回路チップに形成されていることを特徴とする切換ブリ
    ッジ回路。 ２０、交流電流供給源に対する一対の入力ラインと並列
    に結合された電圧クランプ回路（２１）と、この電圧ク
    ランプ回路の出力端子に結合された整流器回路（２２）
    と、この整流器回路の出力端子に結合された請求項１〜
    １９のいずれか一項に記載の切換ブリッジ回路（２０）
    との組合せより成ることを特徴とする交流電力切換ブリ
    ッジ回路。 ２１、けい光管（１０）と、安定器と、請求項２０に記
    載の交流電力切換ブリッジ回路との組合せを有し、交流
    電力ブリッジ回路は前記のけい光管と安定器とに給電す
    る切換モード電力変換器として構成されていることを特
    徴とするけい光ランプユニット。 ２２、請求光２１に記載のけい光ランプユニットにおい
    て、前記の電圧クランプ回路（２１）、整流器回路（２
    ２）、切換ブリッジ回路（２０）、けい光管（１０）及
    び安定器がすべてハウジング内に収容されていることを
    特徴とするけい光ランプユニット。 ２３、請求項２２に記載のけい光ランプユニットにおい
    て、前記の電圧クランプ回路（２１）、整流器回路（２
    ３）、切換ブリッジ回路（２０）及び安定器のすべてが
    、小型けい光管（１０）を収容する照明器具内に収容さ
    れていることを特徴とするけい光ランプユニット。 ２４、請求項２２又は２３に記載のけい光ランプユニッ
    トにおいて、このけい光ランプユニットは、白熱電球を
    接続するのに適しているようなランプソケットに取外し
    自在に連結されうるようになっていることを特徴とする
    けい光ランプユニット。
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